JPH02250432A - 入力電圧を出力周波数に変換するための回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 発明の分野 本発明は一般にアナログ−デジタル変換器に関し、より
特定的に変換器の入力に結合されるバイアス電圧によっ
てバイポーラ入力電圧に応答するようになっているアナ
ログ−デジタル変換器に関する。この発明は電荷平衡電
圧／周波数変換器に対して特に応用を有する。

背景技術 電荷平衡電圧／周波数変換器の有用な特質の中に、それ
らがアナログ−デジタル変換器を実現するのに使われる
ということがある。電荷平衡電圧／周波数変換器は一般
にキャパシタを含み、演算増幅器と接続されて最初に第
１の方向に、第２に反対の方向に循環的に充電（すなわ
ち充電および放電）される電流積分器を形成する。これ
は与えられる入力電圧と直線的に変化する周波数で行な
われる。各サイクルの間でキャパシタに与えられる正味
電荷はゼロであり、これは所定の時間キャパシタを第１
の方向に充電することによって得られる結果である。そ
の時間の終わりに応答して、キャパシタは所定のレベル
に達するまで第２（反対）の方向に充電される。第１の
方向にキャパシタが充電される速度は、入力電圧および
固定電流源から引出される電流の和によって制御される
。

第２の方向にキャパシタが充電される速度は、入力電圧
から引出される電流によって決定される。

したがって、充電および放電サイクルの周波数は、入力
電圧の大きさの直接的関数である。

電荷平衡電圧／周波数変換器の周知の利点の中に、（１
）全体の充電／放電サイクルの間に入力に接続されかつ
応答するキャパシタによって与えられる固有のフィルタ
処理と、（２）これによって入力を個別のサンプルにお
いてデジタル化しているシステムでの逆エイリアシング
（ａｎｔｉ−ａｌｉａｓｓｉｎｇ）フィルタの必要をな
くすことがある。

電荷平衡電圧／周波数変換器がバイポーラ入力電圧を処
理することができるように、いくつかの異なる技術が使
用されてきた。或る先行技術のバイポーラ電荷平衡電圧
／周波数変換器は電圧源と電荷平衡変換器回路の間に接
続される絶対値回路を含む。理想的な状態では、絶対値
回路を伴う変換器は一１０ボルト、０ボルトおよび＋１
０ボルトの入力電圧に応答して（たとえば）１００ｋＨ
２ｓ　１０　ｋ　Ｈｚ　、および１００ｋＨｚの周波数
をそれぞれ引出す。負の電圧レベルが検出されて極性ビ
ットを制御し、これは大きさ情報を含むカウントされた
周波数と組合わせられて完全な読取りを決定する。しか
し、絶対値回路は負の電圧に関して正の電圧に対してわ
ずかに異なる利得係数を有する傾向がある。絶対値回路
の異なる利得係数は、変換器の電圧対周波数の関係にエ
ラーを導き、上記の例で引出された周波数は１００ｋＨ
ｚ、１０ｋＨｚ、および９９ｋＨｚであるかもしれない
。

さらに、上記の不正確さを伴う絶対値回路でさえ、安定
化が遅い高い精密演算増幅器の使用を一般に必要とする
。電圧／周波数変換器の前に前置増幅器と結合される回
路に必要な安定化時間はたやすく１００マイクロ秒にな
る。これは絶対値回路を前置増幅器の後に構成すること
によって大幅に短縮することができるが、これは付加的
部分の負担となり、コストおよびエラーを付加する。

別のバイポーラ電荷平衡電圧／周波数変換器は変換器に
バイアスを与えて、ゼロ電圧入力が変換器の入力で所定
の値にオフセットされる。このような変換器に与えられ
る最大の負および正の電圧は、変換器が最小および最大
の周波数をそれぞれ引出すことをもたらしなから、ゼロ
の入力電圧は変換器が中央の出力周波数を引出すことを
もたらす。たとえば、このような変換器に与えられるバ
イアスは一１０ボルト、０ボルトおよび＋１０ボルトの
入力電圧に対して、変換器の応答がそれぞれ１０ｋＨｚ
、５５ｋＨｚおよび１００　ｋ　Ｈｚ　ｌ；：なること
を引き起こす。このような変換器は絶対値回路を使用す
る変換器に対して簡潔性の利点を有するが、ユニポーラ
変換器または絶対値回路を使用するものと比べると、１
ビツトの分解能を犠牲にする。この失われた１ビツトの
分解能は、このような変換器が他の変換器の有する分解
能のたった半分しか有しないことを意味する。こうして
、組込バイアスを使用する先行技術の変換器の精密さは
著しく減じられる。

第３の先行技術のバイポーラ電荷平衡変換器は１対の変
換器、正の電圧に対して一つ、および負の電圧に対して
二つ目を含む。このような構成は不利であり、なぜなら
２つの変換器はコストを２倍にし、また同じ振幅のしか
し反対の極性の電圧に対して正確に同じ応答を有する２
つの変換器を得ることは難しいからである。

