JPH02241369A - 電力変換器の制御装置及びエレベーター装置 - Google Patents
電力変換器の制御装置及びエレベーター装置Info
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- JPH02241369A JPH02241369A JP1057943A JP5794389A JPH02241369A JP H02241369 A JPH02241369 A JP H02241369A JP 1057943 A JP1057943 A JP 1057943A JP 5794389 A JP5794389 A JP 5794389A JP H02241369 A JPH02241369 A JP H02241369A
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- H02M5/453—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate DC into AC using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M5/458—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate DC into AC using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M5/4585—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate DC into AC using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having a rectifier with controlled elements
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野コ
本発明は、電力変換器の制御装置及び電力変換システム
に係り、特に、電流形インバータの出方における高調波
成分が負荷に影響を与えないようにでき、電力変換シス
テムに種々の新たな機能を付加することを可能とした電
力変換器の制御装置及び電力変換システムに関する。
に係り、特に、電流形インバータの出方における高調波
成分が負荷に影響を与えないようにでき、電力変換シス
テムに種々の新たな機能を付加することを可能とした電
力変換器の制御装置及び電力変換システムに関する。
［従来の技術］
近年、その制御回路の構成が簡潔である、電動機の駆動
に用いて電動機騒音を低減できる等の特徴を有するＰＷ
Ｍ電流形インバータが、例えば、特開昭６２−１６３５
７９号公報等に記載されて提案されている。また、この
種ＰＷＭ電流形インバータを、高信頼性と静粛さを要求
されるエレベータ−制御に適用することが、昭和６２年
電気学会産業応用全国大会 Ｎｏ、１５等において報告
されている。
に用いて電動機騒音を低減できる等の特徴を有するＰＷ
Ｍ電流形インバータが、例えば、特開昭６２−１６３５
７９号公報等に記載されて提案されている。また、この
種ＰＷＭ電流形インバータを、高信頼性と静粛さを要求
されるエレベータ−制御に適用することが、昭和６２年
電気学会産業応用全国大会 Ｎｏ、１５等において報告
されている。
第１８図はこの種電流形インバータシステムの基本的な
回路構成を示すブロック図である。第１８図において、
３はコンバータ部、５はインバータ部、８は直流電流検
出器、１０．１１はマイコンである。
回路構成を示すブロック図である。第１８図において、
３はコンバータ部、５はインバータ部、８は直流電流検
出器、１０．１１はマイコンである。
第１８図において、インバータ部５は、端子１３゜１４
からの周波数指令ω１、位相指令θ８を受ける制御装置
であるマイコン１０により制御され、負荷７となる誘導
電動機等に電力を供給する。−方、コンバータ部３を制
御する制御装置であるマイコン１１は、端子１２より入
力される電流指令ｉ工′に対して、直流電流検出器８か
ら帰還される直流電流の大きさを一致させるように電流
制御系を構成しながら、コンバータ部３をＰＷＭ制御し
ている。この場合、マイコン１１は、電源１のゼロクロ
ス信号１５を受は取って、このゼロクロス信号１５に基
づいて同期処理を行っている。なお、この種電源との同
期処理については、例えば、特開昭６２−１７１４７０
号公報、特開昭６２−２９０３５９号公報。
からの周波数指令ω１、位相指令θ８を受ける制御装置
であるマイコン１０により制御され、負荷７となる誘導
電動機等に電力を供給する。−方、コンバータ部３を制
御する制御装置であるマイコン１１は、端子１２より入
力される電流指令ｉ工′に対して、直流電流検出器８か
ら帰還される直流電流の大きさを一致させるように電流
制御系を構成しながら、コンバータ部３をＰＷＭ制御し
ている。この場合、マイコン１１は、電源１のゼロクロ
ス信号１５を受は取って、このゼロクロス信号１５に基
づいて同期処理を行っている。なお、この種電源との同
期処理については、例えば、特開昭６２−１７１４７０
号公報、特開昭６２−２９０３５９号公報。
特開昭６３−７１６５号公報、特開昭６３−７１６６号
公報等に記載されて提案された方式がある。
公報等に記載されて提案された方式がある。
しかしながら、第１８図に示す従来技術は、前述の電源
同期処理が精度良く行われなかった場合、コンバータ部
３の直流出力電流側に、電源周波数の６倍、１２倍等の
リップルが生じ、さらに、直流リアクトル４のインダク
タンスが小さい場合には、このリップルがインバータ部
５を介して負荷７である誘導電動機に印加されることに
なり、電動機にトルクリップルを発生させるという不具
合があった。この点から、前記従来技術は、直流リアク
トルのインダクタンスを充分に大きく設定して使用する
ことにより、前述の問題を回避していたが、システム全
体が大容量化された場合には、直流リアクトルの容積及
びコストが大きくなってしまうという問題を生じさせて
しまう。従って、大容量化されたシステムにおいては、
直流リアクトルの容積を低減し、そのコストを引下げる
ことが必要となってきている。
同期処理が精度良く行われなかった場合、コンバータ部
３の直流出力電流側に、電源周波数の６倍、１２倍等の
リップルが生じ、さらに、直流リアクトル４のインダク
タンスが小さい場合には、このリップルがインバータ部
５を介して負荷７である誘導電動機に印加されることに
なり、電動機にトルクリップルを発生させるという不具
合があった。この点から、前記従来技術は、直流リアク
トルのインダクタンスを充分に大きく設定して使用する
ことにより、前述の問題を回避していたが、システム全
体が大容量化された場合には、直流リアクトルの容積及
びコストが大きくなってしまうという問題を生じさせて
しまう。従って、大容量化されたシステムにおいては、
直流リアクトルの容積を低減し、そのコストを引下げる
ことが必要となってきている。
このような点に関する改善を行う技術として、昭和６３
年電気学会全国大会 Ｎｏ、１４８３として提案された
ものがある。この提案は、電流形インバータシステムの
制御において、直流電力リップルに応じてインバータパ
ルス分配を切り換えるというものであるが、インバータ
に対する変調率の制御を行っているものではなく、イン
バータ部の出力波形歪についての配慮がなされておらず
、その出力に多くの高調波成分が含まれるものである。
年電気学会全国大会 Ｎｏ、１４８３として提案された
ものがある。この提案は、電流形インバータシステムの
制御において、直流電力リップルに応じてインバータパ
ルス分配を切り換えるというものであるが、インバータ
に対する変調率の制御を行っているものではなく、イン
バータ部の出力波形歪についての配慮がなされておらず
、その出力に多くの高調波成分が含まれるものである。
一方、特開昭６２−１６３５７７号公報において、電流
形インバータシステムの出力の正弦波性と出力電流の有
効活用との整合をとった方式として、３相正弦波波高値
に応じて所定区間をパルス幅に按分する方式が提案され
ているが、この従来技術においては、出力電流の高調波
成分等の特定のファクタに対して、ＰＷＭパルス幅の算
出をどのように行うべきか、また、インバータの出力に
接続される誘導電動機の運転条件に応じて、ＰＷＭパル
ス幅をどのように設定すべきかという点について解決さ
れていない。
形インバータシステムの出力の正弦波性と出力電流の有
効活用との整合をとった方式として、３相正弦波波高値
に応じて所定区間をパルス幅に按分する方式が提案され
ているが、この従来技術においては、出力電流の高調波
成分等の特定のファクタに対して、ＰＷＭパルス幅の算
出をどのように行うべきか、また、インバータの出力に
接続される誘導電動機の運転条件に応じて、ＰＷＭパル
ス幅をどのように設定すべきかという点について解決さ
れていない。
［発明が解決しようとする課題］
前記従来技術は、電流形インバータシステムにおいて、
そのインバータ部の制御について充分な配慮を行うこと
により、直流リアクトルのインダクタンスを小さくする
こと、出力の高調波成分を低減すること等に関する配慮
がなされておらず、直流リアクトルを小形化し、コスト
ダウンを図ることが困難であり、また、出力高調波成分
を低減することができないという問題点を有している。
そのインバータ部の制御について充分な配慮を行うこと
により、直流リアクトルのインダクタンスを小さくする
こと、出力の高調波成分を低減すること等に関する配慮
がなされておらず、直流リアクトルを小形化し、コスト
ダウンを図ることが困難であり、また、出力高調波成分
を低減することができないという問題点を有している。
本発明の目的は、前記従来技術の問題点を解決し、イン
バータ部に対する制御を充実し、その機能を拡張するこ
とにより、直流リアクトルの小形化を可能とし、かつ、
