JPH0225304B2 - - Google Patents
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- JPH0225304B2 JPH0225304B2 JP7946885A JP7946885A JPH0225304B2 JP H0225304 B2 JPH0225304 B2 JP H0225304B2 JP 7946885 A JP7946885 A JP 7946885A JP 7946885 A JP7946885 A JP 7946885A JP H0225304 B2 JPH0225304 B2 JP H0225304B2
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- 238000012360 testing method Methods 0.000 claims description 26
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 16
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 2
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- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 239000013598 vector Substances 0.000 description 3
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/20—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received using signal quality detector
- H04L1/205—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received using signal quality detector jitter monitoring
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R25/00—Arrangements for measuring phase angle between a voltage and a current or between voltages or currents
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Quality & Reliability (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
- Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はデータ伝送システムに関し、さらに詳
しくいえば、伝送チヤネルを介して伝送されるデ
ータに影響を及ぼす位相ジツタを測定する技術に
関する。
しくいえば、伝送チヤネルを介して伝送されるデ
ータに影響を及ぼす位相ジツタを測定する技術に
関する。
本発明の位相ジツタ測定方法はデータ伝送シス
テムにおいて、伝送チヤネルの一端から正弦波試
験信号を印加しその伝送チヤネルの他端で受信信
号を解析することにより伝送チヤネルの位相ジツ
タを正確に測定できるようにしたものである。
テムにおいて、伝送チヤネルの一端から正弦波試
験信号を印加しその伝送チヤネルの他端で受信信
号を解析することにより伝送チヤネルの位相ジツ
タを正確に測定できるようにしたものである。
データ伝送システムは、一般に、伝送チヤネル
を介して相互接続されるトランスミツタおよびレ
シーバを有する。トランスミツタは関連するデー
タ端末装置（DTE）から伝送すべきデータを受
け取つて、それを伝送に適したパルス列に変換
し、チヤネルを介してそのパルス列を伝送する。
レシーバはチヤネルから受信したパルス列をデー
タに変換し、そのデータを関連するDTEに転送
する。主にコストの面から実用的には、伝送チヤ
ネルとして電信電話会社の電話回線が一般に使用
されている。しかしながら、音声帯域の回線は、
高速でしかもエラー発生率の低いことが要求され
るようなパルス列伝送には適さない。したがつ
て、伝信装置および受信装置の設計、とりわけ、
