JPH0224424B2 - - Google Patents
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- JPH0224424B2 JPH0224424B2 JP20808184A JP20808184A JPH0224424B2 JP H0224424 B2 JPH0224424 B2 JP H0224424B2 JP 20808184 A JP20808184 A JP 20808184A JP 20808184 A JP20808184 A JP 20808184A JP H0224424 B2 JPH0224424 B2 JP H0224424B2
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- voltage
- resistor
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
- H04M9/00—Arrangements for interconnection not involving centralised switching
- H04M9/08—Two-way loud-speaking telephone systems with means for conditioning the signal, e.g. for suppressing echoes for one or both directions of traffic
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、マイクロホンおよびスピーカによる
拡声通話を行なうために用いるハンドフリー回路
に関するものである。
拡声通話を行なうために用いるハンドフリー回路
に関するものである。
各種の特殊機能を有する機能電話機、ボタン電
話装置用のボタン電話機、または、インターホン
等においては、拡声通話用としてハンドフリー回
路を備えており、電話機に例を取れば、第２図の
ブロツク図に示す構成が一般に用いられている。
話装置用のボタン電話機、または、インターホン
等においては、拡声通話用としてハンドフリー回
路を備えており、電話機に例を取れば、第２図の
ブロツク図に示す構成が一般に用いられている。
すなわち、マイクロホン１からの送話信号は、
前置増幅器（以下、HA）２により増幅されたう
え、可変損失回路（以下、VLS）３を介し、送
話増幅器（以下、TA）４により再び増幅されて
から側音防止回路（以下、HYB）５へ与えられ、
ここにおいて受話側への回込みを阻止されると共
に２線式の電話回線（以下、回線）６へ送出され
る一方、回線６からの受話信号は、受話増幅器
（以下、RA）７により増幅された後、VLS・８
を介し電力増幅器（以下、PA）９により所定の
電力まで増幅され、スピーカ１０を駆動するもの
となつている。
前置増幅器（以下、HA）２により増幅されたう
え、可変損失回路（以下、VLS）３を介し、送
話増幅器（以下、TA）４により再び増幅されて
から側音防止回路（以下、HYB）５へ与えられ、
ここにおいて受話側への回込みを阻止されると共
に２線式の電話回線（以下、回線）６へ送出され
る一方、回線６からの受話信号は、受話増幅器
（以下、RA）７により増幅された後、VLS・８
を介し電力増幅器（以下、PA）９により所定の
電力まで増幅され、スピーカ１０を駆動するもの
となつている。
ただし、HYB・５によるTA・４側からRA・
７側への漏話減衰量は、十分に大とすることが困
難であり、スピーカ１０とマイクロホン１との間
の音響結合による鳴音の発生を阻止するため制御
部１１が設けてあり、各々VLS・１２および１
３を介する送話信号および受話信号のレベルを比
較し、高レベル側の信号を判断のうえ、送話信号
が高ければ、VLS・３の損失を小としかつ
VLS・８の損失を大にすると共に、VLS・１３
は所定の損失を呈するものとして制御する一方、
受話信号のレベルが高ければ、VLS・８の損失
を小としかつVLS・３の損失を大にすると共に、
VLS・１２に対しては所定の損失を呈するもの
として制御し、高レベル側の系統を低損失、低レ
ベル側の系統を高損失として送話状態または受話