出力の高調波成分を低減することを可能とした電力変換
器の制御装置を提供することにある。
バータ部に対する制御を充実し、その機能を拡張するこ
とにより、直流リアクトルの小形化を可能とし、かつ、
出力の高調波成分を低減することを可能とした電力変換
器の制御装置を提供することにある。
［課題を解決するための手段］
本発明によれば、前記目的は、インバータシステムにお
けるインバータ部のＰＷＭ制御を行う系の中に、種々の
指令に基づいてＰＷＭ制御の変調率を制御する要素を付
加することにより達成される。
けるインバータ部のＰＷＭ制御を行う系の中に、種々の
指令に基づいてＰＷＭ制御の変調率を制御する要素を付
加することにより達成される。
［作用コ
インバータ部のＰＷＭ制御系内に、ＰＷＭ制御の変調率
制御を導入することにより、インバータ部の出力電流は
、所定の指令に応じてより正確に制御可能となり、イン
バータ部に与えられる直流に重畳されるリップル、出力
電流の高調波成分による影響が負荷である誘導電動機に
伝わりにくくでき、負荷である誘導電動機を指令に忠実
に制御可能にできる。
制御を導入することにより、インバータ部の出力電流は
、所定の指令に応じてより正確に制御可能となり、イン
バータ部に与えられる直流に重畳されるリップル、出力
電流の高調波成分による影響が負荷である誘導電動機に
伝わりにくくでき、負荷である誘導電動機を指令に忠実
に制御可能にできる。
［実施例］
以下、本発明による電力変換器の実施例を図面により詳
細に説明する。
細に説明する。
第１図は本発明の第１の実施例の構成を示すブロック図
、第２図は第１図における出力ポート１０６に発生させ
るパルスパターンを求める事象算出処理を説明するフロ
ーチャート、第３図はパルスパターンの一例を説明する
タイミングチャート、第４図は第２図のステップＦ１４
００の動作を説明する図、第５図は算出された事象内容
と事象変化時刻を出力ポート制御用に連想メモリに設定
する処理を説明するフローチャートである。
、第２図は第１図における出力ポート１０６に発生させ
るパルスパターンを求める事象算出処理を説明するフロ
ーチャート、第３図はパルスパターンの一例を説明する
タイミングチャート、第４図は第２図のステップＦ１４
００の動作を説明する図、第５図は算出された事象内容
と事象変化時刻を出力ポート制御用に連想メモリに設定
する処理を説明するフローチャートである。
第１図に示す本発明の第１の実施例において、１は三相
交流電源、２は過電圧抑制用コンデンサ、３は電流形コ
ンバータ部で、３１〜３６はその主スイツチング素子を
構成するトランジスタ、４は直流リアクトル、５は電流
形インバータ部で、５１〜５６はその主スイツチング素
子を構成するトランジスタ、６は過電圧抑制用のコンデ
ンサ、７は負荷の一例として示した誘導電動機、８は直
流電流検出器、９は一次電流指令ｉ工′とフィードバッ
ク値ｉ□を比較する比較器、１０．１１はパルスパター
ン（制御信号）をトランジスタ３１〜３６゜５１〜５６
に供給するための、ワンチップマイコンである（なお、
これらのワンチップマイコン１゜と１１は同一のハード
構成となっているので、その詳細な説明は主として制御
回路１０について行う）。
交流電源、２は過電圧抑制用コンデンサ、３は電流形コ
ンバータ部で、３１〜３６はその主スイツチング素子を
構成するトランジスタ、４は直流リアクトル、５は電流
形インバータ部で、５１〜５６はその主スイツチング素
子を構成するトランジスタ、６は過電圧抑制用のコンデ
ンサ、７は負荷の一例として示した誘導電動機、８は直
流電流検出器、９は一次電流指令ｉ工′とフィードバッ
ク値ｉ□を比較する比較器、１０．１１はパルスパター
ン（制御信号）をトランジスタ３１〜３６゜５１〜５６
に供給するための、ワンチップマイコンである（なお、
これらのワンチップマイコン１゜と１１は同一のハード
構成となっているので、その詳細な説明は主として制御
回路１０について行う）。
１２はコンバータ制御系に与えられる一次電流指令ｉｉ
′が供給される端子、１３．１４はインバ−夕制御系に
与えられる周波数指令ω、′と位相指令θ８が供給され
る端子、１５は電源同期用の信号を入力するための信号
線である。さらに、−次電流指令信号ｉ、ＩＩは、電流
制御系の応答遅れに相当する遅れを生じさせる遅れ要素
１６を介して比較器１７に入力されるようにされている
。一方、直流電流検出器８により検出された直流電流ｉ
工も、比較器１７に入力され、比較器１７より得られる
電流リップル成分Δ１８が、インバータ部５を制御する
ワンチップマイコン１０に入力される。
′が供給される端子、１３．１４はインバ−夕制御系に
与えられる周波数指令ω、′と位相指令θ８が供給され
る端子、１５は電源同期用の信号を入力するための信号
線である。さらに、−次電流指令信号ｉ、ＩＩは、電流
制御系の応答遅れに相当する遅れを生じさせる遅れ要素
１６を介して比較器１７に入力されるようにされている
。一方、直流電流検出器８により検出された直流電流ｉ
工も、比較器１７に入力され、比較器１７より得られる
電流リップル成分Δ１８が、インバータ部５を制御する
ワンチップマイコン１０に入力される。
一方、ワンチップマイコン１０は、入力ポート１０１、
内部バス１０２．プログラムやパルス幅データテーブル
等を格納するＲＯＭＩＯ３、−時記憶やレジスタとして
用いられるＲＡＭ１０４゜演算等を実行するＡＬＵ１０
５、出力ポート１０６に所定のパルスパターン（事象）
からなる制御信号を出力するために必要な事象の設定を
行う事象設定レジスタ１０７、この事象をいつイネーブ
ルにするかの時刻設定を行う時刻設定レジスタ１０８、
これら両設定レジスタ１０７，１０８の内容を連結し保
持する保持レジスタ１０９、この保持レジスタ１０９に
設定されたいく組かの設定データが順次、サイクリック
に格納される連想メモリ１１０゜実際の時刻を出力する
タイマ１１１、このタイマ１１１による時刻と連想メモ
リ１１０内の設定時刻内容とを比較し、これらが一致し
たときに出力を発生する比較部１１２、この比較部１１
２からのトリガを受は設定された事象を出力ポート１０
６に出力制御する実行コントローラ１１３などで構成さ
れる。
内部バス１０２．プログラムやパルス幅データテーブル
等を格納するＲＯＭＩＯ３、−時記憶やレジスタとして
用いられるＲＡＭ１０４゜演算等を実行するＡＬＵ１０
５、出力ポート１０６に所定のパルスパターン（事象）
からなる制御信号を出力するために必要な事象の設定を
行う事象設定レジスタ１０７、この事象をいつイネーブ
ルにするかの時刻設定を行う時刻設定レジスタ１０８、
これら両設定レジスタ１０７，１０８の内容を連結し保
持する保持レジスタ１０９、この保持レジスタ１０９に
設定されたいく組かの設定データが順次、サイクリック
に格納される連想メモリ１１０゜実際の時刻を出力する
タイマ１１１、このタイマ１１１による時刻と連想メモ
リ１１０内の設定時刻内容とを比較し、これらが一致し
たときに出力を発生する比較部１１２、この比較部１１
２からのトリガを受は設定された事象を出力ポート１０
６に出力制御する実行コントローラ１１３などで構成さ
れる。
次に、前述のように構成される本発明の第１の実施例に
おいて、出力ポート１０６に発生させる事象、すなわち
、インバータ部５の主スイツチング素子であるトランジ
スタ５１〜５６に与えるパルスパターンを求める事象算
出処理プログラムＦ１０００の処理フローを第２図によ
り説明する。
おいて、出力ポート１０６に発生させる事象、すなわち
、インバータ部５の主スイツチング素子であるトランジ
スタ５１〜５６に与えるパルスパターンを求める事象算
出処理プログラムＦ１０００の処理フローを第２図によ
り説明する。
（１）まず、周波数指令ω１、位相指令θ８及び変調率
制御を行う場合の調整項となるリップル成分Δｉｘを入
力ポート１０１から読み取る。この場合、周波数指令ω
１′″及び位相指令θ８をワンチップマイコン１ｏの内
部で計算する場合には、この処理におけるボート読み取
りは、リップル成分Δｘ Ｘについてのみ行えばよく、
他は不要である（ステップＦＩ１００）。
制御を行う場合の調整項となるリップル成分Δｉｘを入
力ポート１０１から読み取る。この場合、周波数指令ω
１′″及び位相指令θ８をワンチップマイコン１ｏの内
部で計算する場合には、この処理におけるボート読み取
りは、リップル成分Δｘ Ｘについてのみ行えばよく、
他は不要である（ステップＦＩ１００）。
（２）次に、読み取った周波数指令ω、′を一定時間Δ
ｔ工毎に積分し、その結果に位相指令θ８を加算するこ
とにより、総合位相θアを求める（ステップＦ１２００
）。
ｔ工毎に積分し、その結果に位相指令θ８を加算するこ
とにより、総合位相θアを求める（ステップＦ１２００
）。
（３）次に、電気角３６０°を６０°毎に分割した６個
のモードのうち、今回求めた総合位相θ工では、どのモ
ードのパルスパターンを出力すればよいか、すなわち、
総合位相θ７に応じて決定される出力事象を求める。な
お、この総合位相θ工と６個のモードとの関係について
は、本発明の本質とは直接関係しないので、その詳細な
説明を省略するが１例えば、特開昭６２−１６３５５７
号公報に開示されている（ステップＦ１３００）。
のモードのうち、今回求めた総合位相θ工では、どのモ
ードのパルスパターンを出力すればよいか、すなわち、
総合位相θ７に応じて決定される出力事象を求める。な
お、この総合位相θ工と６個のモードとの関係について
は、本発明の本質とは直接関係しないので、その詳細な
説明を省略するが１例えば、特開昭６２−１６３５５７
号公報に開示されている（ステップＦ１３００）。
（４）さらに、最後に、割り込みインターバルΔｔｉ間
でパルスパターンを変化させるまでの時間Ｔ Ａ ｔ
Ｔ Ａ ＋ Ｔ 日を、総合位相θ１によるデータテー
ブルを参照することによって求め、さらに、取り込んだ
電流リップルΔｉ Ｘと基準変調率γとから決まる変調
率に基づいて、前述で検索した時間データＴ Ａ −Ｔ