したがって、本発明の目的は新しい改良されたバイポー
ラ電荷平衡電圧／周波数変換器を提供することである。

この発明の別の目的は新しい改良された高精密の高分解
能の電荷平衡電圧／周波数変換器を提供することである
。

本発明の別の目的は新しい改良された比較的安価で高い
精度の電荷平衡電圧／周波数変換器を提供することであ
る。

発明の開示 本発明に従って、バイポーラ電圧に応答する電荷平衡電
圧／周波数変換器は、入力電圧め極性を検知し、バイア
ス電圧から引出されたバイアス電流を検知された極性の
関数として電荷平衡変換器の入力に選択的に接続する。

変換される入力電圧の極性の関数として選択的に与えら
れるバイアス電流は、周期的に変換器に与えられる定電
流源と反対の極性を有し、キャパシタに与えられる電荷
をバランスする。

この発明の好ましい実施例では、正および負（反対）の
極性を有する電圧を、電圧の値に関係しかつ電圧の大き
さはゼロを含むことができる出力周波数に変換するため
の回路は、演算増幅器の反転入力に接続されるキャパシ
タを備え、積分器を構成する。入力電圧、および使用さ
れるすべての他の電圧は抵抗器を介して積分器に与えら
れ、キャパシタを充電および放電する電流源に有効に変
えなから、演算増幅器はその反転入力端子の電圧を接地
電位に非常に近い定電圧に保つ。正の極性を有する入力
電圧に応答して、キャパシタは循環的に充電および放電
される、すなわち定電流源および入力電圧から引出され
た電流によって決定される第１の速度で、および入力電
圧から引出された電流によって決定される第２の速度で
、第１の方向に、および次に第２の反対の方向に充電さ
れて、ゼロの正味電荷が各サイクルの間キャパシタに与
えられるようにする。入力電圧が負の極性を有する間、
キャパシタは入力電圧から引出された電流とオフセット
電圧源および定電流源から引出された電流との和によっ
て決定される第３の速度で充電され、入力電圧から引出
される電流およびオフセット電圧から引出される電流に
よって決定される第４の速度で放電される。可変のキャ
パシタ充電速度は変換器から引出される三角形状の波の
周波数を決定する。三角形状の波の周波数はカウントさ
れ、検知された極性と組合わせられて、電圧の大きさお
よび極性の正確な表示を引出すのに使用される。

変換器の入力電圧大きさ対出力周波数の関係は各極性に
対して単調である。しかし、入力電圧大きさ対出力周波
数は両極性が考慮されるときは２重の値（ｄｏｕｂ　ｌ
ｅ　　ｖａ　１ｕｅ）にされる、すなわち出力周波数は
１つの負の電圧に対すると同じように１つの正の電圧に
対して同じ値を有する。これは変換器の入力電圧から出
力周波数への分解能を２の係数で増大させる。したがっ
て、より高い精度は絶対値回路の固有の不利点なしで、
また２つの極性のために２つの変換器の必要なしで、変
換器に与えられるバイアス電圧の大きさを入力電圧極性
の関数として適切にセットするだけで得られる。

好ましい実施例では、０ボルトの付近の入力電圧に対す
る出力周波数においてステップ関数変化がある。これは
オフセットの電圧源から引出されるオフセットの電流を
単に回路からインまたはアウトにスイッチすることによ
って得られる。これは０ボルト付近のパーセントエラー
が小さく保たれるので非常に有利であり、これは他のバ
イポーラ電圧／周波数変換器の実施では見られない。電
圧が０および＋Ｖｍａｘの間で変化する好ましい実施例
では、変換器出力周波数はＦｌからＦ２に変化し、ここ
でＦｌはＦ２より小さくまた非常に短い時間、すなわち
実際には５００マイクロ秒以下で、正確なカウントを得
る必要があるので好ましくは０ではない。０および一■
の間の入力電圧では、出力周波数はＦ２からＦｌに変化
する。

この発明の他の局面に従って、バイポーラアナログ−デ
ジタル変換器は、アナログ電圧に応答する極性センサ、
ならびに検知された極性およびアナログ信号に応答する
電圧／周波数変換器を備えて、アナログ信号の極性の関
数として２つの周波数値を有する可変の周波数信号を引
出す。アナログ信号が極性を変えると、電圧／周波数変
換器によって引出される周波数において不連続がある。

周波数−デジタル変換器は電圧／周波数変換器の可変周
波数出力および極性センサに応答して、検知された極性
を示す極性ビットと、電圧／周波数変換器によって引出
された周波数および検知極性によって制御される残りの
ビットとを有する２進表現を引出す。

したがって、この発明のさらに他の目的はバイポーラ入
力電圧に応答する電荷平衡電圧／周波数変換器を使用す
る新しい改良されたアナログ−デジタル変換器を提供す
ることである。