状態を設定のうえ、マイクロホン１−HA・２−
VLS・３−TA・４−HYB・５−RA・７−
VLS・８−PA・９−スピーカ１０のループ利得
を一定値以下に制限し、鳴音が生じないものとし
ている。
７側への漏話減衰量は、十分に大とすることが困
難であり、スピーカ１０とマイクロホン１との間
の音響結合による鳴音の発生を阻止するため制御
部１１が設けてあり、各々VLS・１２および１
３を介する送話信号および受話信号のレベルを比
較し、高レベル側の信号を判断のうえ、送話信号
が高ければ、VLS・３の損失を小としかつ
VLS・８の損失を大にすると共に、VLS・１３
は所定の損失を呈するものとして制御する一方、
受話信号のレベルが高ければ、VLS・８の損失
を小としかつVLS・３の損失を大にすると共に、
VLS・１２に対しては所定の損失を呈するもの
として制御し、高レベル側の系統を低損失、低レ
ベル側の系統を高損失として送話状態または受話
状態を設定のうえ、マイクロホン１−HA・２−
VLS・３−TA・４−HYB・５−RA・７−
VLS・８−PA・９−スピーカ１０のループ利得
を一定値以下に制限し、鳴音が生じないものとし
ている。
第３図は、第２図におけるVLS・１２および
１３、ならびに、制御部１１の主要回路を示す回
路図であり、送話信号STは、抵抗器R1および電
界効果形トランジスタ（以下、FET）Q1からな
るVLS・１２を介し、入力抵抗器R2および帰還
抵抗器R3を有する差動増幅器A1により増幅され
たうえ、ダイオードD1により検波されると共に
コンデンサC1により平滑化され、負極性を有す
る第１の直流電圧ESとなる。
１３、ならびに、制御部１１の主要回路を示す回
路図であり、送話信号STは、抵抗器R1および電
界効果形トランジスタ（以下、FET）Q1からな
るVLS・１２を介し、入力抵抗器R2および帰還
抵抗器R3を有する差動増幅器A1により増幅され
たうえ、ダイオードD1により検波されると共に
コンデンサC1により平滑化され、負極性を有す
る第１の直流電圧ESとなる。
また、受話信号SRは、抵抗器R4およびFET・
Q2によるVLS・１３を介し、入力抵抗器R5およ
び帰還抵抗器R6を備える差動増幅器A2によつて
増幅された後、ダイオードD1に対し逆方向のダ
イオードD2により検波されると共にコンデンサ
C2により平滑化され、直流電圧ESに対し逆極性
を有する第２の直流電圧ERとなり、各電圧ES，
ERは、これらに対し直列として各個に接続され
た抵抗器R7，R8により合成され、各抵抗器R7，
R8の共通接続点から合成電圧Ｅとして比較器CP
の一方の入力へ与えられる。
Q2によるVLS・１３を介し、入力抵抗器R5およ
び帰還抵抗器R6を備える差動増幅器A2によつて
増幅された後、ダイオードD1に対し逆方向のダ
イオードD2により検波されると共にコンデンサ
C2により平滑化され、直流電圧ESに対し逆極性
を有する第２の直流電圧ERとなり、各電圧ES，
ERは、これらに対し直列として各個に接続され
た抵抗器R7，R8により合成され、各抵抗器R7，
R8の共通接続点から合成電圧Ｅとして比較器CP
の一方の入力へ与えられる。
比較器CPには、帰還抵抗器R9を有する差動増
幅器が用いられ、合成電圧Ｅが反転入力へ、基準
電圧として共通電位が非反転入力へ与えられてい
るため、零クロスコンパレータとして動作するも
のとなつており、合成電圧Ｅの極性が直流電圧
ES，ER中の高い電圧のものにしたがつて定まる
ことにより、両入力電圧の比較に応じ比較器CP
の比較出力EOは、直流電圧ES，ER中の高い方の
極性を反転した極性を呈するものとなる。
幅器が用いられ、合成電圧Ｅが反転入力へ、基準
電圧として共通電位が非反転入力へ与えられてい
るため、零クロスコンパレータとして動作するも
のとなつており、合成電圧Ｅの極性が直流電圧
ES，ER中の高い電圧のものにしたがつて定まる
ことにより、両入力電圧の比較に応じ比較器CP
の比較出力EOは、直流電圧ES，ER中の高い方の
極性を反転した極性を呈するものとなる。
したがつて、受話信号SRよりも送話信号STのレ
ベルが高ければ、負の直流電圧ES＞正の直流電圧
ERの関係となり、比較出力EOは正極性になる一
方、送話信号STよりも受話信号SRのレベルが高け