Ａ ＋ Ｔ ａを次のように修正する。
でパルスパターンを変化させるまでの時間Ｔ Ａ ｔ
Ｔ Ａ ＋ Ｔ 日を、総合位相θ１によるデータテー
ブルを参照することによって求め、さらに、取り込んだ
電流リップルΔｉ Ｘと基準変調率γとから決まる変調
率に基づいて、前述で検索した時間データＴ Ａ −Ｔ
Ａ ＋ Ｔ ａを次のように修正する。
ＴＡ’４− （ｙ −Ａｉ”） ・ＴＡ −
＝ （１）（ＴＡ’＋Ｔａ’）←（γ−Δｉｆ）・（Ｔ
Ａ＋Ｔｏ）・・・・・（２） この修正は、例えば、リップル成分ΔｉＸが零の場合、
検索した時間データＴＡ、ＴＡ＋ＴＢをそれぞれ、基準
の変調率データγに応じてγ・ＴＡ、γ・（Ｔ Ａ ＋
Ｔ ｅ ）に書き替えて行われる。また、リップル成
分Δ１８が正のある値の場合、すなわち、直流電流検出
器８により検出された直流電流ｉ工が電流指令ｉｉ′よ
りもやや大きい場合、調整項を考慮した変調率指令は、
（γ−Δｉｘ）となり基準値γよりもΔ１８だけ小さな
値となり、これを用いて検索された時間データＴＡ、Ｔ
Ａ＋ＴＢを修飾すれば、修正後の時間データＴ Ａ’
、 Ｔ Ａ’ ＋ Ｔ Ｂ″は、検索された時間データ
ＴＡ、ＴＡ＋ＴＢよりその時間幅がリップル成分Δ±８
の分だけ短くなる。
＝ （１）（ＴＡ’＋Ｔａ’）←（γ−Δｉｆ）・（Ｔ
Ａ＋Ｔｏ）・・・・・（２） この修正は、例えば、リップル成分ΔｉＸが零の場合、
検索した時間データＴＡ、ＴＡ＋ＴＢをそれぞれ、基準
の変調率データγに応じてγ・ＴＡ、γ・（Ｔ Ａ ＋
Ｔ ｅ ）に書き替えて行われる。また、リップル成
分Δ１８が正のある値の場合、すなわち、直流電流検出
器８により検出された直流電流ｉ工が電流指令ｉｉ′よ
りもやや大きい場合、調整項を考慮した変調率指令は、
（γ−Δｉｘ）となり基準値γよりもΔ１８だけ小さな
値となり、これを用いて検索された時間データＴＡ、Ｔ
Ａ＋ＴＢを修飾すれば、修正後の時間データＴ Ａ’
、 Ｔ Ａ’ ＋ Ｔ Ｂ″は、検索された時間データ
ＴＡ、ＴＡ＋ＴＢよりその時間幅がリップル成分Δ±８
の分だけ短くなる。
なお、前述の基準変調率Ｙは、リップル成分により正方
向にも修正されることがあるので、１より小さな値、例
えば、０．９．０．９５等に設定される。
向にも修正されることがあるので、１より小さな値、例
えば、０．９．０．９５等に設定される。
この点は、後述する他の実施例の場合も同様である。
第３図は、この場合に、インバータ部５のトランジスタ
５１〜５６に与えられるＯＮ、ＯＦＦ用のパルスパター
ンの一部、すなわち、トランジスタの１スイッチング周
期Δｔ１の各パルスパターン３５１〜Ｓ５６の例を示し
たものである。
５１〜５６に与えられるＯＮ、ＯＦＦ用のパルスパター
ンの一部、すなわち、トランジスタの１スイッチング周
期Δｔ１の各パルスパターン３５１〜Ｓ５６の例を示し
たものである。
前述によって、パルス幅データは、第３図に示すように
、短絡相の幅がΔ１８に相当する分だけ広がり、短絡電
流が増加し、インバータ部５への入力直流電流が、リッ
プル成分Δｉ Ｘだけ、電流指令ｘ 、Ｘよりも多くな
るにもかかわらず、インバータ部５の出力電流は、電流
指令ｉｉｘに一致するように制御されることになる（ス
テップＦ １４００）。
、短絡相の幅がΔ１８に相当する分だけ広がり、短絡電
流が増加し、インバータ部５への入力直流電流が、リッ
プル成分Δｉ Ｘだけ、電流指令ｘ 、Ｘよりも多くな
るにもかかわらず、インバータ部５の出力電流は、電流
指令ｉｉｘに一致するように制御されることになる（ス
テップＦ １４００）。
前述のステップＦ１４００の処理において、基準変調率
γを定め、この変調率を中心としてインバータ部５を変
調率制御するようにしたのは、検出されたリップル成分
Δｉ Ｘが正負両極性であり、前述した場合とは逆に変
調率を大きくする方向に修正しなければならない場合も
生じるからである。
γを定め、この変調率を中心としてインバータ部５を変
調率制御するようにしたのは、検出されたリップル成分
Δｉ Ｘが正負両極性であり、前述した場合とは逆に変
調率を大きくする方向に修正しなければならない場合も
生じるからである。
従って、例えば、基準変調率γを０．９５とした場合を
考えると、インバータ部５における電流利用率は、平均
的に５％だけ低下することになる。
考えると、インバータ部５における電流利用率は、平均
的に５％だけ低下することになる。
また、リップル成分ΔｉＸを求めるために、電流指令ｉ
□′に対して遅れ要素１６を挿入したのは、単純に電流
指令ｉ工′と検出電流ｉ工とを比較したのでは、電流指
令ｉ、ｘが急変したような場合に、本来検出したリップ
ル成分だけでなく、過渡偏差が混入することになり、コ
ンバータ部３とインバータ部５の制御系が干渉する現象
が生じてしまうので、これを防止するためである。本発
明の実施例における遅れ要素は、電流制御系の動作遅れ
を模擬したものとした。但し、電流リップル成分Δｉｌ
ｌに対する変調率の調整項に制限を設ける等の手段を講
じた場合には、前述したような干渉現象を防止すること
ができる。
□′に対して遅れ要素１６を挿入したのは、単純に電流
指令ｉ工′と検出電流ｉ工とを比較したのでは、電流指
令ｉ、ｘが急変したような場合に、本来検出したリップ
ル成分だけでなく、過渡偏差が混入することになり、コ
ンバータ部３とインバータ部５の制御系が干渉する現象
が生じてしまうので、これを防止するためである。本発
明の実施例における遅れ要素は、電流制御系の動作遅れ
を模擬したものとした。但し、電流リップル成分Δｉｌ
ｌに対する変調率の調整項に制限を設ける等の手段を講
じた場合には、前述したような干渉現象を防止すること
ができる。
前述したステップＦ１４００の処理において、総合位相
θ１に応じて、パルス幅ＴＡ、 Ｔ’ｓを求めるために
テーブルの検索を行うが、この検索は、具体的には、第
４図に示すような、位相θ７（電気角Ｏ°〜６０°）に
対して２本の正弦波曲線を、所定の電気角毎に持つテー
ブルを、位相θ１で検索することにより行われる。短絡
相のパルス幅については、（ΔｔニーＴＡ−ＴＢ）とし
て求めることができるので、特にテーブルを持つ必要は
ない。
θ１に応じて、パルス幅ＴＡ、 Ｔ’ｓを求めるために
テーブルの検索を行うが、この検索は、具体的には、第
４図に示すような、位相θ７（電気角Ｏ°〜６０°）に
対して２本の正弦波曲線を、所定の電気角毎に持つテー
ブルを、位相θ１で検索することにより行われる。短絡
相のパルス幅については、（ΔｔニーＴＡ−ＴＢ）とし
て求めることができるので、特にテーブルを持つ必要は
ない。
なお、これらの正弦波波高値分配方式によるパルス幅の
算出方法については、前述した特開昭６２−１６３５７
７号公報に詳細に説明されている。
算出方法については、前述した特開昭６２−１６３５７
７号公報に詳細に説明されている。
前述したような処理によって、事象設定レジスタ１０７
と時刻設定レジスタ１０８とに設定する事象内容と事象
変化時刻の２つのデータ項目が求まったことになり、こ
れらの項目は、出力ポート１０６を介してインバータ部
５のトランジスタ５１〜５６を制御するために、出力ポ
ート制御用の連想メモリ１１０に設定する必要がある。
と時刻設定レジスタ１０８とに設定する事象内容と事象
変化時刻の２つのデータ項目が求まったことになり、こ
れらの項目は、出力ポート１０６を介してインバータ部
５のトランジスタ５１〜５６を制御するために、出力ポ
ート制御用の連想メモリ１１０に設定する必要がある。
第５図は、この設定を行う処理Ｆ２０００を示すフロー
であり、以下、これについて説明するゆ（１）まず、イ
ンバータ部５の６個のトランジスタに、必要な事象設定
と時間設定とが完了したか否か判断し、ＹＥＳであれば
処理を終了する（ステップＦ２１００）。
であり、以下、これについて説明するゆ（１）まず、イ
ンバータ部５の６個のトランジスタに、必要な事象設定
と時間設定とが完了したか否か判断し、ＹＥＳであれば
処理を終了する（ステップＦ２１００）。
（２）ステップＦ２１００の判断がＮｏであれば、事象
設定レジスタ１０７に該当する事象の設定を行い、次に
、時刻設定レジスタ１０８に事象変化の時間設定を行っ
て処理を終了する（ステップＦ２２００、Ｆ２３００）
。
設定レジスタ１０７に該当する事象の設定を行い、次に
、時刻設定レジスタ１０８に事象変化の時間設定を行っ
て処理を終了する（ステップＦ２２００、Ｆ２３００）
。
前述した事象設定処理Ｆ２０００と事象算出処理Ｆ１０
０Ｏとは、それぞれ、インバータ部５の主スイツチング
素子を構成するトランジスタ５１〜５６のスイッチング
インターバル時間Δｔ１毎、すなわち、スイッチング周
波数の逆数である時間毎に起動されればよい。つまり、
Δｔ工毎に事象の算出及び事象の設定が行われていれば
、常に最新パルスパターンが、インバータ部５の制御を
行うマイコン１０の出力ポート１０６から出力されるこ
とになる。
０Ｏとは、それぞれ、インバータ部５の主スイツチング
素子を構成するトランジスタ５１〜５６のスイッチング
インターバル時間Δｔ１毎、すなわち、スイッチング周
波数の逆数である時間毎に起動されればよい。つまり、
Δｔ工毎に事象の算出及び事象の設定が行われていれば
、常に最新パルスパターンが、インバータ部５の制御を
行うマイコン１０の出力ポート１０６から出力されるこ
とになる。
前述した本発明の第１の実施例によれば、インバータ部
に入力される直流電流のリップル成分を打ち消すように
、インバータ部に対する変調率制御を行うことができる
ので、このリップル成分があっても、すなわち、コンバ
ータ部とインバータ部との間に接続される直流リアクト
ルのインダクタンスが小さくてもよく、直流リアクトル
を大幅に小形化することができる。
に入力される直流電流のリップル成分を打ち消すように
、インバータ部に対する変調率制御を行うことができる
ので、このリップル成分があっても、すなわち、コンバ
ータ部とインバータ部との間に接続される直流リアクト
ルのインダクタンスが小さくてもよく、直流リアクトル