使用すべきパルスの特性の選択および受信パルス
からデータを抽出するのに使用する技術は、パル
ス伝送に影響を及ぼす伝送チヤネルのパラメータ
に大きく左右される。
を介して相互接続されるトランスミツタおよびレ
シーバを有する。トランスミツタは関連するデー
タ端末装置（DTE）から伝送すべきデータを受
け取つて、それを伝送に適したパルス列に変換
し、チヤネルを介してそのパルス列を伝送する。
レシーバはチヤネルから受信したパルス列をデー
タに変換し、そのデータを関連するDTEに転送
する。主にコストの面から実用的には、伝送チヤ
ネルとして電信電話会社の電話回線が一般に使用
されている。しかしながら、音声帯域の回線は、
高速でしかもエラー発生率の低いことが要求され
るようなパルス列伝送には適さない。したがつ
て、伝信装置および受信装置の設計、とりわけ、
使用すべきパルスの特性の選択および受信パルス
からデータを抽出するのに使用する技術は、パル
ス伝送に影響を及ぼす伝送チヤネルのパラメータ
に大きく左右される。
音声帯域のチヤネルで伝送される信号に影響を
与えるパラメータには、たとえば、グループ遅延
ひずみ、周波数シフトおよび位相ジツタなどがあ
る。このようなパラメータは、たとえば、ベルシ
ステムテクニカルリフアレンスの“音声帯域デー
タ伝送に関係する伝送パラメータ／パラメータに
関する記述“（1974年７月、41008）に記載されて
いる。程度の違いはあるがこれらのパラメータは
信号の伝送に影響を与えるものである。普通、デ
ータのトランジスタおよびレシーバは少なくとも
定義された範囲内ではそれらの影響を補償するよ
うに設計されている。
与えるパラメータには、たとえば、グループ遅延
ひずみ、周波数シフトおよび位相ジツタなどがあ
る。このようなパラメータは、たとえば、ベルシ
ステムテクニカルリフアレンスの“音声帯域デー
タ伝送に関係する伝送パラメータ／パラメータに
関する記述“（1974年７月、41008）に記載されて
いる。程度の違いはあるがこれらのパラメータは
信号の伝送に影響を与えるものである。普通、デ
ータのトランジスタおよびレシーバは少なくとも
定義された範囲内ではそれらの影響を補償するよ
うに設計されている。
高速のデータ伝送システムでは、位相ジツタは
重要なパラメータであり、またこの影響は補償し
なければならない。通常のデータ伝送中に位相ジ
ツタを定常的に補償するために使用されている技
術の１つに、フランス国特許FR−Ａ−2296322号
がある。これに示されるような技術は、位相ジツ
タが既知の限界内で変化しているときだけ、代表
的には、その振幅が15゜ピーク・トウ・ピークを
越えない場合だけしか、その位相ジツタを補償し
ないという欠点を持つている。位相ジツタがこの
範囲を越える場合は、大量のエラーが発生するの
で、システムを診断するためデータ伝送を中断し
なければならない。
重要なパラメータであり、またこの影響は補償し
なければならない。通常のデータ伝送中に位相ジ
ツタを定常的に補償するために使用されている技
術の１つに、フランス国特許FR−Ａ−2296322号
がある。これに示されるような技術は、位相ジツ
タが既知の限界内で変化しているときだけ、代表
的には、その振幅が15゜ピーク・トウ・ピークを
越えない場合だけしか、その位相ジツタを補償し
ないという欠点を持つている。位相ジツタがこの
範囲を越える場合は、大量のエラーが発生するの
で、システムを診断するためデータ伝送を中断し
なければならない。
集積回路およびマイクロプロセツサの最近の発
達によつてモデム（トランスミツタおよびレシー
バを含む）に診断システムを組み込むことができ
るようになつたので、データ伝送システムのオペ
レーシヨンを監視し誤動作を診断することができ
る。こうした診断システムは、IBMジヤーナル
オブリサーチアンドデベロプメント1981年１月第
25巻第１号のエス・フオンおよびアール・スミス
による“マイクロプロセツサ式モデムにおけるネ
ツトワーク問題の解決”と題する論文に記載され
ている。この論文に記載されたシステムでは、受
信信号の良否を判断するために受信信号の測定が
絶えず行われ、その良否がホストシステムに報告
される。ホストシステムではデータ伝送システム
の組み込まれたネツトワークを管理するものであ
る。しかしながら、位相ジツタの大きさに関して
は何らの指標も示されないので、データ伝送シス
テムの誤動作を正しく診断できるようにするた
め、位相ジツタを正確に測定することによつて受