れば、ES＜ERの関係により、比較出力EOが負極
性となり、比較出力EOの極性に応じてVLS・３，
８が制御され、各々送話状態または受話状態が設
定される。
ベルが高ければ、負の直流電圧ES＞正の直流電圧
ERの関係となり、比較出力EOは正極性になる一
方、送話信号STよりも受話信号SRのレベルが高け
れば、ES＜ERの関係により、比較出力EOが負極
性となり、比較出力EOの極性に応じてVLS・３，
８が制御され、各々送話状態または受話状態が設
定される。
ただし、送話状態において、HYB・５を介す
るRA・７側への送話信号回込みが高レベルにな
ると、合成電圧Ｅの極性が反転し、これに応じて
比較出力EOの極性も反転して受話状態へ切替え
るため、送話が中断される送話ブロツクを生じ、
受話状態においては、スピーカ１０からマイクロ
ホン１への音響結合レベルが高くなれば、前述と
反対方向へ合成電圧Ｅおよび比較出力EOの極性
が反転して送話状態へ切替わり、受話が中断され
る受話ブロツクを生ずるため、制御部１１は
VLS・３，８と共にVLS・１２，１３も同時に
制御し、送話状態ではFET・Q2をオフとし、受
話状態ではFET・Q1をオフとし、各々抵抗器R4
またはR1による損失を呈するものとし、合成電
圧Ｅに関与する受話信号SRまたは送話信号STのレ
ベルを低下させるものとなつている。
るRA・７側への送話信号回込みが高レベルにな
ると、合成電圧Ｅの極性が反転し、これに応じて
比較出力EOの極性も反転して受話状態へ切替え
るため、送話が中断される送話ブロツクを生じ、
受話状態においては、スピーカ１０からマイクロ
ホン１への音響結合レベルが高くなれば、前述と
反対方向へ合成電圧Ｅおよび比較出力EOの極性
が反転して送話状態へ切替わり、受話が中断され
る受話ブロツクを生ずるため、制御部１１は
VLS・３，８と共にVLS・１２，１３も同時に
制御し、送話状態ではFET・Q2をオフとし、受
話状態ではFET・Q1をオフとし、各々抵抗器R4
またはR1による損失を呈するものとし、合成電
圧Ｅに関与する受話信号SRまたは送話信号STのレ
ベルを低下させるものとなつている。
しかし、第３図の構成では、受話状態のとき
VLS・１２による損失挿入がなされ、送話状態
のときにはVLS・１３による損失挿入がなされ
ており、受話状態において送話を開始しても直流
電圧ESの上昇が遅く、同様に、送話状態において
受話信号が到来しても直流電圧ERの上昇が遅く
なり、受話から送話、または、送話から受話への
状態切替に遅延を生じ、回線６へ送出される送話
信号の語頭が切断されると共に、スピーカ１０か
ら放出される受話音声の語頭が切断され、通話状
態が不自然となり、かつ、明瞭度の劣化する問題
を生じている。
VLS・１２による損失挿入がなされ、送話状態
のときにはVLS・１３による損失挿入がなされ
ており、受話状態において送話を開始しても直流
電圧ESの上昇が遅く、同様に、送話状態において
受話信号が到来しても直流電圧ERの上昇が遅く
なり、受話から送話、または、送話から受話への
状態切替に遅延を生じ、回線６へ送出される送話
信号の語頭が切断されると共に、スピーカ１０か
ら放出される受話音声の語頭が切断され、通話状
態が不自然となり、かつ、明瞭度の劣化する問題
を生じている。
本発明は、従来のかかる問題点を根本的に解決
する目的を有し、状態切替速度を向上させた極め
て効果的な、ハンドフリー回路を提供するもので
ある。
する目的を有し、状態切替速度を向上させた極め
て効果的な、ハンドフリー回路を提供するもので
ある。
前述の目的を達成するため、本発明はつぎの手
段によつて構成するものとなつている。
段によつて構成するものとなつている。
すなわち、送話信号を検波した第１の直流電圧
および受話信号を検波した第１の直流電圧に対し
逆極性を有する第２の直流電圧を合成する各直流
電圧に対し直列として各個に接続された抵抗器
と、この各抵抗器による合成電圧と基準電圧とを
比較し第１および第２の各直流電圧中の高い電圧
のものに応じた極性の比較出力を送出する比較器
とを有するハンドフリー回路において、各抵抗器
による合成比を第１の直流電圧が優位となる方向
へ設定する第１の側路抵抗器と、同様の合成比を
第２の直流電圧が優位となる方向へ設定する第２
