JPS6380775A - インバ−タの制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、交流電動機の駆動装置に係り、特に自己消弧
機能を有するスイッチング素子を利用したインバータの
制御装置に関する。

〔従来の技術〕

インバータの制御装置として、例えば電気学会「半導体
電力変換研究会資料ＪＳＰＣ−８４−３６に記載されて
いる従来の電流形インバータのパルス幅変調制御装置は
、変調波振幅あるいは搬送波振幅は固定して使用してい
る。これは、変調波振幅と搬送波振幅の比を、′ｒ４流
パターンに含まれる特定高調波の含有率を小さくする、
あるいはひずみ率を小さくするといった理由から、ある
値に固定しているものである。また搬送波の周波数は、
負荷条件に関係なく一定時間内におけるスイッチング回
数が常に等しくなるように固定している。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上記従来技術においては、電動機負荷が増加し、直流電
流が増えた場合、スイッチング素子の許容最小パルス幅
が無負荷時に比べ広くなり、これより狭い幅のパルスが
、電流パターン中に存在するようになる結果、素子の破
壊といった問題が発生する。また、電動機負荷が最大の
場合の最小パルス幅が確保されるように振幅比を選んで
固定した場合には、以前の振幅比固定の場合と比較し軽
負荷時に高調波抑制の効果が少なくなり、ひずみ率が大
きくなるといった問題も発生する。

本発明は、スイッチング素子の許容最小パルス幅を負荷
条件に応じて確保することにより、高調波を少なく、ひ
ずみ率を小さく保ったまま電動機を運転することができ
るようにしたインバータの制御装置を提供することを目
的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

上記目的は、負荷条件を検出する手段と前記手段に応じ
て変調波あるいは搬送波の振幅を可変する手段を設ける
ことにより達成される。

〔作用〕 負荷条件は、直流電流値を検出することによって得るこ
とができ、直流電流値に比例した出力電圧が得られる。

変調波あるいは搬送波の振幅を前記負荷条件に応じて可
変することによって、スイッチング素子に供給するパル
ス列の最小パルス幅を可変できる。従って、負荷条件に
よって変化するスイッチング素子の許容最小パルス幅を
常時確保することができるので負荷条件の広範囲な領域
にわたり出力電流に含まれる高調波も少なく、ひずみ率
を小さくできる。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例を図面を用いて説明する。

第１図は、本発明の第一の実施例を示す構成図であって
、１は交流電源、３は直流電流を制御する順変換器、４
は直流電流を平滑するりアクドル、５は自己消弧機能を
有するスイッチング素子で構成された逆変換器、６はス
イッチング時の過電圧吸収とフィルタの機能を備えた出
力端コンデンサ、７は電動機、８は速度検出器で、以上
により主回路を構成する。

また、９と１１はゲートアンプ、１０は電流制御回路、
１２はパルス分配回路、１３は比較回路、１４は変調波
振幅演算回路、１５は変調波発生回路、１６は搬送波発
生回路、１７はベクトル演算回路、１８はパルス分配回
路であり、以上により制御装置を構成する。

同図において、ベクトル演算回路１７の出力信号として
、電流指令値ｉ＊、電動機に流れる電流の位相指令値θ
＊が得られる。ｉ＊は電流制御系１９へ入力され、ゲー
トアンプ９を経て順変換器を各ゲートへ入力される。

一方、位相指令θ＊は変調波発生回路１５の入力信号と
なる。この変調波発生回路１５は例えば第２図のように
構成される。

第２図は変調波発生回路の構成図であり、１５５はディ
ジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）と呼ばれるもので、
位相指令θ＊のディジタル量に応じて得られる出力電圧
Ｖｏｕｔの最大振幅を比較入力（ＲＥＦ）により制御す
ることができる。従って、位相指令θ＊の最大振幅値Ｂ
を可変することができる。この出力信号ｅ、と第１図の
搬送波発生回路１６の出力信号ｅｅとが比較回路１３に
おいて比較され、インバータ動作周期の６０度毎に繰り
返す基本パルス幅変調制御パターンＰＴＮが得られる。

このＰＴＮはパルス分配回路１２で各相へパルス分配さ
れ、ゲートアンプ１１を経て逆変換器５の各ゲートへ入
力される。変調波と搬送波の関係は例えば第３図のよう
に構成される。

第３図は変調波と搬送波の関係を示す動作波形図であっ
て、変調波ｅ、は振幅Ｂの台形波、搬送波ｅｃは振幅Ａ
の三角波で、６ｃ＞６．の時“Ｌ″、ｅｃ５ｅ、の時“
Ｈ”となるパターンを基本パルス幅変調制御パターンＰ
ＴＮとする。このＰＴＮは分配回路１２において論理演
算が施され最終的な電流パターンｉ、が得られる。ここ
で、振幅比りの決定方法を第４図により説明する。