信信号の良否に関する情報を補充することが望ま
れてきた。
達によつてモデム（トランスミツタおよびレシー
バを含む）に診断システムを組み込むことができ
るようになつたので、データ伝送システムのオペ
レーシヨンを監視し誤動作を診断することができ
る。こうした診断システムは、IBMジヤーナル
オブリサーチアンドデベロプメント1981年１月第
25巻第１号のエス・フオンおよびアール・スミス
による“マイクロプロセツサ式モデムにおけるネ
ツトワーク問題の解決”と題する論文に記載され
ている。この論文に記載されたシステムでは、受
信信号の良否を判断するために受信信号の測定が
絶えず行われ、その良否がホストシステムに報告
される。ホストシステムではデータ伝送システム
の組み込まれたネツトワークを管理するものであ
る。しかしながら、位相ジツタの大きさに関して
は何らの指標も示されないので、データ伝送シス
テムの誤動作を正しく診断できるようにするた
め、位相ジツタを正確に測定することによつて受
信信号の良否に関する情報を補充することが望ま
れてきた。
“電話回線の位相ジツタの測定手段に関する必
要条項”と題するCCITTの勧告901で、特に、試
験される伝送チヤネル上に試験信号を伝送し受信
された試験信号から位相ジツタの量を測定するよ
うな位相ジツタの測定方法が提案されている。こ
の位相ジツタの測定方法は、 (a) 試験信号の周波数の付近に受信信号を帯域制
限するステツプと、 (b) 付帯的な振幅変調を除去するため信号を増幅
し制限するステツプと、 (c) 位相固定ループにより供給されるエラー信号
のゼロクロスを検出するステツプと、 を有する。
要条項”と題するCCITTの勧告901で、特に、試
験される伝送チヤネル上に試験信号を伝送し受信
された試験信号から位相ジツタの量を測定するよ
うな位相ジツタの測定方法が提案されている。こ
の位相ジツタの測定方法は、 (a) 試験信号の周波数の付近に受信信号を帯域制
限するステツプと、 (b) 付帯的な振幅変調を除去するため信号を増幅
し制限するステツプと、 (c) 位相固定ループにより供給されるエラー信号
のゼロクロスを検出するステツプと、 を有する。
この方法は、デイジタル技術を用いた場合には
十分な正確さが得られないという欠点を持つてい
る（たとえば、デイジタル手段ではゼロクロスを
正確に検出することは困難である）。
十分な正確さが得られないという欠点を持つてい
る（たとえば、デイジタル手段ではゼロクロスを
正確に検出することは困難である）。
これまでに説明したように従来の位相ジツタの
測定技術はデイジタル環境には向かず特に測定の
正確さという点で問題があつた。
測定技術はデイジタル環境には向かず特に測定の
正確さという点で問題があつた。
したがつて本発明の目的は、デイジタル環境に
おいて位相ジツタを正確に測定できしかもこれが
容易に実現できるような位相ジツタ測定技術を提
供することにある。
おいて位相ジツタを正確に測定できしかもこれが
容易に実現できるような位相ジツタ測定技術を提
供することにある。
この目的を達成するため本発明の位相ジツタ測
定方法は、下記の(イ)ないし(ト)のステツプを有する
ことを特徴としている。
定方法は、下記の(イ)ないし(ト)のステツプを有する
ことを特徴としている。
(イ) 所与の周波数を有する正弦波試験信号を伝送
チヤネルの一端から印加するステツプ。
チヤネルの一端から印加するステツプ。
(ロ) 伝送チヤネルの他端で受信される試験信号の
位相を判断するステツプ。
位相を判断するステツプ。
(ハ) 伝送される試験信号の位相を表わす位相値を
発生するステツプ。
発生するステツプ。
(ニ) 受信された試験信号の位相値からステツプ(ハ)
で発生された位相値を減じて第１の位相信号を
発生するステツプ。
で発生された位相値を減じて第１の位相信号を
発生するステツプ。
(ホ) 第１の位相信号を濾波して該第１の位相信号
から位相妨害成分および周波数シフト成分を除
去した第２の位相信号を発生するステツプ。
から位相妨害成分および周波数シフト成分を除
去した第２の位相信号を発生するステツプ。
(ヘ) 第２の位相信号をローパスフイルタに通して
第３の位相信号を発生するステツプ。
第３の位相信号を発生するステツプ。
(ト) 第３の位相信号から推定される位相ジツタの
値を導出するために第３の位相信号を予測フイ
ルタに通すステツプ。
値を導出するために第３の位相信号を予測フイ
ルタに通すステツプ。
実施例によれば、ステツプ(ロ)は、受信された試