を大幅に小形化することができる。
第６図は本発明の第２の実施例の構成を示すブロック図
、第７図はこの実施例における事象算出処理を説明する
フローチャート、第８図（ａ）、（ｂ）は直流電流のリ
ップル成分と変調率データの修正を説明する図である。
、第７図はこの実施例における事象算出処理を説明する
フローチャート、第８図（ａ）、（ｂ）は直流電流のリ
ップル成分と変調率データの修正を説明する図である。
第６図に示す本発明の第２の実施例は、三相交流電源１
が入力されるコンバータ部３の整流リップルを推測し、
このリップル分をインバータ部５側の変調率制御により
打ち消すようにしたものであり、リップルの開始点を検
出するための電源同期信号１５をインバータ部５の制御
を行うマイコンに入力するように構成されている点で、
第１図に示す本発明の第１の実施例と相違し、その他の
点では第１の実施例と同様に構成されている。
が入力されるコンバータ部３の整流リップルを推測し、
このリップル分をインバータ部５側の変調率制御により
打ち消すようにしたものであり、リップルの開始点を検
出するための電源同期信号１５をインバータ部５の制御
を行うマイコンに入力するように構成されている点で、
第１図に示す本発明の第１の実施例と相違し、その他の
点では第１の実施例と同様に構成されている。
この本発明の第２の実施例の動作を第７図に示す事象算
出処理Ｆ１００Ｏ及び第８図により説明する。
出処理Ｆ１００Ｏ及び第８図により説明する。
（１）第２図により説明した第１の実施例の場合の処理
と同様にして、周波数指令ω、′、位相指令０８及び電
気同期信号１５を読み取り、総合位相θ□を算出して、
６個のトランジスタに与えるパルスパターン（事象）を
決定する（ステップＦＩ１００〜Ｆ１３００）。
と同様にして、周波数指令ω、′、位相指令０８及び電
気同期信号１５を読み取り、総合位相θ□を算出して、
６個のトランジスタに与えるパルスパターン（事象）を
決定する（ステップＦＩ１００〜Ｆ１３００）。
（２）次に、電源同期信号１５の入力時刻からの経過時
間に応じて変調率データγ′を検索する。
間に応じて変調率データγ′を検索する。
一般に、コンバータ部３の出力直流Ｉｄは、重畳される
リップル分によって、第８図（ａ）に示すような波形を
有している。前述の修正用の変調率データγ′は、第８
図（ｂ）にその例を示すように、直流電流Ｉａのリップ
ルを打ち消すようなデータであり、平均的には、基準と
なる変調率データγをはさんで上下するようなデータで
ある。従って、第８図（ｂ）に示すようなデータをテー
ブルとじて持ち、電源同期信号１５の入力時刻のからの
時間により前記テーブルを参照すれば、修正用の変調率
データγ′を得ることができる（ステップＦ １５００
）。
リップル分によって、第８図（ａ）に示すような波形を
有している。前述の修正用の変調率データγ′は、第８
図（ｂ）にその例を示すように、直流電流Ｉａのリップ
ルを打ち消すようなデータであり、平均的には、基準と
なる変調率データγをはさんで上下するようなデータで
ある。従って、第８図（ｂ）に示すようなデータをテー
ブルとじて持ち、電源同期信号１５の入力時刻のからの
時間により前記テーブルを参照すれば、修正用の変調率
データγ′を得ることができる（ステップＦ １５００
）。
（３）次に、ステップＦ１２００で算出した総合位相θ
７に応じてパルスパターンを変化させるまでの時間デー
タＴＡ、’ｒＡ＋’ｒａを、前述した第４図により求め
、さらに、ステップＦ１５００で求めた修正用の変調率
γ′をこれらの時間データに乗算することにより、修正
された時間データＴＡ’ｙＴ Ａ’ ＋ Ｔ ａ’ （
Ｔ Ａ’ ＝ Ｔ Ａ・γ’ ＋ ＴＡ’ ＋ ＴＢ’
＝ ＴＡ・γ′十ＴＢ・γ′）を算出し、これらの値
をパルスパターン設定用データとして用いる（ステップ
Ｆ １６００）。
７に応じてパルスパターンを変化させるまでの時間デー
タＴＡ、’ｒＡ＋’ｒａを、前述した第４図により求め
、さらに、ステップＦ１５００で求めた修正用の変調率
γ′をこれらの時間データに乗算することにより、修正
された時間データＴＡ’ｙＴ Ａ’ ＋ Ｔ ａ’ （
Ｔ Ａ’ ＝ Ｔ Ａ・γ’ ＋ ＴＡ’ ＋ ＴＢ’
＝ ＴＡ・γ′十ＴＢ・γ′）を算出し、これらの値
をパルスパターン設定用データとして用いる（ステップ
Ｆ １６００）。
前述したような本発明の第２の実施例によれば、電源同
期信号を取り込むだけで、インバータ部の制御によって
直流電流のリップルを打ち消すことができるので、第１
の実施例の場合と同様に、直流リアクトルを小形化でき
、しかも、制御装置外部に特別な比較回路等を設ける必
要を無くすことができるので、回路を簡潔にすることが
できる。
期信号を取り込むだけで、インバータ部の制御によって
直流電流のリップルを打ち消すことができるので、第１
の実施例の場合と同様に、直流リアクトルを小形化でき
、しかも、制御装置外部に特別な比較回路等を設ける必
要を無くすことができるので、回路を簡潔にすることが
できる。
なお、この実施例においても、第１の実施例と同様に、
リップル電流成分Δ１８を考慮したものとするため、Δ
１８をマイコン１ｏに入力することが可能である。
リップル電流成分Δ１８を考慮したものとするため、Δ
１８をマイコン１ｏに入力することが可能である。
第９図は本発明の第３の実施例の構成を示すブロック図
、第１０図はこの実施例における事象算出処理を説明す
るフローチャートである。
、第１０図はこの実施例における事象算出処理を説明す
るフローチャートである。
第９図に示す本発明の第３の実施例は、インバータ部５
を制御しているマイコン１０に、直流電流検出部８で検
出された直流電流主１、電流指令ｉｉＫを入力するよう
に構成されている。
を制御しているマイコン１０に、直流電流検出部８で検
出された直流電流主１、電流指令ｉｉＫを入力するよう
に構成されている。
この第３の実施例における事象算出処理Ｆ １０００は
、第１０図に示すフローにしたがって行われる。
、第１０図に示すフローにしたがって行われる。
（１）まず、周波数指令ω、′、位相指令θ８の外、直
流電流ｉい電流指令ｉ工′を取り込む（ステップＦＩ１
００）。
流電流ｉい電流指令ｉ工′を取り込む（ステップＦＩ１
００）。
（２）ステップＦ１１００で取り込んだ電流指令ｉ工′
に電流制御系の遅れに相当する遅れ補償を施し、補償値
工、′を算出し、直流電流１１よりこの補償値工、。を
減算して電流偏差Δ１８すなわち変調率の調整項を求め
る（ステップＦ１７００．Ｆ１８００） 。
に電流制御系の遅れに相当する遅れ補償を施し、補償値
工、′を算出し、直流電流１１よりこの補償値工、。を
減算して電流偏差Δ１８すなわち変調率の調整項を求め
る（ステップＦ１７００．Ｆ１８００） 。
（３）前述した第２図の場合と同様に、総合位相θ１を
求め、総合位相θ７に応じて６個のトランジスタに与え
るパルスパターン（事象）を決定する（ステップＦ１２
００．Ｆ１３００）。
求め、総合位相θ７に応じて６個のトランジスタに与え
るパルスパターン（事象）を決定する（ステップＦ１２
００．Ｆ１３００）。
（４）次に、ステップＦ１２００で算出した総合位相θ
１に応じてパルスパターンを変化させるまでの時間デー
タＴ Ａ 、Ｔ Ａ ＋ Ｔ ｏを、前述した第４図に
より求め、さらに、ステップＦ１８００で求めた調整項
Δｉ １＋を考慮して、前記時間データ、すなわち、パ
ルス幅データを修正算出し、事象設定に用いるパルスパ
ターンを作成する（ステップＦ １４００）。
１に応じてパルスパターンを変化させるまでの時間デー
タＴ Ａ 、Ｔ Ａ ＋ Ｔ ｏを、前述した第４図に
より求め、さらに、ステップＦ１８００で求めた調整項
Δｉ １＋を考慮して、前記時間データ、すなわち、パ
ルス幅データを修正算出し、事象設定に用いるパルスパ
ターンを作成する（ステップＦ １４００）。
前述したような本発明の第３の実施例によれば、前述し
た本発明の第１及び第２の実施例と同様に直流リアクト
ルの小形化を行うことができるという効果の他に、外部
に比較回路、遅れ要素等を設ける必要がなくなるという
効果を奏することができる。
た本発明の第１及び第２の実施例と同様に直流リアクト
ルの小形化を行うことができるという効果の他に、外部
に比較回路、遅れ要素等を設ける必要がなくなるという
効果を奏することができる。
第１１図は本発明の第４の実施例の構成を示すブロック
図、第１２図はこの実施例における事象算出処理を説明
するフローチャート、第１３図は変調率指令の決定を説
明する図である。
図、第１２図はこの実施例における事象算出処理を説明
するフローチャート、第１３図は変調率指令の決定を説
明する図である。
第１１図に示す本発明の第４の実施例は、インバータ出
力に含まれる高調波成分を最小にする実施例であり、イ
ンバータ部５の制御用マイコン１０に、インバータ出力
電流の周波数指令ω１、位相指令θ８及び変調率指令γ
８を入力するように構成されている。そして、このよう
な構成における事象算出処理は第１２図に示すようなフ
ローにしたがって行われる。
力に含まれる高調波成分を最小にする実施例であり、イ
ンバータ部５の制御用マイコン１０に、インバータ出力
電流の周波数指令ω１、位相指令θ８及び変調率指令γ
８を入力するように構成されている。そして、このよう
な構成における事象算出処理は第１２図に示すようなフ
ローにしたがって行われる。
（１）まず、周波数指令ω、′、位相指令θ８及び変調
率指令γ８を取り込み、すでに説明した他の実施例の場
合と同様にして、総合位相θ１を求め。
率指令γ８を取り込み、すでに説明した他の実施例の場
合と同様にして、総合位相θ１を求め。
この総合位相θ。の値に応じて６個のトランジスタに与
えるパルスパターン（事象）を決定する（ステップＦＩ
１００〜Ｆ１３００）。
えるパルスパターン（事象）を決定する（ステップＦＩ
１００〜Ｆ１３００）。
（２）次に、パルスパターンを変化させるまでの時間Ｔ
Ａ ？ Ｔ Ａ ＋ Ｔ ａを、他の実施例の場合と