この発明のさらなる目的は０ボルト付近における電圧変
化に対して非常に正確にかつ感応する新しい改良された
バイポーラアナログ−デジタル変換器を提供することで
ある。

本発明のさらなる目的は入力をサンプリングするのに短
い時間だけが必要でありなから高いレベルの精度および
分解能を維持することができるアナログ−デジタル変換
器を実現することである。

本発明の上記およびさらなる他の目的、特徴および利点
は添付の図面と関連して特にとられたときに、或る特定
的実施例の以下の詳細な説明を考慮して明らかとなる。

この発明の詳細な開示 第１図を参照すると、バイポーラアナログ電圧源１１は
アナログ−デジタル変換器１２の入力に接続される出力
を発生させ、これは電荷平衡電圧／周波数変換器１３、
極性検出器１４、制御論理ネットワーク１５ならびに周
波数および極性−デジタル変換器１６を含む。極性検出
器１４は源１１の出力に直接接続され、入力において存
在する電圧の極性を示す２進信号を引出す。

電荷平衡電圧／周波数変換器１３は源１１の出力および
検出器１４から引出された極性表示信号に対して直接反
応して、直線の変化を有する三角形波出力を引出し、正
の極性を有する［１１の電圧に応答して、変換器は源１
１からの増大する入力電圧で直線的に増大する周波数の
波形を引出し、［１１から負の極性電圧に応答して、変
換器は源１１からの入力電圧の増大する大きさで直線的
に減少する周波数の波形を引出す。基準電圧？Ｒ２８お
よび抵抗器１２０は変換器の入力に定バイアス電流を与
えて、波形の最少スロープがまたそれゆえ変換器の最小
周波数が必ず０より大きく、好ましくは１０ｋＨｚ近く
であることを確実にする。

比較器２４およびワンショットマルチバイブレーク２５
は三角形波に応答して三角形波周波数に等しい周波数を
有する出力パルスを発生する。周波数および極性−デジ
タル変換器１６は可変の周波数および極性入力信号に応
答して、源１１の極性を表わす極性ビットと、源１１の
電圧の大きさを表わす付加的ビットとを有するデジタル
表現を引出す。制御論理回路６２は信号を極性検出器１
４および変換器１６に与えてその動作を制御する。

電荷平衡電圧／周波数変換器１３は抵抗器２１、演算増
幅器２２およびフィードバックキャパシタ２３を備える
アナログ積分器を含む。抵抗器２１は電圧源１１の出力
端子と増幅器２２の反転入力端子の間に接続され、キャ
パシタ２３は増幅器の出力端子と増幅器の反転入力端子
の間に接続される。演算増幅器２２の出力は第２の接地
された入力を有する比較器２４の入力に与えられ、比較
器は０以下の増幅器２２の出力に応答して正の電圧信号
を引出す。それ以外のすべてのとき、比較器２４は０を
引出す。

比較器２４によって引出される信号は単安定マルチバイ
ブレータ（ワンショットフリップフロップ）２５の入力
に与えられ、そのワンショットは比較器２４が正の遷移
で与えた後所定の期間バイナリ１正レベルを有するパイ
レベル出力信号を引出す。それ以外のすべてのとき、ワ
ンショット２５の出力はバイナリ０の接地レベルである
。ワンショット２５の出力はスイッチ２６に対して制御
入力として与えられて、バイナリ０および１のレベルが
ワンショット２５からそれぞれ引出されるとスイッチは
開くまたは閉じる。スイッチ２６は負の定電流源２７の
出力と演算増幅器２２の反転入力端子の間で直列に接続
される。

電圧源１１の正の出力電圧に応答して、キャパシタ２３
は第１および第２の所定の速度で循環的に充電および放
電され、第１の速度は抵抗器２１をわたって与えられる
源１１からの電圧によって引き起こされる電流と源２７
からの定電流の和によって決定される（スイッチ２６が
閉じている間）。第２の速度は抵抗器２１をわたって与
えられる［１１からの電圧によってのみ決定される。ス
イッチ２６が閉じられていると、増幅器２２の反転入力
に与えられる正味電流は、定電流源２７が抵抗器２１を
わたって源１１から与えられる最大電流より大きいまた
は等しい大きさを有する選択に基づいて負であ名。

源１１および源２７から増幅器２２の反転入力端子に与
えられる正味負電流に応答して、増幅器はキャパシタ２
３が増幅器２２の出力によって充電されることによって
正向きの直線ランプ出力電圧を引出す。正向き直線ラン
プは所定の期間維持され、これはワンショット２５のバ
イナリ１出力の持続期間によって決定され、それがスイ
ッチ２６が閉じられる時間の長さを決定する。

ワンショット２５の出力がバイナリ０レベルに戻るのに
応答して、スイッチ２６は開けられ、正の正味電流が抵
抗器２１を介して源１１から増幅器２２の反転入力に与
えられるのを引き起こす。