験信号の同相成分および直角成分を判断し、それ
らの成分から、受信された試験信号の位相を導出
するステツプを含む。
験信号の同相成分および直角成分を判断し、それ
らの成分から、受信された試験信号の位相を導出
するステツプを含む。
第１図は本発明を利用する位相ジツタ測定シス
テムの実施例を示す図である。実施例は、基本的
には、伝送チヤネルの一端から試験信号を印加し
その他端で受信信号を解析するというものであ
る。使用する試験信号は所与の周波数を有する正
弦波である。好適な周波数は、その認証が必要最
小限であるようなチヤネル周波数の帯域、すなわ
ち、1000〜2000Hzである。この試験信号は、信
号発生器１２のような任意の適切な手段で発生さ
せることができる。
テムの実施例を示す図である。実施例は、基本的
には、伝送チヤネルの一端から試験信号を印加し
その他端で受信信号を解析するというものであ
る。使用する試験信号は所与の周波数を有する正
弦波である。好適な周波数は、その認証が必要最
小限であるようなチヤネル周波数の帯域、すなわ
ち、1000〜2000Hzである。この試験信号は、信
号発生器１２のような任意の適切な手段で発生さ
せることができる。
伝送チヤネル（または単にチヤネルともいう）
１０からの受信信号はアナログバンドパスフイル
タ（以下BPFという）１４に供給される。BPF
１４は信号の通過域を音声帯域に制限するもので
ある。このようなフイルタは従来からよく知られ
たものであり、たとえば、音声帯域モデムの入力
側のところにこれが設けられる。BPF１４の出
力は標本化装置１６で標本化されアナログ−デイ
ジタルコンバータ（以下ADCという）１８でデ
イジタル形式に変換される。ADC１８の出力は
ヒルベルト変換器２０に供給される。ヒルベルト
変換器２０は標本化された信号の同相成分と直角
成分を生成する。これら２つの成分はデシメーシ
ヨン装置２２および２４によつて周期的にそれぞ
れ標本化されて、位相計算装置２６に供給され
る。これについては後で説明する。
１０からの受信信号はアナログバンドパスフイル
タ（以下BPFという）１４に供給される。BPF
１４は信号の通過域を音声帯域に制限するもので
ある。このようなフイルタは従来からよく知られ
たものであり、たとえば、音声帯域モデムの入力
側のところにこれが設けられる。BPF１４の出
力は標本化装置１６で標本化されアナログ−デイ
ジタルコンバータ（以下ADCという）１８でデ
イジタル形式に変換される。ADC１８の出力は
ヒルベルト変換器２０に供給される。ヒルベルト
変換器２０は標本化された信号の同相成分と直角
成分を生成する。これら２つの成分はデシメーシ
ヨン装置２２および２４によつて周期的にそれぞ
れ標本化されて、位相計算装置２６に供給され
る。これについては後で説明する。
位相計算装置２６の出力はデイジタル減算器２
８の(十)入力に印加される。減算器２８の（−）入
力は遅延素子３０の出力に接続されている。遅延
素子３０の入力はデイジタル加算器３２の出力に
接続される。加算器３２は２つの入力を有し、そ
の一方は遅延素子３０の出力に接続され、もう一
方はレジスタ３４の出力に接続される。
８の(十)入力に印加される。減算器２８の（−）入
力は遅延素子３０の出力に接続されている。遅延
素子３０の入力はデイジタル加算器３２の出力に
接続される。加算器３２は２つの入力を有し、そ
の一方は遅延素子３０の出力に接続され、もう一
方はレジスタ３４の出力に接続される。
減算器２８の出力はライン３５を介して２次位
相フイルタ３６（後述する）に供給される。位相
フイルタ３６の出力はライン３７を介してデイジ
タルローパスフイルタ（以下LPFという）３８
に供給される。LPE３８は300Hzのカツトオフ周
波数を有する。LPF３８の出力はライン３９を
介してデイジタル予測フイルタ４０（後述する）
に供給される。予測フイルタ４０の出力はライン
４１を介してピーク値検出器４２に供給される。
ピーク値検出器４２は位相ジツタのピーク・ト
ウ・ピーク値を提供する。
相フイルタ３６（後述する）に供給される。位相
フイルタ３６の出力はライン３７を介してデイジ
タルローパスフイルタ（以下LPFという）３８
に供給される。LPE３８は300Hzのカツトオフ周
波数を有する。LPF３８の出力はライン３９を
介してデイジタル予測フイルタ４０（後述する）
に供給される。予測フイルタ４０の出力はライン
４１を介してピーク値検出器４２に供給される。