の側路抵抗器と、第１の側路抵抗器へ直列に挿入
され第１の直流電圧が高い電圧のときの比較出力
に応じてオンとなる第１のスイツチング素子と、
第２の側路抵抗器へ直列に挿入され第２の直流電
圧が高い電圧のときの比較出力に応じてオンとな
る第２のスイツチング素子とを備えたものであ
る。
および受話信号を検波した第１の直流電圧に対し
逆極性を有する第２の直流電圧を合成する各直流
電圧に対し直列として各個に接続された抵抗器
と、この各抵抗器による合成電圧と基準電圧とを
比較し第１および第２の各直流電圧中の高い電圧
のものに応じた極性の比較出力を送出する比較器
とを有するハンドフリー回路において、各抵抗器
による合成比を第１の直流電圧が優位となる方向
へ設定する第１の側路抵抗器と、同様の合成比を
第２の直流電圧が優位となる方向へ設定する第２
の側路抵抗器と、第１の側路抵抗器へ直列に挿入
され第１の直流電圧が高い電圧のときの比較出力
に応じてオンとなる第１のスイツチング素子と、
第２の側路抵抗器へ直列に挿入され第２の直流電
圧が高い電圧のときの比較出力に応じてオンとな
る第２のスイツチング素子とを備えたものであ
る。
したがつて、第１の直流電圧ESが高い送話状態
では、合成電圧Ｅに対する関与の程度上第１の直
流電圧ESが優位となり、送話ブロツクを生ずるお
それが排除される一方、第２の直流電圧ERが高
い受話状態では、同様の関与程度上第２の直流電
圧ERが優位となり、受話ブロツクを生ずるおそ
れが排除されるものとなり、VLS・１２，１３
の挿入損失量を減少できるため、各直流電圧ESま
たはERの上昇が速やかとなり、状態切替速度が
向上する。
では、合成電圧Ｅに対する関与の程度上第１の直
流電圧ESが優位となり、送話ブロツクを生ずるお
それが排除される一方、第２の直流電圧ERが高
い受話状態では、同様の関与程度上第２の直流電
圧ERが優位となり、受話ブロツクを生ずるおそ
れが排除されるものとなり、VLS・１２，１３
の挿入損失量を減少できるため、各直流電圧ESま
たはERの上昇が速やかとなり、状態切替速度が
向上する。
以下、実施例を示す第１図の回路図により本発
明の詳細を説明する。
明の詳細を説明する。
同図は第３図と同様の図であり、第３図に対
し、抵抗器R11〜R16およびスイツチング素子と
してのトランジスタQ11，Q12が付加されている
ほかは第３図と同様になつており、第１図におい
ては、抵抗器R7，R8の共通接続点側へ各々抵抗
器R11，R12が直列に挿入され、これらの共通接
続点が比較器CPの反転入力へ与えられていると
共に、コンデンサC1と抵抗器R12およびR8の接続
点との間へ第１の側路抵抗器R13が接続され、か
つ、コンデンサC2と抵抗器R7およびR11の接続点
との間へ第２の側路抵抗器R14が接続されてい
る。
し、抵抗器R11〜R16およびスイツチング素子と
してのトランジスタQ11，Q12が付加されている
ほかは第３図と同様になつており、第１図におい
ては、抵抗器R7，R8の共通接続点側へ各々抵抗
器R11，R12が直列に挿入され、これらの共通接
続点が比較器CPの反転入力へ与えられていると
共に、コンデンサC1と抵抗器R12およびR8の接続
点との間へ第１の側路抵抗器R13が接続され、か
つ、コンデンサC2と抵抗器R7およびR11の接続点
との間へ第２の側路抵抗器R14が接続されてい
る。
また、各抵抗器R13，R14には、第１および第
２のスイツチング素子としてトランジスタQ11，
Q12のコレクタ・エミツタ間が各個にかつ直列に
挿入されており、これらのベースは、直列抵抗器
R15，R16を各個に介し比較器CPの出力へ接続さ
れている。
２のスイツチング素子としてトランジスタQ11，
Q12のコレクタ・エミツタ間が各個にかつ直列に
挿入されており、これらのベースは、直列抵抗器
R15，R16を各個に介し比較器CPの出力へ接続さ
れている。
このため、R7＝R8、R11＝R12の関係とすれば、
ST＞SRによりES＞ERのときは、これに応じて比
較出力EOが正極性となるのにしたがい、エミツ
タがコンデンサC1へ接続され負極性となつてい
るNPN形のトランジスタQ11がオンとなり、抵抗
器R13を抵抗器R7，R11，R12に対し並列に接続す