増幅器２２の反転入力に与えられる正味正電流は、キャ
パシタ２３が放電されることによって直線に減少するそ
の出力で負の電圧ランプに反転される。

増幅器２２の出力の負向きの電圧がゼロレベルに達する
のに応答して、比較器２４はワンショット２５をトリガ
する正の出力遷移を引出し、ワンショットが前に言及し
た所定の期間バイナリルベルを引出させて次のサイクル
を定義する。増幅器２２の出力の三角形波電圧はこうし
て電圧源１１の大きさによって決定される可変周波数を
有する。

前述から、各動作サイクルの間にキャパシタ２３に与え
られまた取り除かれる電荷はＯの正味値を有し、「電荷
平衡電圧／周波数変換器」の名前をもたらす。スイッチ
２６が開いている間、増幅器２２の反転入力端子に与え
られる唯一の入力電流は抵抗器２１を介して、源１１か
らくる。したがってキャパシタ２３の充電および放電速
度ならびにそれゆえキャパシタの充電および放電時に増
幅器２２の出力のスロープに影響を及ぼす唯一の変数は
、源１１が正の値を有する間の源１１の電圧を示す。

前に説明した電荷平衡電圧／周波数変換器のエレメント
は、その動作のように周知である。本発明に従って、キ
ャパシタ２３の充電速度は、源１１からの電圧が負のと
きに、正の基準電圧源２８を増幅器２２の反転入力に抵
抗器２１を介して接続することによって変えられる。こ
のような変更は電荷平衡電圧／周波数変換器、１３があ
たかも源１１からの正の極性のみの電圧に応答するかの
ように、同じ範囲で動作するのを可能にする。源１１の
極性が負の間に増幅器２２の反転入力端子に与えられる
電流の大きさは、抵抗器１２１の値を抵抗器２１の値に
等しくセットすることによって、また基準電圧源２８の
電圧の大きさをＶｍａｘＥ等しくセットすることによっ
て決定され、ここでＶｍａｘは源１１の最大電圧に等し
い。Ｒ１２ｌ−Ｒ２１およびＶｒｅｆ−Ｖｍａｘを設定
することはこの発明では重要でないが、それによりて実
現は簡単になる。源１１の電圧が負の間に基準電圧源２
８から与えられる電流の大きさをＶｍａｘに対応するよ
うに選択することは、キャパシタ２３が源１１からの正
の電圧の場合と同じように、源１１からの負の電圧に対
して同じ態様および同じ速度で循環的に充電および放電
されることを確実にする。

このために、電荷平衡電圧／周波数変換器１３は基準電
圧源２８、抵抗器１２１、および源２８の出力と抵抗器
１２１の一方端部の間に接続されるスイッチ２９と回路
をなす。抵抗器１２１の他方端部は増幅器２２の反転入
力端子に接続される。

源２８は抵抗器Ｒ１２１を介して定電流出力を与えるが
、これはキャパシタ２３を介してその端子に電流を与え
ることによって反転入力端子を接地電位に非常に近い定
電圧に保つ増幅器２２の能力に基づく。源１１および基
準電圧源２８からの電流の和は、電圧源１１が負の値を
引出すときのみ電圧源２８が与えられるので、Ｖｍａｘ
／Ｒ２１を決して越えない。したがって源１１から与え
られる負の電圧および抵抗器１２１を介して与えられる
基準電圧源２８を伴う電圧／周波数変換器の動作は、基
準電圧源２８が与えられないで電圧源１１から正の電圧
が与えられる動作と実質的に同じである。しかし、基準
電圧源２８の適用は絶対値回路が行なうような電圧／周
波数特性を反転しようとするのではなく、゛むしろその
特性をオフセットすることを思い出すのが重要である。

さらにオフセットの基準電圧源２８を与えることは、た
とえばＩＭＨｚ増幅器に対して１００マイクロ秒までの
著しい安定化時間を必要とする増幅器２２の入力電圧ま
たは出力電圧が変化するのを引き起こさないことに注意
するのも重要である。むしろ、増幅器２２の出力電圧が
変化する速度において変化を引き起こし、これははるか
に短い時間、たとえばＩＭＨｚ増幅器に対して１マイク
ロ秒のオーダで起こる。

源１１からの負の出力電圧に応答してスイッチ２９が閉
じられている間、またワンショット２５のバイナリ１出
力レベルに応答してスイッチ２６が閉じられている間、
キャパシタ２３は充電され、結果として演算増幅器２２
の出力で正向き直線電圧ランプが引出される。ワンショ
ット２５のバイナリ１出力が完了されて所定の期間の終
わりにスイッチ２６が開かれるのに応答して、抵抗器２
１を介して源１１から与えられる負の電流およびスイッ
チ２９と抵抗器１２１を介して結合される源２８の正の
電流のみが増幅器２２の反転入力端子に流れ、増幅器２
２の出力端子で負向きの出力直線電圧ランプをもたらす
。負向き出力電圧がＯのレベルに達すると、比較器２４
はワンショット２５をトリガして、サイクルを完了させ
る。