第４図は本発明の第一の実施例の制御特性図であって、
同図において、定格点における許容最小パルス幅ｔ□。

は、電動機のあらゆる負荷条件での正常な運転を確保す
るための値で、この値以下の幅のパルスが存在してはい
けない。もし存在した場合には、スイッチング素子破壊
に至る。

第３図の電流パターンｉ、における最小パルス幅ｔ８は
振幅比りの関数で第４図（ｂ）のようになっているから
、最小パルス幅ｔ３をｔ□。より広くするために、振幅
比りはり、以下に設定する必要がある。第３図において
例えばＢが大きい時には（ａ）のように１ｓが小さく、
Ｂが小さい（ｂ）の場合にはｔ、が大きくなる。このよ
うにしてＢを変えることにより最小のパルス幅Ｂを可変
できる。

一方、第１図における変調波振幅演算回路１４を、直流
電流値１４を入力信号とし、第４図（ａ）。

（ｂ）に示した特性の関数発生器としているため、出力
信号即ち変調波振幅Ｂは１４の変化に応じて変化する。

搬送波振幅Ａは一定としているので振幅比りは、同図（
ａ）、　　（ｂ）に示す特性に従って変化する。従って
、直流電流値１４が変わった場合でも、その時に許容さ
れる最小のパルス幅で逆変換器５を運転できるためＤを
定格値Ｄ１に固定した場合と比較すると、第４図（ｃ）
、　　（ｄ）からもわかるように広範囲にわたり低次高
調波成分を少なくかつひずみ率σを小さく保ったまま電
動ｍ運転を行うことができる。

第５図は本発明の第二の実施例を示す制御回路の要部構
成図であって、１３は比較回路、１５は変調波発生回路
、１６は搬送波発生回路、２０は変調波振幅演算回路、
２６はリミット回路である。

前記第一の実施例では、変調波ｅ、の振幅Ｂを変調波振
幅演算回路１４において直接制御していたが、変調波の
振幅Ｂは一定とし、その振幅を変調波振幅演算回路１４
の出力でリミットしても全く同様の効果を得ることがで
きる。第５図に示した実施例においては、リミット回路
２６を設けたことによって、変調波ｅ１１は振幅がＢ′
にリミットされｅ　、　／なる変調波が得られる。この
ｅ　、　ｌと搬送波発生回路１６の出力ｅｃを比較する
場合には、振幅Ｂ′が小さくなるほど第３図における電
流パターンＰＴＮの最小パルス幅ｔ、が大きくなる。こ
のように変調波の振幅Ｂ′を制御することによって許容
最小パルス幅を確保することもできる。

第６図は本発明の第三の実施例を示す制御回路の要部構
成図であって、１３は比較回路、１５は変調波発生回路
、１６は搬送波発生回路、２０は変調波振幅演算回路で
ある。前記第一の実施例では、振幅比Ｄ　（−Ｂ／Ａ）
を変える場合、Ａを一定とし、Ｂを可変としたが、これ
とは逆にＢを一定とし、Ａを可変としても、以下第三の
実施例として説明するように、全く同様の効果を得るこ
とができる。

第６図において、変調波振幅演算回路２０の出力をＡと
しこれを搬送波発生回路１６へ入力すると振幅Ａの搬送
波ｅ、を得ることができる。変調波ｅ１の振幅Ｂは一定
とする。以下、この場合の変調波振幅演算回路２０の入
力１４に対する出力Ａの関係を第７図により説明する。

第７図は本発明の第三の実施例の制御特性図であって、
同図（ａ）〜（ｄ）は前記第４図と同様の特性図であり
、同図（１３）は振幅比りとその逆数１／Ｄの関係を示
しており、（ｂ）で振幅比りの値が決定されると（ｅ）
で１／Ｄの値が決まり、振幅Ｂが一定であるから出力へ
の値が決まる。第６図の変調波振幅演算回路２０はこの
ような特性をもつ関数発生器である０本実施例によると
前記第一の実施例と全く同様の効果が得られる。

なお、第６図において、変調波振幅演算回路２０の出力
ＡｆｅｗＩ送波周波数を変える信号として利用してもよ
い。即ち、入力１４が増加した場合には、出力Ａを小さ
くして搬送波ｅｃの周波数を低くすることによって電流
パターンのパルス幅を許容最小パルス幅に確保すること
もできる。

第８図は本発明の第四の実施例を示す制御回路の要部構
成図であって、２１は演算回路、２２は出力用マルチプ
レクサ、２３は電流パターン記憶回路■、２４は電流パ
ターン記憶回路■、２５は読み出し用デマルチプレクサ
、２６は書き込み用デマルチプレクサである。なお、同
図において第１図と同一符号は同一部分を示す。