同様にテーブルを参照して求め、さらに、ステップＦ１
１００で取り込んだ変調率指令γ８に応じて前記時間デ
ータＴ Ａ 、Ｔ Ａ ＋ Ｔ Ｂを、γ８・ＴＡ、γ
８・（Ｔ Ａ ＋ Ｔ ｓ ）に修正して、インバータ
部５のトランジスタ５１〜５５に対するパルスパターン
を作成する（ステップＦ１９００）。
Ａ ？ Ｔ Ａ ＋ Ｔ ａを、他の実施例の場合と
同様にテーブルを参照して求め、さらに、ステップＦ１
１００で取り込んだ変調率指令γ８に応じて前記時間デ
ータＴ Ａ 、Ｔ Ａ ＋ Ｔ Ｂを、γ８・ＴＡ、γ
８・（Ｔ Ａ ＋ Ｔ ｓ ）に修正して、インバータ
部５のトランジスタ５１〜５５に対するパルスパターン
を作成する（ステップＦ１９００）。
本発明の第４の実施例は、マイコン１０に与える変調率
指令値γ８をどのように決定するかが重要な要因となる
。
指令値γ８をどのように決定するかが重要な要因となる
。
第１３図は、本発明の第４の実施例の構成において、横
軸に変調率指令γ８の値を、縦軸にインバータ部５の出
力に含まれる高調波成分の大きさを、各高調波次数に応
じて示した実験結果の一例を示したものである。
軸に変調率指令γ８の値を、縦軸にインバータ部５の出
力に含まれる高調波成分の大きさを、各高調波次数に応
じて示した実験結果の一例を示したものである。
この結果により１例えば、第５次高調波底分を主に着目
し、この第５次高調波底分をインバータ部５の出力から
除去することを重要な課題とする場合には、インバータ
制御装置であるマイコン１０に与える変調率指令γ８を
、第１３図のＣ点に設定すればよいことがわかる。同様
に、前述以外の特定の高調波を集中的に、インバータ部
５の出力から除去したい場合には、対応する高調波成分
の特性における高調波成分の大きさが最小となる変調率
指令を設定すればよい。また、インバータ部５の出力の
高調波成分の総合的な値に着目し、総合的に高調波成分
を低くしたい場合には、変調率指令γ８を、高調波成分
が総合的に低くなる第１３図のＢ点付近に設定すればよ
い。
し、この第５次高調波底分をインバータ部５の出力から
除去することを重要な課題とする場合には、インバータ
制御装置であるマイコン１０に与える変調率指令γ８を
、第１３図のＣ点に設定すればよいことがわかる。同様
に、前述以外の特定の高調波を集中的に、インバータ部
５の出力から除去したい場合には、対応する高調波成分
の特性における高調波成分の大きさが最小となる変調率
指令を設定すればよい。また、インバータ部５の出力の
高調波成分の総合的な値に着目し、総合的に高調波成分
を低くしたい場合には、変調率指令γ８を、高調波成分
が総合的に低くなる第１３図のＢ点付近に設定すればよ
い。
前述したように、本発明の第４の実施例によれば、第１
３図のＢ、Ｃ点における変調率指令を設定し、第１２図
に示す手順にしたがって、インバータ部５側の変調率制
御を行うことにより、インバータ部５の出力から高調波
成分を除去できるという効果を奏する。
３図のＢ、Ｃ点における変調率指令を設定し、第１２図
に示す手順にしたがって、インバータ部５側の変調率制
御を行うことにより、インバータ部５の出力から高調波
成分を除去できるという効果を奏する。
ただし、前記本発明の第４の実施例の場合には、変調率
の設定値が、通常のＡ点で指示される設定値、例えば、
前述した基準変調率、あるいは、インバータを最大出力
運転できる変調率１に対して低く設定されることになる
ので、このままでは、負荷７となる電動機等に対して供
給される電流値が過渡的に小さくなるという問題が生じ
る。しかし、この点は、図示しないメジャーループであ
る速度フィードバックの動作を待てば、ある程度改善さ
れる。また、この問題点をさらに積極的に改善するため
に、変調率指令値γ８をコンバータ部３の制御用のマイ
コン１１に伝え、インバータ側で目減りする電流をコン
バータ側で増加補償するように協調制御することも可能
である。
の設定値が、通常のＡ点で指示される設定値、例えば、
前述した基準変調率、あるいは、インバータを最大出力
運転できる変調率１に対して低く設定されることになる
ので、このままでは、負荷７となる電動機等に対して供
給される電流値が過渡的に小さくなるという問題が生じ
る。しかし、この点は、図示しないメジャーループであ
る速度フィードバックの動作を待てば、ある程度改善さ
れる。また、この問題点をさらに積極的に改善するため
に、変調率指令値γ８をコンバータ部３の制御用のマイ
コン１１に伝え、インバータ側で目減りする電流をコン
バータ側で増加補償するように協調制御することも可能
である。
第１４図はこのような場合の本発明の第４の実施例の変
形例の構成を示すブロック図である。
形例の構成を示すブロック図である。
この例では、変調率指令γ８がコンバータ部３の制御用
マイコン１１にも入力されており、マイコン１１は、こ
の変調率指令゛γ０に基づいてコンバータ部３の制御を
行うことにより、インバータ側で目減りする電流を、予
めコンバータ側で増加補償することができる。
マイコン１１にも入力されており、マイコン１１は、こ
の変調率指令゛γ０に基づいてコンバータ部３の制御を
行うことにより、インバータ側で目減りする電流を、予
めコンバータ側で増加補償することができる。
前述した第１１図及び第１４図に示す本発明の第４の実
施例は、変調率指令γ８をインバータ制御用マイコン１
０の外部からマイコン１０に入力するとして説明したが
、この変調率指令γ１は、マイコン１０内のＲＯＭ１０
３のプログラム中に設定しておいてもよく、この場合に
も同様な効果を得ることができる。
施例は、変調率指令γ８をインバータ制御用マイコン１
０の外部からマイコン１０に入力するとして説明したが
、この変調率指令γ１は、マイコン１０内のＲＯＭ１０
３のプログラム中に設定しておいてもよく、この場合に
も同様な効果を得ることができる。
前述した第１１図及び第１４図に示す本発明の第４の実
施例において、本発明の第１の実施例の場合と同様に、
さらに、リップル成分に対する補償を行うため、リップ
ル成分Δｉ８をマイコンＩＯに入力するようにしてもよ
い。
施例において、本発明の第１の実施例の場合と同様に、
さらに、リップル成分に対する補償を行うため、リップ
ル成分Δｉ８をマイコンＩＯに入力するようにしてもよ
い。
第１５図は前述した本発明のいくつかの実施例を応用し
た本発明の第５の実施例の構成を示すブロック図である
。
た本発明の第５の実施例の構成を示すブロック図である
。
この本発明の第５の実施例は、第１図により説明した本
発明の第１の実施例において、負荷７である電動機によ
って、エレベータ−乗りかと６０゜つり合い重り６１を
駆動するようにしたものであり、直流リアクトル４のイ
ンダクタンスを６ ｍ Ｈ以下としてシステムが構成さ
れている。
発明の第１の実施例において、負荷７である電動機によ
って、エレベータ−乗りかと６０゜つり合い重り６１を
駆動するようにしたものであり、直流リアクトル４のイ
ンダクタンスを６ ｍ Ｈ以下としてシステムが構成さ
れている。
一般に、エレベータ−装置は、コンバータ部３、直流リ
アクトル４、インバータ部５等に構成される電力変換器
や、制御用のマイコン１０．１１等が収納された制御盤
が、電力変換器の負荷７となっている巻上用モータ等と
ともに、エレベータ−設置建屋の最上階にある機械室に
設置される。そして、この機械室は、極力狭いスペース
であることが建屋内スペースの有効活用という点から望
まれている。
アクトル４、インバータ部５等に構成される電力変換器
や、制御用のマイコン１０．１１等が収納された制御盤
が、電力変換器の負荷７となっている巻上用モータ等と
ともに、エレベータ−設置建屋の最上階にある機械室に
設置される。そして、この機械室は、極力狭いスペース
であることが建屋内スペースの有効活用という点から望
まれている。
一方、前記制御盤内に設けられる機器のうち、直流リア
クトルは、従来技術の場合、数百Ｋｇの重さのものが用
いられており、この直流リアクトルの重さ、大きさが、
機械室設置スペースに占める割合を大きくするという点
で、エレベータ−装置における特有の問題点であった。
クトルは、従来技術の場合、数百Ｋｇの重さのものが用
いられており、この直流リアクトルの重さ、大きさが、
機械室設置スペースに占める割合を大きくするという点
で、エレベータ−装置における特有の問題点であった。
第１５図に示す本発明の第５の実施例は、前述した第１
図に示す本発明の第１の実施例を現在国内で使用できる
最大級のエレベータ−装置の巻上用モータの駆動に適用
しているので、インバータ部３の制御により、インバー
タ部３に入力される直流に重畳される電流リップルに影
響されることなく、インバータ部３の出力を最適に制御
することが可能である。これにより、この実施例におい
ては、直流リアクトルのインダクタンスを従来技術に比
較して充分にｉＪｓさく、６ｍＨ以下とすることができ
る。
図に示す本発明の第１の実施例を現在国内で使用できる
最大級のエレベータ−装置の巻上用モータの駆動に適用
しているので、インバータ部３の制御により、インバー
タ部３に入力される直流に重畳される電流リップルに影
響されることなく、インバータ部３の出力を最適に制御
することが可能である。これにより、この実施例におい
ては、直流リアクトルのインダクタンスを従来技術に比
較して充分にｉＪｓさく、６ｍＨ以下とすることができ
る。
第１６図は本発明の第６の実施例の構成を示すブロック
図、第１７図はこの実施例における事象算出処理を説明
するフローチャートである。
図、第１７図はこの実施例における事象算出処理を説明
するフローチャートである。
第１６図に示す本発明の第６の実施例は、コンバータ部
３の制御用マイコン１１及びインバータ部５の制御用マ
イコン１０のそれぞれに、インバータ部３の制御用の変
調率指令γ８及び要求パワー指令Ｐ０が入力されるよう
に構成されている。
３の制御用マイコン１１及びインバータ部５の制御用マ