電圧源１１の所与の大きさに対して、キャパシタ２３の
充電および放電速度は異なってもよい。

それらは三角形波形を形成するために組合わせられて、
これは源１１からの電圧値と対応する周波数を有し、ワ
ンショット２５がその同じ周波数でパルスを出力させる
。電圧／周波数変換器１３の出力周波数と、源１１から
の電圧の大きさおよび極性の間の関係は第２図で示され
る。そこでは、源１１の電圧が０ボルトから正の方向に
＋ＶｍａＸの最大値に増大すると、電圧／周波数変換器
１３から引出される周波数は直線３１で示されるように
、直線の単調な態様でｆｍｉｎからｆｍａｘに増大する
。０ボルトから−Ｖｍａｘに増大する源１１の電圧に応
答して、電圧／周波数変換器１３の出力周波数は、直線
３２で示されるように、直線の単調な態様でｆｍａｘか
らｆｍｉｎに減少する。典型的な例では、ｆｍｉｎおよ
びｆｍａｘの値は、Ｖｍａｘの値が１０ボルトである間
、それぞれ１０ｋＨｚおよび１００ｋＨｚである。いず
れにしても、ｆｍｉｎの値は抵抗器１２０を介して基準
電圧源２８から演算増幅器２２の反転入力に流れるオフ
セット電流によって故意にＯより大きく維持される。

前述から、極性検出器１４によって検出されて、源１１
から引出される電圧の極性の関数として、０ボルトの付
近における電圧／周波数変換器１３の出力周波数におい
て著しい有限のジャンプがあるのは明らかである。

源１１からの出力電圧が＋Ｖｍａｘ／４および−Ｖｍａ
ｘ／４に等しいのに応答して、電圧／周波数変換器１３
における増幅器２２によって引出された三角形波形は、
第３ａ図および第３ｂ図でそれぞれ示される。スイッチ
２６が閉じられると、１２７が源２７からの電流である
（１２７−Ｖｍａｘ／４Ｒ２１−Ｖｍａｘ／Ｒ１２０）
の値によって決定される速度で、第３ａ図で波セグメン
ト３３によって示されるようにキャパシタ２３は直線的
に充電され、増幅器２２の出力はワンショット２５がバ
イナリ１出力を引出す間の期間に等しい所定の時間Ｔ１
で増加する。時間Ｔ１が満了すると、増幅器２２の出力
電圧は、波形セグメント２４で示されるように、ｖｌか
ら０に直線的に減少する。波形セグメント３４のスロー
プは（−Ｖｍａｘ／４Ｒ２１−Ｖｍａｘ／Ｒ１２０）の
値によってのみ決定される。前述から、波形セグメント
３４の存続期間は可変であり、増幅器２２によって引出
される三角形波出力の周波数とワンショット２５から引
出されるパルスの周波数の主要行列式であることが理解
される。

源の極性が正のままである間に［１１の電圧が変化する
と、三角形波の最大電圧および三角形波の周波数も変化
する。源１１の正の電圧の大きさが減少すると、三角形
波の最大電圧は増大し、正向き波セグメント３３のスロ
ープにおいてわずかな増加および負向き波セグメント３
４のスロープにおいて著しい減少が伴う。こうして、セ
グメント３４はゼロ電圧に達するのにより多くの時間を
必要とし、示される三角形波形の周波数を減少させる。

波セグメント３３が及ぶ期間は一定でありかつワンショ
ット２５によって決定されるので、セグメン＋３３のス
ロープは波形の周波数に直接影響を及ぼさない。しかし
、セグメント３４のスローブが緩やかであればあるほど
、その完了の所定レベルに達するのは遅くなり、波形の
より長い期間およびより低い周波数′をもたらす。した
がって、源１１の正電圧の大きさが減少すると、三角形
波の周波数は正向き波セグメント３３の定間隔にもかか
わらず減少する。