第８図の実施例の場合には、変調波と搬送波の比較は、
比較回路では行わず、演算回路２１において、前記第３
図、第４図の考え方に基づき、直流電流値１４から振幅
比りを計算し、電流パターンＰＴＮを“１”、′０”の
パターンとして求め、この結果を電流パターン記憶回路
Ｉ２３または電流パターン記憶回路［２４に記憶する０
通常の動作時には、位相指令θ＊に従って電流パターン
記憶回路Ｉ２３または電流パターン記憶回路［２４のど
ちらかのパターンＰ　Ｔ　Ｎ　＆　読み出し、分配回路
１２へ入力する。この時、演算回路２１で得られた、直
流電流値ｌ、に対する最小パルス幅を有するパターンが
、その時点で使用されていない電流パターン記憶回路１
２３または電流パターン記憶回路［２４に書き込まれる
。どちらの記憶回路に書込むかを指定する回路が書き込
み用デマルチプレクサ２６である。ＰＴＮ発生用に使用
すべき記憶回路を選択する回路が、読み出し用デマルチ
プレクサ２５と出力用マルチプレクサ２２である。

演算回路２１の出カバターンを書き込み用デマルチプレ
クサ２６を介して一方の記憶回路に書き終わると、そあ
記憶回路は制御用に使用され、他方の記憶回路には次の
パターンが書き込み用デマルチプレクサ２６を介して書
き込まれる０本実施例によると、直流電流値ｌｄに応じ
て、電流パターンＰＴＮの最小パルス幅が許容値に確保
されるように変えることができるので、前記実施例と同
様の効果を得ることができる。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、負荷条件によら
ず、電流パターン中で最小の幅を有するパルスの幅をス
イッチング素子の許容最小パルス幅以上に確保すること
ができるため、スイッチング素子の破壊を防ぐことがで
きるとともに電動機電流の低次肩慣波成分を低減できか
つひずみ率を小さくすることができる。このため、電動
機の高効率、低騒音駆動が可能となり、上記従来技術の
欠点を除いて優れた機能のインバータ制御Ｙａ　Ｎを提
供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第一の実施例を示す構成図、第２図は
変調波発生回路の構成図、第３図は変調波と搬送波の関
係を示す動作波形図、第４図は本発明の第一の実施例の
制御特性図、第５図は本発明の第二の実施例を示す制御
回路の要部構成図、第６図は本発明の第三の実施例を示
す制御回路の要部構成図、第７図は本発明の第三の実施
例の制御特性図、第８図は本発明の第四の実施例を示す
制御回路の要部構成図である。 １：交流電源、３：順変換器、５：逆変換器、７：′Ｗ
１動機、８：速度検出器、９．１１：ゲートアンプ、１
２：パルス分配回路、１３：比較回路、１４；変調波振
幅演算回路、１５；変調波発生回路、１６：搬送波発生
回路、１７：ベクトル演算回路、１８：パルス分配回路 ３：ｍ器 １３：比較回路 、６．：ＷＩＭＭＡ　　　ｅｍ：　」鼓Ｂ：’ＭＭＭ＠
　　　　ｅｅ：恕伝 第　　３　　　図　　　ｔ、：最ｌ」シリレス幅　　　
　ｉＩ：　電流ρ汐−ンρＴＮ：Ｌｖ心しス帽図すは潜
即し炒−ン（ａ） ＴＮ ｔｓ　　　　　　ｔｓ ｔｓ：　最ｌ」シリレス幅 ｔｓａｄ：　　許書最ｌ」シリレス幅 第４図 ２０：変謂波近幅演算回路 １５：変調波発生回路 １６：搬送波発生回路 １３：比較回路 ２６：　リミット回路 第５図 第６図 １）ＴＮ ｉｄ：直 ”Ｌｌ　　　　　　　１ ２１：　演算回路 ２３：　電流ハ汐−ン記憶回路工 ２４：　電流ハ汐−ン記憶回路■ ２５：　読み出し４用デマルチプレクサｄ Ｎ”　　　　　　　　　　　−

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １、交流電源と、該交流電源からの交流電流を直流電流
   に変換する順変換器と自己消弧機能を有する半導体スイ
   ッチング素子で構成し直流電流を交流電流に変換する逆
   変換器を具備する電流形インバータとを有し、該インバ
   ータの出力に接続される負荷を制御するためのインバー
   タ制御装置において、前記負荷の状態を検出する検出手
   段と、該検出手段の検出出力に応じて前記半導体スイッ
   チング素子に供給するスイッチングパルスの最小パルス
   幅を可変する手段とを設け、前記半導体スイッチング素
   子の許容最小パルス幅を負荷条件に応じて確保し、高調
   波を少なく、ひずみ率を小さく保ったまま前記負荷を運
   転可能に構成したことを特徴とするインバータの制御装
   置。