イコン１０のそれぞれに、インバータ部３の制御用の変
調率指令γ８及び要求パワー指令Ｐ０が入力されるよう
に構成されている。
前述の要求パワー指令Ｐ８は、多くのインバータ出力が
要求される場合、例えば、エレベータ−制御に本発明の
実施例を適用したような場合、全負荷上昇運転あるいは
無負荷下降運転のときｒｒ Ｉ Ｉ＋それ以外のときｔ
ｌ ＯＰＩというような指示を行う指令であり、また、
変調率指令γ８は、前述したようなインバータ出力の高
調波成分を最小にするようなインバータ変調率制御用の
指令である。
要求される場合、例えば、エレベータ−制御に本発明の
実施例を適用したような場合、全負荷上昇運転あるいは
無負荷下降運転のときｒｒ Ｉ Ｉ＋それ以外のときｔ
ｌ ＯＰＩというような指示を行う指令であり、また、
変調率指令γ８は、前述したようなインバータ出力の高
調波成分を最小にするようなインバータ変調率制御用の
指令である。
この本発明の第６の実施例における事象算出処理の動作
を第１７図を参照して説明する。
を第１７図を参照して説明する。
（１）まず、周波数指令ω、′、位相指令θ８、要求パ
ワー指令Ｐ１及び変調率指令γ８を取り込み、すでに説
明した他の実施例の場合と同様にして、総合位相θアを
求め、この総合位相θ□の値に応じて６個のトランジス
タに与えるパルスパターン（事象）を決定する（ステッ
プＦ １１００− Ｆ １３００）。
ワー指令Ｐ１及び変調率指令γ８を取り込み、すでに説
明した他の実施例の場合と同様にして、総合位相θアを
求め、この総合位相θ□の値に応じて６個のトランジス
タに与えるパルスパターン（事象）を決定する（ステッ
プＦ １１００− Ｆ １３００）。
（２）次に、パルスパターンを変化させるまでの時間Ｔ
Ａ 、 Ｔ Ａ 十Ｔ ｅを、他の実施例の場合と同
様にテーブルを参照して求める。この求められた時間デ
ータの値は、変調率が１すなわちインバータの出力ピー
クパワーを、インバータ制御系として最も高く取り出せ
る状態のデータである（ステップＦ１４００）。
Ａ 、 Ｔ Ａ 十Ｔ ｅを、他の実施例の場合と同
様にテーブルを参照して求める。この求められた時間デ
ータの値は、変調率が１すなわちインバータの出力ピー
クパワーを、インバータ制御系として最も高く取り出せ
る状態のデータである（ステップＦ１４００）。
（３）次に、現在フルパワーを出力すべきかどうかを要
求パワー指令Ｐゞの値に基づいて判定する（ステップＦ
３０００）。
求パワー指令Ｐゞの値に基づいて判定する（ステップＦ
３０００）。
（４）ステップＦ３０００の判定がＹＥＳであれば、入
力されている変調率指令を無視し、パワー出力を最重点
として、前記パルス幅データとしての時間データＴＡ、
ＴＡ＋Ｔ８を無修正のままとする。この場合、インバー
タ部５の制御用マイコン１０は、変調率に関して特別な
制御を行っていないので、コンバータ部３の制御用マイ
コン１１も。
力されている変調率指令を無視し、パワー出力を最重点
として、前記パルス幅データとしての時間データＴＡ、
ＴＡ＋Ｔ８を無修正のままとする。この場合、インバー
タ部５の制御用マイコン１０は、変調率に関して特別な
制御を行っていないので、コンバータ部３の制御用マイ
コン１１も。
要求パワー指令Ｐｘによりこれを認識し、協調的な制御
を行わない（ステップＦ３２００）。
を行わない（ステップＦ３２００）。
（５）ステップＦ３０００の判定がＮｏの場合、すなわ
ち、フルパワー出力が必要でない場合、評価指数を重視
した制御を行うために、ステップＦ２１００でテーブル
参照により得た時間データＴＡ。
ち、フルパワー出力が必要でない場合、評価指数を重視
した制御を行うために、ステップＦ２１００でテーブル
参照により得た時間データＴＡ。
’ｒＡ＋ＴＢを変調率指令γ８に応じて修正し、修正デ
ータｙ”−ＴＡ）ｙ” （ＴＡ＋ＴＢ） の算出を行う
（ステップＦ３１００）。
ータｙ”−ＴＡ）ｙ” （ＴＡ＋ＴＢ） の算出を行う
（ステップＦ３１００）。
前述の本発明の第７の実施例は、負荷がフルパワーを要
求している場合には、変調率指令を無視したパワー優先
の制御を行うことが可能であり、フルパワー出力が要求
されていない場合には、評価指数を重視して変調率指令
を考慮した制御を行うとともに、これにより、インバー
タ側のゲインが低くなることを、コンバータ部３の制御
用マイコン１１に要求パワー指令ｐＨにより認識させて
、コンバータ部３の変調率を補正させることが可能とな
る。
求している場合には、変調率指令を無視したパワー優先
の制御を行うことが可能であり、フルパワー出力が要求
されていない場合には、評価指数を重視して変調率指令
を考慮した制御を行うとともに、これにより、インバー
タ側のゲインが低くなることを、コンバータ部３の制御
用マイコン１１に要求パワー指令ｐＨにより認識させて
、コンバータ部３の変調率を補正させることが可能とな
る。
このような本発明の第７の実施例によれば、電力変換器
の容量に制限がある場合にも、所要の評価指数に基づい
た制御を行うことができる。
の容量に制限がある場合にも、所要の評価指数に基づい
た制御を行うことができる。
なお、前述した本発明の第７の実施例においては、要求
パワー指令ＰＫを２値として説明したが。
パワー指令ＰＫを２値として説明したが。
本発明は、この指令を多段階化し、かつ、変調率指令γ
８を″８割満足する制御ＩＩ ＩＩ ６割溝足する
制御″というように連続化することも可能である。
８を″８割満足する制御ＩＩ ＩＩ ６割溝足する
制御″というように連続化することも可能である。
［発明の効果］
以上説明したように、本発明によれば、電力変換器の制
御において、通常の変調率制御以外の要因に基づいた変
調率制御を付加することができるので、直交結合素子で
ある直流リアクトルの小形化、インバータ出力の高調波
成分の低減、コンバータ入力である電源側へ漏出される
高調波成分の低減等を実現することができる。
御において、通常の変調率制御以外の要因に基づいた変
調率制御を付加することができるので、直交結合素子で
ある直流リアクトルの小形化、インバータ出力の高調波
成分の低減、コンバータ入力である電源側へ漏出される
高調波成分の低減等を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の第１の実施例の構成を示すブロック図
、第２図はこの実施例における事象算出処理を説明する
フローチャート、第３図はパルスパターンの一例を説明
するタイミングチャート、第４図は第２図のステップＦ
１４００の動作を説明する図、第５図は事象設定処理を
説明する図、第６図は本発明の第２の実施例の構成を示
すブロック図、第７図はこの実施例における事象算出処
理を説明するフローチャート、第８図（ａ）、（ｂ）は
直流電流のリップル成分と変調率データの修正を説明す
る図、第９図は本発明の第３の実施例の構成を示すブロ
ック図、第１０図はこの実施例における事象算出処理を
説明するフローチャート、第１１図は本発明の第４の実
施例の構成を示すブロック図、第１２図はこの実施例に
おける事象算出処理を説明するフローチャート、第１３
図は変調率指令の決定を説明する図、第１４図は前記本
発明の第４の実施例の変形例の構成を示すブロック図、
第１５図は本発明の第５の実施例の構成を示すブロック
図、第１６図は本発明の第６の実施例の構成を示すブロ
ック図、第１７図はこの実施例における事象算出処理を
説明するフローチャート、第１８図は従来技術の構成の
一例を示すブロック図である。 ３・・・・・・コンバータ部、４・・・・・・直流リア
クトル、５・・・・・・インバータ部、８・・・・・・
直流電流検出器。 １０．１１・・・・・・マイコン、１６・・・・・・遅
れ要素。 １７・・・・・・比較器。 第２図 第３図 第５図 △１１ ＯθＴ 第４図 第６図 ６０’ 第７図 第９図 第８図 （ａ） ρｆシン〜〜）う〜Ｉｄ 時間 （ｂ） 時間 第１０図 第１１図 第１３図 変調率指令ｒ８ 第１２図 第１４図 第１６図 第１７図 手続ネｒｆｆ正書 （自発） （１）明細書の特許請求の範囲の欄の記載を次の平成
２年 ６月１２日 通り補正する。
、第２図はこの実施例における事象算出処理を説明する
フローチャート、第３図はパルスパターンの一例を説明
するタイミングチャート、第４図は第２図のステップＦ
１４００の動作を説明する図、第５図は事象設定処理を
説明する図、第６図は本発明の第２の実施例の構成を示
すブロック図、第７図はこの実施例における事象算出処
理を説明するフローチャート、第８図（ａ）、（ｂ）は
直流電流のリップル成分と変調率データの修正を説明す
る図、第９図は本発明の第３の実施例の構成を示すブロ
ック図、第１０図はこの実施例における事象算出処理を
説明するフローチャート、第１１図は本発明の第４の実
施例の構成を示すブロック図、第１２図はこの実施例に
おける事象算出処理を説明するフローチャート、第１３
図は変調率指令の決定を説明する図、第１４図は前記本
発明の第４の実施例の変形例の構成を示すブロック図、
第１５図は本発明の第５の実施例の構成を示すブロック
図、第１６図は本発明の第６の実施例の構成を示すブロ
ック図、第１７図はこの実施例における事象算出処理を
説明するフローチャート、第１８図は従来技術の構成の
一例を示すブロック図である。 ３・・・・・・コンバータ部、４・・・・・・直流リア
クトル、５・・・・・・インバータ部、８・・・・・・
直流電流検出器。 １０．１１・・・・・・マイコン、１６・・・・・・遅
れ要素。 １７・・・・・・比較器。 第２図 第３図 第５図 △１１ ＯθＴ 第４図 第６図 ６０’ 第７図 第９図 第８図 （ａ） ρｆシン〜〜）う〜Ｉｄ 時間 （ｂ） 時間 第１０図 第１１図 第１３図 変調率指令ｒ８ 第１２図 第１４図 第１６図 第１７図 手続ネｒｆｆ正書 （自発） （１）明細書の特許請求の範囲の欄の記載を次の平成
２年 ６月１２日 通り補正する。
Claims (15)
- １．電流形インバータの制御を行う電力変換器の制御
装置において、所定の指令に応じて変調率制御を行うこ