第３ｂ図で示されるように、［１１が大きさＶｍａｘ／
４を有する負の出力電圧を引出すのに応答して増幅器２
２の三角形波出力を考える。各サイクルの充電部分の間
、セグメント３５の直線波形で示されるように、スイッ
チ２６および２９は閉じられ、［１１，２７および２８
から増幅器２２の反転入力端子に流れる正味電流は（−
Ｖｍａｘ／４Ｒ２１−１２７＋Ｖｍａｘ／Ｒ１２０＋Ｖ
ｍａｘ／Ｒ１２１）であり、ここでＶｍａｘ／Ｒ１２１
は抵抗器１２１およびスイッチ２９を介して基準電圧源
２８から流れる電流である。１２７は他のすべての電流
をあわせたものよりもはるかに大きいので、増幅′器２
２の出力電圧は波セグメント３５で示されるように、正
味電流によって決定されるスロープで、ワンショット２
５によって決定される所定の長さの時間の間、ゼロ値か
ら直線的に増大する。期間Ｔ１の満了に応答してスイッ
チ２６が開かれるのに応答して、キャパシタ２３は（−
Ｖｍａｘ／４Ｒ２１＋Ｖｍａｘ／Ｒ１２０＋Ｖｍａｘ／
Ｒ１２１）によって決定される直線速度で０ボルトに放
電され、第３ｂ図における負向き直線放電セグメント３
６のスロープは、第３ａ図における波形セグメント波形
３４のスロープよりも大きい。波形セグメント３６は０
レベルが比較器２４によって検出されるまで続き、ワン
ショット２５のトリガがスイッチ２６を閉じさせ、サイ
クルを完了させる。波形セグメント３６のスロープが波
形セグメント３４よりも大きいので、増幅器２２の三角
形波出力およびワンショット２５によって引出されたパ
ルスの周波数は、源１１の電圧が＋Ｖｍａｘ／４である
場合よりも、源１１の電圧が−Ｖｍａｘ／４である場合
の方が大きい。

極性検出器１４は、バイポーラアナログ電圧源１１の出
力に応答するように接続される信号入力端子と、第２の
接地された入力端子とを有する電圧比較器４１を含む。

源１１からの比較器４１への入力電圧が０に等しいまた
は０より大きいことに応答して、比較器はバイナリ０出
力レベルを引出し、源１１の電圧が負であることに応答
して、比較器４１はバイナリ１出力レベルを引出す。

比較器４１によって引出されたバイナリレベルはＤフリ
ップフロップ４２によって１回サンプリングされるが、
これは源１１からの電圧が与えられたすぐ後で、しかし
周波数−デジタル変換器１６が変換器１３の出力周波数
をカウントする前に行なわれる。フリップフロップ４２
のＱ出力はスイッチ２９に対して制御信号として、また
周波数−デジタル変換器１６に対して極性ビットとして
与えられる。

周波数−デジタル変換器１６は、電圧／周波数変換器１
３からの最大周波数よりもはるかに高い周波数、たとえ
ば４０ＭＨｚで動作する局部発振器６１の周波数をカウ
ントするカウンタ５０と、ワンショット２５からのパル
スをカウントするカウンタ５１とを含む。カウンタ５０
はワンショット２５の出力がハイからローに遷移したす
ぐ後で高周波数クロックパルスをカウントし始め、クロ
ックパルスの予め定められた数に応答して最小のサンプ
ル時間を確立する。そのサンプル時間の間、カウンタ５
１はワンショット２５の後続のハイからローへの遷移を
カウントする。所定サンプル時間の終わりで、カウンタ
５０は０にリセットされる、または単に「ロールオーバ
」し、再びカウントを始める。カウンタ５０は、カウン
タ５０および５１の両方を止めるワンショット２５の次
のハイからローの遷移出力までカウントを続ける。この
とき、カウンタ５１は電圧／周波数変換器の周波数サイ
クルの正確な数に対応する数字を含み、カウンタ５０は
カウンタ５０が０にリセットされた所定の数に加えられ
る数字を含み、電圧／周波数サイクルの全回数が起こる
のに必要な時間の長さを決定する。カウンタ５１からの
サイクルの回数を、カウンタ５０からのサイクルに対し
て必要な時間の長さで除算することによって、電圧／周
波数変換器の周波数は数サイクルにおいて高い程度の分
解能で決定される。この方法は、非常に高い局部発振器
周波数で使用して、電圧／周波数変換器の１サイクル内
で望ましい周波数データを得ることができる。実際、こ
れは電圧／周波数変換器１３の位相ノイズ、およびカウ
ンタ５０が動作する最大クロック周波数によって制限さ
れる。

カウンタ５１からのサイクルの回数を、カウンタ５０に
よって引出される時間の長さによって除算することは、
ハードウェアまたはソフトウェアのどちらでも行なうこ
とができる。極性ビットは除算の結果と数学的に組合わ
せられて、源１１によって与えられる電圧に対応する正
しい正または負の数に周波数をマツプする。再度、この
マツピングはハードウェアでもソフトウェアでも行なう
ことができる。−旦このマツピングがなされると、極性
ビットおよび電圧の大きさに対応する数は、源１１から
の入力電圧の読取りとして利用できる。