ることにより、これらによるESとERとの合成比
がESを優位とする状態になり、これに応じた合成
電圧Ｅが生じ、ある程度まではSRのレベルが上昇
しても比較出力EOの正極性は反転せず、送話ブ
ロツクを生じないものとなる。
ST＞SRによりES＞ERのときは、これに応じて比
較出力EOが正極性となるのにしたがい、エミツ
タがコンデンサC1へ接続され負極性となつてい
るNPN形のトランジスタQ11がオンとなり、抵抗
器R13を抵抗器R7，R11，R12に対し並列に接続す
ることにより、これらによるESとERとの合成比
がESを優位とする状態になり、これに応じた合成
電圧Ｅが生じ、ある程度まではSRのレベルが上昇
しても比較出力EOの正極性は反転せず、送話ブ
ロツクを生じないものとなる。
一方、ST＞SRでありES＜ERのときは、これに
応じて比較出力EOが負極性となるのにしたがい、
エミツタがコンデンサC2へ接続されたPNP形の
トランジスタQ12がオンとなり、抵抗器R14を抵
抗器R11，R12，R8に対し並列に接続するため、
これらによるESとERとの合成比がERを優位にす
るものとなり、ある程度までSTのレベルが上昇し
ても比較出力EOは負極性を保ち、受話ブロツク
を生じない。
応じて比較出力EOが負極性となるのにしたがい、
エミツタがコンデンサC2へ接続されたPNP形の
トランジスタQ12がオンとなり、抵抗器R14を抵
抗器R11，R12，R8に対し並列に接続するため、
これらによるESとERとの合成比がERを優位にす
るものとなり、ある程度までSTのレベルが上昇し
ても比較出力EOは負極性を保ち、受話ブロツク
を生じない。
なお、例えば、R7＝R8＝62KΩ、R11＝R12＝
10〜20KΩ、R13＝R14＝22KΩ程度とすればよい
が、抵抗器R11，R12を省略し、抵抗器R7とR13、
R8とR14とを各々並列に接続するものとしても同
様である。
10〜20KΩ、R13＝R14＝22KΩ程度とすればよい
が、抵抗器R11，R12を省略し、抵抗器R7とR13、
R8とR14とを各々並列に接続するものとしても同
様である。
また、コンデンサC1，C2の帰路を負電源へ
接続しているが、これは、比較器CPとして差動
増幅器を用いた場合、これに正負両極性の電源を
使用しているためであり、条件によつては共通電
位へ接続することもできる。
接続しているが、これは、比較器CPとして差動
増幅器を用いた場合、これに正負両極性の電源を
使用しているためであり、条件によつては共通電
位へ接続することもできる。
したがつて、一旦、比較出力EOの極性が定ま
れば、この状態を保持する方向へ合成電圧Ｅが偏
移するため、VLS・１２，１３の挿入損失を従
来に比して減少させることが自在となり、抵抗器
R1，R2の値を第３図に対し、より低い値として
定めることができるため、送話開始にしたがう直
流電圧ESの上昇、または、受話信号SRの到来に応
ずる直流電圧ERの上昇が速やかとなり、受話か
ら送話への、または、送話から受話への状態切替
速度が向上し、送受話音声の語頭切断現象が低減
する。
れば、この状態を保持する方向へ合成電圧Ｅが偏
移するため、VLS・１２，１３の挿入損失を従
来に比して減少させることが自在となり、抵抗器
R1，R2の値を第３図に対し、より低い値として
定めることができるため、送話開始にしたがう直
流電圧ESの上昇、または、受話信号SRの到来に応
ずる直流電圧ERの上昇が速やかとなり、受話か
ら送話への、または、送話から受話への状態切替
速度が向上し、送受話音声の語頭切断現象が低減
する。
ただし、VLS・１２，１３の構成は条件に応
じた選定が任意であり、直流電圧ES，ERの極性
を反対としてもよく、トランジスタQ11，Q12と
してFET等の他のスイツチング素子を用いても
同様であり、これらの制御用にインバータ等を挿
入し、互にオン、オフを反対方向へ行なうものと
してもよい等、種々の変形が自在である。
じた選定が任意であり、直流電圧ES，ERの極性
を反対としてもよく、トランジスタQ11，Q12と
してFET等の他のスイツチング素子を用いても
同様であり、これらの制御用にインバータ等を挿
入し、互にオン、オフを反対方向へ行なうものと
してもよい等、種々の変形が自在である。