とを特徴とする電力変換器の制御装置。 - ２．前記所定の指令は、電流形インバータに入力され
る直流に含まれるリツプル分であることを特徴とする特
許請求の範囲第１項記載の電力変換器の制御装置。 - ３．前記リツプル分は、実測値であることを特徴とす
る特許請求の範囲第２項記載の電力変換器の制御装置。 - ４．前記リツプル分は、実測値より演算して求めたも
のであることを特徴とする特許請求の範囲第２項記載の
電力変換器の制御装置。 - ５．前記リツプル分は、予測値であることを特徴とす
る特許請求の範囲第２項記載の電力変換器の制御装置。 - ６．前記リツプル分の予測値は、前記電流形インバー
タに直流を供給するコンバータの入力交流電源より得る
同期信号に基づいて推定されることを特徴とする特許請
求の範囲第５項記載の電力変換器の制御装置。 - ７．前記所定の指令は、電流形インバータ出力の高調
波成分を最小にする変調率指令であることを特徴とする
特許請求の範囲第１項記載の電力変換器の制御装置。 - ８．前記高調波成分は、該高調波成分のうち特定の成
分であることを特徴とする特許請求の範囲第７項記載の
電力変換器の制御装置。 - ９．前記高調波成分は、該高調波成分の総合成分であ
ることを特徴とする特許請求の範囲第７項記載の電力変
換器の制御装置。 - １０．前記所定の指令は、負荷の運転状態に応じた値
であることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の電
力変換器の制御装置。 - １１．前記負荷の運転状態とは、負荷が要求するパワ
ー量であることを特徴とする特許請求の範囲第１０項記
載の電力変換器の制御装置。 - １２．交流電源を直流に変換するコンバータと、該コ
ンバータの出力を交流に変換する電流形インバータと、
前記コンバータとインバータとの間に設けられた直流リ
アクトルと、前記インバータを制御する前記特許請求の
範囲第１項ないし第１１項のうち１項記載の電力変換器
の制御装置とを備えることを特徴とする電力変換システ
ム。 - １３．前記電力変換器の制御装置は、インバータの変
調率制御を行う場合に、その変調率制御量に応じて、コ
ンバータの出力制御を行うことを特徴とする特許請求の
範囲第１２項記載の電力変換システム。 - １４．前記直流リアクトルのインダクタンス値が６ｍ
Ｈ以下であることを特徴とする特許請求の範囲第１２項
または第１３項記載の電力変換システム。 - １５．前記特許請求の範囲第１２項，第１３項または
第１４項記載の電力変換システムを、エレベーター駆動
用の電動機の制御に用いることを特徴とするエレベータ
ー装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1057943A JPH0787698B2 (ja) | 1989-03-13 | 1989-03-13 | 電力変換器の制御装置及びエレベーター装置 |
| KR1019900002982A KR900015427A (ko) | 1989-03-13 | 1990-03-07 | 전류형 인버터부를 구비한 전력변환기 |
| GB9005086A GB2229870B (en) | 1989-03-13 | 1990-03-07 | A power converter with current-type inverter |
| US07/490,466 US5155671A (en) | 1989-03-13 | 1990-03-08 | Power converter with current-type inverter |
| CN90101380A CN1018598B (zh) | 1989-03-13 | 1990-03-12 | 具有电流型逆变器的电力变换器 |
| HK190195A HK190195A (en) | 1989-03-13 | 1995-12-21 | A power converter with current-type inverter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1057943A JPH0787698B2 (ja) | 1989-03-13 | 1989-03-13 | 電力変換器の制御装置及びエレベーター装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02241369A true JPH02241369A (ja) | 1990-09-26 |
| JPH0787698B2 JPH0787698B2 (ja) | 1995-09-20 |
Family
ID=13070117
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1057943A Expired - Lifetime JPH0787698B2 (ja) | 1989-03-13 | 1989-03-13 | 電力変換器の制御装置及びエレベーター装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5155671A (ja) |
| JP (1) | JPH0787698B2 (ja) |
| KR (1) | KR900015427A (ja) |
| CN (1) | CN1018598B (ja) |
| GB (1) | GB2229870B (ja) |
| HK (1) | HK190195A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007244193A (ja) * | 2006-03-07 | 2007-09-20 | Hamilton Sundstrand Corp | パワーコンバータシステム、電気エンジン始動システム、交流モータの制御方法およびｐｗｍ整流器の制御方法 |
| JP4545226B1 (ja) * | 2009-04-23 | 2010-09-15 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
Families Citing this family (27)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2253099B (en) * | 1991-02-20 | 1995-04-26 | Hitachi Ltd | Method and apparatus for control of inverter |
| GB2264596B (en) * | 1992-02-18 | 1995-06-14 | Standards Inst Singapore | A DC-AC converter for igniting and supplying a gas discharge lamp |
| WO1995001670A1 (en) * | 1993-06-29 | 1995-01-12 | Square D Company | Ac to dc power conversion system |
| US5625545A (en) * | 1994-03-01 | 1997-04-29 | Halmar Robicon Group | Medium voltage PWM drive and method |
| US5563776A (en) * | 1994-03-14 | 1996-10-08 | Ecktronics Corp. | Switching-mode, alternating current, wave replication system |
| US5687049A (en) * | 1996-01-26 | 1997-11-11 | International Rectifier Corporation | Method and circuit for protecting power circuits against short circuit and over current faults |
| SG68587A1 (en) * | 1996-07-27 | 1999-11-16 | Singapore Productivity And Sta | An electronic ballast circuit |
| JP3332810B2 (ja) * | 1997-07-15 | 2002-10-07 | 株式会社日立製作所 | インバータ制御装置 |
| DE19926979A1 (de) * | 1999-06-14 | 2001-01-04 | Siemens Ag | Spannungszwischenkreis-Umrichter |
| FR2802360B1 (fr) * | 1999-12-14 | 2002-03-01 | Legrand Sa | Procede et dispositif d'alimentation electrique d'une charge par un variateur a au moins un interrupteur commande |
| GB0003706D0 (en) | 2000-02-18 | 2000-04-05 | Alstom | Control system adapted to control operation of an AC/DC converter |
| US6535404B2 (en) | 2000-04-13 | 2003-03-18 | Alstom | Controlling operation of an AC/DC converter |
| GB2361367B (en) * | 2000-04-13 | 2004-06-30 | Alstom | A control system adapted to control operation of an AC/DC converter |