この発明の１つの特定的実施例が説明されたが、特定的
に示されかつ説明された実施例の詳細において変形は、
前掲の特許請求の範囲で定義されるこの発明の真の精神
および範囲から逸脱することなく行なわれることは明ら
かである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に従った電荷平衡電圧／周波数変換器を
使用するアナログ−デジタル変換器の回路図である。 第２図は第１図のアナログ−デジタル変換器で使用され
る電荷平衡電圧／周波数変換器の入力電圧出力周波数応
答の図である。 第３ａ図および第３ｂ図は第１図の回路の動作を分析す
るのに役立つ一連の波形図である。 図において、１１は電圧源、１２はアナログ−デジタル
変換器、１３は電荷平衡電圧／周波数変換器、１４は極
性検出器、１５は論理ネットワーク、１６は周波数およ
び極性−デジタル変換器、２１は抵抗器、２２は演算増
幅器、２３はキャパシタ、２４は比較器、２５はワンシ
ョットマルチバイブレータ、２６はスイッチ、２７は電
流源、２８は基準電圧源、５１はカウンタである。 特許出願人　ジジン・フルーグ・マニュファクチャリン
グ争カンパニー・インコ

Claims (13)

【特許請求の範囲】
1. （１）第１および第２の反対の極性を有する入力電圧を
   出力周波数に変換するための回路であって、出力周波数
   は入力電圧の値に関係し、入力電圧値はゼロを含み、出
   力周波数はゼロ入力値に対して非ゼロ値を有し、 キャパシタと、 入力電圧に応答し、ゼロの正味電荷が各サイクルの間キ
   ャパシタに与えられるようにキャパシタを第１および第
   ２の反対の方向に循環的に充電するための手段とを含み
   、充電するための手段はキャパシタを、（ａ）入力電圧
   が第１の極性を有する間、入力電圧および所定の電流の
   値によって決定される第１の速度で第１の方向に、（ｂ
   ）入力電圧が第１の極性を有する間、入力電圧の値によ
   って決定される第２の速度で第２の方向に、（ｃ）入力
   電圧が第２の極性を有する間、入力電圧、所定の電圧お
   よび所定の電流の値によって決定される第３の速度で第
   １の方向に、および（ｄ）入力電圧が第２の極性を有す
   る間、入力電圧、所定の電圧の値によって決定される第
   ４の速度で第２の方向に充電するための手段を含み、所
   定の電圧および所定の電流は反対の極性であり、さらに
   キャパシタの充電および放電に応答して出力周波数を引
   出すための手段を含む、回路。
2. （２）循環的に充電するための手段は、キャパシタが各
   サイクルの所定の間隔の間で第２の方向に充電される間
   、第２の極性を有する所定の定電流をキャパシタに与え
   るための手段と、入力電圧が第２の極性を有する間、各
   サイクルの間中キャパシタに対して第１の極性を有する
   予めセットされた定電流を与えるための手段とを含み、
   所定電流の大きさは入力電圧の源からキャパシタに流れ
   る最大電流と等しく、所定電流の大きさは所定電圧から
   引出される最大電流の大きさを越える、請求項１に記載
   の回路。
3. （３）所定の時間で入力電圧の極性を検知するための手
   段をさらに含み、前記電圧極性検知手段は前記充電手段
   に接続されてキャパシタが第１および第２の速度で充電
   されるかまたは第３および第４の速度で充電されるかを
   制御する、請求項１に記載の回路。
4. （４）第１および第２の反対の極性を有する入力電圧を
   出力周波数に変換するための回路であって、出力周波数
   は入力電圧の値に関係し、入力電圧値はゼロを含み、出
   力周波数はゼロ入力電圧値に対して非ゼロ値を有し、入
   力電圧に応答する電荷平衡電圧／周波数変換器と、第１
   および第２の極性を有する入力電圧に応答し、入力電圧
   が第２の極性であるときのみ第１の極性を有する所定の
   バイアス電圧を選択的に与えるための手段とを含む、回
   路。
5. （５）第１および第２の極性を有しかつ所定の増幅範囲
   を有する入力電圧源に応答するアナログ−デジタル変換
   器であって、入力電圧を出力周波数に変換するための手
   段を含み、出力周波数は入力電圧の増幅および極性の関
   数として変化して入力電圧の極性における変化に伴って
   出力周波数においてステップ関数変化があり、出力周波
   数は入力電圧の２つの異なる大きさおよび極性に対して
   同じ値を有し、入力電圧の極性および出力周波数に応答
   して範囲の間中異なる電圧に対して異なる値を有するデ
   ジタル信号を引出すための手段を含む、変換器。
6. （６）変換するための手段は、入力電圧に応答する電荷
   平衡電圧／周波数変換器と、第１および第２の極性を有
   する入力電圧に応答してそれぞれ第１および第２の極性
   電流が変換器に流れるのを引き起こし、かつ第１の極性
   を有する所定のバイアス電流を変換器に選択的に与える
   ための手段とを含む、請求項５に記載の変換器。
7. （７）変換するための手段は、 キャパシタと、 入力電圧に応答して、ゼロの正味電荷が各サイクルの間
   キャパシタに与えられるように第１および第２の反対の