以上の説明により明らかなとおり本発明によれ
ば、簡単な回路の付加により状態切替速度が向上
し、かつ、送話ブロツク、受話ブロツクを生ずる
おそれがなく、各種用途のハンドフリー回路とし
て顕著な効果が得られる。
ば、簡単な回路の付加により状態切替速度が向上
し、かつ、送話ブロツク、受話ブロツクを生ずる
おそれがなく、各種用途のハンドフリー回路とし
て顕著な効果が得られる。
第１図は本発明の実施例を示す回路図、第２図
はハンドフリー回路のブロツク図、第３図は従来
例の回路図である。 R7，R8，R11，R12……抵抗器、R13，R14……
抵抗器（側路抵抗器）、CP……比較器、Q11，Q12
……トランジスタ（スイツチング素子）、ST……
送話信号、SR……受話信号、ES，ER……直流電
圧、Ｅ……合成電圧、EO……比較出力。
はハンドフリー回路のブロツク図、第３図は従来
例の回路図である。 R7，R8，R11，R12……抵抗器、R13，R14……
抵抗器（側路抵抗器）、CP……比較器、Q11，Q12
……トランジスタ（スイツチング素子）、ST……
送話信号、SR……受話信号、ES，ER……直流電
圧、Ｅ……合成電圧、EO……比較出力。
Claims (1)
- １ 送話信号を検波した第１の直流電圧および受
話信号を検波した前記第１の直流電圧に対し逆極
性を有する第２の直流電圧を合成する前記各直流
電圧に対し直列として各個に接続された抵抗器
と、該各抵抗器による合成電圧と基準電圧とを比
較し前記各直流電圧中の高い電圧のものに応じた
極性の比較出力を送出する比較器とを有するハン
ドフリー回路において、前記各抵抗器による合成
比を前記第１の直流電圧が優位となる方向へ設定
する第１の側路抵抗器と、前記合成比を前記第２
の直流電圧が優位となる方向へ設定する第２の側
路抵抗器と、前記第１の側路抵抗器へ直列に挿入
され前記第１の直流電圧が高い電圧のときの前記
比較出力に応じてオンとなる第１のスイツチング
素子と、前記第２の側路抵抗器へ直列に挿入され
前記第２の直流電圧が高い電圧のときの前記比較
出力に応じてオンとなる第２のスイツチング素子
とを備えたことを特徴とするハンドフリー回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20808184A JPS6188643A (ja) | 1984-10-05 | 1984-10-05 | ハンドフリ−回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20808184A JPS6188643A (ja) | 1984-10-05 | 1984-10-05 | ハンドフリ−回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6188643A JPS6188643A (ja) | 1986-05-06 |
| JPH0224424B2 true JPH0224424B2 (ja) | 1990-05-29 |
Family
ID=16550324
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20808184A Granted JPS6188643A (ja) | 1984-10-05 | 1984-10-05 | ハンドフリ−回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6188643A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6412649A (en) * | 1987-07-06 | 1989-01-17 | Nec Corp | Variable gain circuit for loudspeaker telephone set |
-
1984
- 1984-10-05 JP JP20808184A patent/JPS6188643A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6188643A (ja) | 1986-05-06 |
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