| US6603672B1 (en) | 2000-11-10 | 2003-08-05 | Ballard Power Systems Corporation | Power converter system |
| JP2002315343A (ja) * | 2001-04-18 | 2002-10-25 | Hitachi Ltd | Ｐｗｍコンバータ装置 |
| DE10146527A1 (de) * | 2001-09-21 | 2003-04-24 | Siemens Ag | Umrichter mit einem netz- und lastseitigen selbstgeführten Pulsstromrichter |
| WO2006069568A1 (en) * | 2004-12-27 | 2006-07-06 | Danfoss Drives A/S | Method for detecting earth-fault conditions in motor a controller |
| US7190143B2 (en) * | 2005-05-27 | 2007-03-13 | Rockwell Automation Technologies, Inc. | Pulse width modulation (PWM) rectifier with variable switching frequency |
| US7414866B2 (en) * | 2006-09-28 | 2008-08-19 | Siemens Energy & Automation, Inc. | Method for smoothing input current to a power delivery system having regeneration capability |
| US7710747B2 (en) * | 2006-12-11 | 2010-05-04 | Fuji Electric Systems Co., Ltd. | Voltage-source inverter apparatus utilizing ripple voltage |
| US8493010B2 (en) * | 2009-04-22 | 2013-07-23 | Texas Instruments Incorporated | Quiet motor control system |
| CN101982918B (zh) * | 2010-09-25 | 2013-01-09 | 合肥工业大学 | 基于双svpwm电流型变换器的直驱风力发电系统及控制方法 |
| JP5537470B2 (ja) * | 2011-03-08 | 2014-07-02 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 電流制御装置 |
| US9385620B1 (en) * | 2013-01-10 | 2016-07-05 | Lockheed Martin Corporation | AC link converter switch engine |
| KR101461568B1 (ko) * | 2013-02-01 | 2014-11-14 | 경인엔지니어링 주식회사 | 돌입 전류 억제 기능을 갖는 전력 차단기 제어장치 |
| EP2905887B1 (en) * | 2014-02-08 | 2020-04-01 | Kone Corporation | Method for controlling an alternative current electric machine, and a frequency converter |
| JP7242523B2 (ja) * | 2019-12-27 | 2023-03-20 | 日立Astemo株式会社 | インバータ制御装置、電動車両システム |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6380775A (ja) * | 1986-09-22 | 1988-04-11 | Hitachi Ltd | インバ−タの制御装置 |
Family Cites Families (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6043757B2 (ja) * | 1981-05-06 | 1985-09-30 | 株式会社日立製作所 | 電動機の制御方法およびその制御装置 |
| JPS61102172A (ja) * | 1984-10-23 | 1986-05-20 | Hitachi Ltd | 自己消弧素子利用電流形コンバ−タ装置 |
| JPS61248881A (ja) * | 1985-04-22 | 1986-11-06 | 三菱電機株式会社 | エレベ−タの制御装置 |
| US4779709A (en) * | 1985-09-02 | 1988-10-25 | Hitachi, Ltd. | Apparatus for controlling AC elevators |
| GB2186127B (en) * | 1986-01-11 | 1990-03-21 | Hitachi Ltd | Apparatus for controlling power transducers |
| JPH0691751B2 (ja) * | 1986-01-11 | 1994-11-14 | 株式会社日立製作所 | インバ−タの制御装置 |
| JPH0697854B2 (ja) * | 1986-01-11 | 1994-11-30 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置の制御装置 |
| JPH0783608B2 (ja) * | 1986-01-22 | 1995-09-06 | 株式会社日立製作所 | 電力変換器の制御装置 |
| JPS62221897A (ja) * | 1986-03-24 | 1987-09-29 | Mitsubishi Electric Corp | 電動機の制御装置 |
| JPS62290359A (ja) * | 1986-06-09 | 1987-12-17 | Hitachi Ltd | 電力変換器の制御装置 |
| JPH061983B2 (ja) * | 1986-06-27 | 1994-01-05 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
| JP2597353B2 (ja) * | 1986-06-27 | 1997-04-02 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
| JPH0834694B2 (ja) * | 1986-10-25 | 1996-03-29 | 株式会社日立製作所 | 電力変換器の制御装置 |
| JPH0793823B2 (ja) * | 1988-02-01 | 1995-10-09 | 株式会社日立製作所 | 電圧形インバータのｐｗｍ制御装置 |
-
1989
- 1989-03-13 JP JP1057943A patent/JPH0787698B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1990
- 1990-03-07 GB GB9005086A patent/GB2229870B/en not_active Expired - Fee Related
- 1990-03-07 KR KR1019900002982A patent/KR900015427A/ko not_active Abandoned
- 1990-03-08 US US07/490,466 patent/US5155671A/en not_active Expired - Fee Related
- 1990-03-12 CN CN90101380A patent/CN1018598B/zh not_active Expired
-
1995
- 1995-12-21 HK HK190195A patent/HK190195A/xx not_active IP Right Cessation
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6380775A (ja) * | 1986-09-22 | 1988-04-11 | Hitachi Ltd | インバ−タの制御装置 |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007244193A (ja) * | 2006-03-07 | 2007-09-20 | Hamilton Sundstrand Corp | パワーコンバータシステム、電気エンジン始動システム、交流モータの制御方法およびｐｗｍ整流器の制御方法 |
| JP4545226B1 (ja) * | 2009-04-23 | 2010-09-15 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| WO2010122651A1 (ja) * | 2009-04-23 | 2010-10-28 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| CN102422517A (zh) * | 2009-04-23 | 2012-04-18 | 三菱电机株式会社 | 功率变换装置 |
| RU2483424C1 (ru) * | 2009-04-23 | 2013-05-27 | Мицубиси Электрик Корпорейшн | Устройство преобразования мощности |
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