   方向にキャパシタを循環的に充電するための手段とを含
   み、充電するための手段はキャパシタを（ａ）入力電圧
   が第１の極性を有する間、入力電圧および所定の電流の
   値によって決定される第１の速度で第１の方向に、（ｂ
   ）入力電圧が第１の極性を有する間、入力電圧の値によ
   って決定される第２の速度で第２の方向に、（ｃ）入力
   電圧が第２の極性を有する間、入力電圧、所定の電圧お
   よび所定の電流の値によって決定される第３の速度で第
   １の方向に、および（ｄ）入力電圧が第２の極性を有す
   る間、入力電圧、所定の電圧の値によって決定される第
   ４の速度で第２の方向に、充電するための手段を含み、
   所定の電圧および所定の電流は反対の極性であり、さら
   にキャパシタの充電および放電に応答して出力周波数を
   引出すための手段を含む、請求項５に記載の変換器。
8. （８）循環的に充電するための手段は、キャパシタが各
   サイクルの所定の間隔の間で第２の方向に充電される間
   、第２の極性を有する所定の定電流をキャパシタに与え
   るための手段と、入力電圧が第２の極性を有する間、各
   サイクルの間中キャパシタに対して第１の極性を有する
   予めセットされた定電圧を与えるための手段とを含み、
   所定電圧の大きさは入力電圧の源からキャパシタに流れ
   る最大電流と等しく、所定電流の大きさは所定電圧から
   引出される最大電流の大きさを越える、請求項７に記載
   の変換器。
9. （９）入力電圧の極性を検知するための手段をさらに含
   み、前記電圧極性検知手段は前記充電手段に接続されて
   キャパシタが、第１および第２の速度で、または第３お
   よび第４の速度で充電されるかを制御し、さらに出力周
   波数が所定の速度でサンプリングされるようにデジタル
   信号引出手段を制御するための手段を含む、請求項７に
   記載の変換器。
10. （１０）バイポーラアナログ入力電圧をデジタル信号に
    変換するための装置であって、アナログ入力電圧に応答
    する極性センサと、極性センサによって検知される極性
    およびアナログ入力信号に応答して、アナログ入力信号
    の大きさおよびその極性の関数として周波数の２重の値
    を有する可変の周波数信号を引出すための電圧／周波数
    変換器とを含み、アナログ入力信号が極性を変えると周
    波数における不連続性が引出され、さらに電圧／周波数
    変換器の可変周波数出力および極性センサに応答し、検
    知された極性を示す極性ビットと電圧／周波数変換器お
    よび検知された極性によって引出される周波数によって
    制御される付加的ビットを有するデジタル信号を引出す
    ための周波数／デジタル変換器を含む、装置。
11. （１１）電圧／周波数変換器は電荷平衡電圧／周波数変
    換器、基準電圧源、および検知された極性に応答する手
    段を含み、基準電圧源から引出された電流を検知された
    極性の関数として電荷平衡電圧／周波数変換器に選択的
    に与える、請求項１０に記載の装置。
12. （１２）電荷平衡電圧／周波数変換器は、変換器の各サ
    イクルの或る部分の間、電圧／周波数変換器の積分キャ
    パシタに選択的に接続される定電流源を含み、電圧／周
    波数変換器はアナログ入力電圧の源に接続されるインピ
    ーダンス手段を含み、アナログ入力電圧はアナログ入力
    電圧から引出された最大所定電流が電圧／周波数変換器
    に与えられるように最大の大きさを有し、基準電圧源に
    よって変換器に与えられる電流の極性は定電流源から引
    出された電圧／周波数変換器に与えられる電流の極性と
    異なり、定電流源によって電圧／周波数変換器に与えら
    れる電流の大きさは、基準電圧源によって電圧／周波数
    変換器に与えられる電流とアナログ入力電圧源によって
    引出された電流との和よりも大きい、請求項１１に記載
    の装置。
13. （１３）第１および第２の反対の極性を有する入力電圧
    を入力電圧のデジタル表現に変換するための回路であっ
    て、入力電圧は正と負の値およびゼロを有し、デジタル
    表現は２重の値にされて（ａ）第１の極性の入力電圧が
    ゼロから最大限の目盛値に増大すると前記表現はローの
    値からハイの値に増大する、（ｂ）第２の極性の入力電
    圧がゼロから前記最大限の目盛値に増大するとデジタル
    表現１よ前記ハイの値から前記ローの値に減少する、お
    よび（ｃ）極性信号が発生されて（ａ）または（ｂ）の
    どちらの状態が用いられるのかを示し、前記回路は、 第１の極性の入力電圧を対応するデジタル表現に変換す
    るための手段と、 前記入力電圧に応答して前記極性信号を発生させるため
    の複数個の検知エレメントと、 第１の極性の前記最大限の目盛入力電圧に等しいバイア
    ス電圧の源と、 入力電圧が第２の極性のときに、（１）バイアス電圧か
    ら引出された信号を（２）入力電圧から引出された信号
    と加算するための手段とを含む、回路。