ピーク値検出器４２は位相ジツタのピーク・ト
ウ・ピーク値を提供する。
後で第２図ないし第４図を参照して説明する装
置以外の装置はよく知られたものであるのでこれ
以上の説明は省略する。
置以外の装置はよく知られたものであるのでこれ
以上の説明は省略する。
次に第１図に示す位相ジツタ測定システムの動
作を説明する。信号発生器１２によつて発生され
る試験信号ｓ（ｔ）は、 ｓ（ｔ）＝A0cos2πf0t (1) と表わすことができる。ここで、A0およびf0はそ
れぞれ試験信号の振幅および位相を表わす。
作を説明する。信号発生器１２によつて発生され
る試験信号ｓ（ｔ）は、 ｓ（ｔ）＝A0cos2πf0t (1) と表わすことができる。ここで、A0およびf0はそ
れぞれ試験信号の振幅および位相を表わす。
伝送チヤネルによつて介入する撹乱のため、受
信される試験信号ｒ（ｔ）は伝送される試験信号
ｓ（ｔ）とは異なる。非線形歪がなければ、受信
される試験信号ｒ（ｔ）は、 ｒ（ｔ）＝A1（１＋ｍ（ｔ））cos（2πf0＋φ1 ＋φ（ｔ））＋ｎ（ｔ） (2) と表わすことができる。
信される試験信号ｒ（ｔ）は伝送される試験信号
ｓ（ｔ）とは異なる。非線形歪がなければ、受信
される試験信号ｒ（ｔ）は、 ｒ（ｔ）＝A1（１＋ｍ（ｔ））cos（2πf0＋φ1 ＋φ（ｔ））＋ｎ（ｔ） (2) と表わすことができる。
ここで、A1およびφ1は周波数f0におけるその
チヤネルに関する振幅および位相をそれぞれ表わ
し、ｍ（ｔ）はチヤネルによつて介入する付帯的
な振幅変調を表わし、φ（ｔ）はチヤネルによつ
て介入する付帯的な位相変調を表わし、ｎ（ｔ）
は雑音を表わす。
チヤネルに関する振幅および位相をそれぞれ表わ
し、ｍ（ｔ）はチヤネルによつて介入する付帯的
な振幅変調を表わし、φ（ｔ）はチヤネルによつ
て介入する付帯的な位相変調を表わし、ｎ（ｔ）
は雑音を表わす。
付帯的な位相変調φ（ｔ）は、
φ（ｔ）＝φ0＋2π△ft＋N
〓k=1
jkcos
（2πfkｔ＋φk） (3)
と表わすことができる。
ここで、φ0はチヤネルによつて介入する位相
坊害（phase intercept）を表わす定数であり、
△ｆはチヤネルによつて介入する周波数シフトを
表わし、jk、fkおよびφkは位相ジツタの独立成分
を表わす。
坊害（phase intercept）を表わす定数であり、
△ｆはチヤネルによつて介入する周波数シフトを
表わし、jk、fkおよびφkは位相ジツタの独立成分
を表わす。
(2)式および(3)式はよく知られた式であり、たと
えば、ベルシステムテクニカルリフアレンスの前
掲の論文に（4.2）式および（4.3）式として定義
されている。
えば、ベルシステムテクニカルリフアレンスの前
掲の論文に（4.2）式および（4.3）式として定義
されている。
本実施例で問題とするのは、(3)式の最後の項す
なわち、 N 〓k=1 jkcos（2πfkｔ＋φk） の測定である。
なわち、 N 〓k=1 jkcos（2πfkｔ＋φk） の測定である。
伝送チヤネル１０から受信される試験信号は
BPF１４を通つてその成分が音声帯域に制限さ
れる。受信される試験信号ｒ（ｔ）は、次に、標
本化定理を満足するレート（たとえば１／Ｔ＝
2400Hzで６／Ｔ）で標本化される。標本化され
た信号はヒルベルト変換器２０へ供給され、よく
知られたやり方で、その同相成分と直角成分が生
成される。これらの成分は位相計算装置２６に供
給されて、受信信号の位相が導引き出される。受
信信号の位相を表わす信号の通過域は受信信号の
通過域よりも狭いので、１秒あたり６／Ｔの位相
信号標本は必要ない。これが、ヒルベルト変換器
２０と位相計算装置２６との間にデシメーシヨン
装置２２および２４が挿入してある理由である。
デシメーシヨン装置２２および２４はヒルベルト
変換器２０の供給する標本を６個につき１個しか
使わないので、同相成分および直角成分は１／Ｔ
のレートでそれぞれ供給される。同相成分および
直角成分をそれぞれxoおよびyoと書く。ｎはｎ＝
１、２、３、……のように時間指数を表わす。位
相計算装置２６は受信信号の位相の標本を供給す
る（後述）。
BPF１４を通つてその成分が音声帯域に制限さ
れる。受信される試験信号ｒ（ｔ）は、次に、標
本化定理を満足するレート（たとえば１／Ｔ＝
2400Hzで６／Ｔ）で標本化される。標本化され
た信号はヒルベルト変換器２０へ供給され、よく
知られたやり方で、その同相成分と直角成分が生
成される。これらの成分は位相計算装置２６に供
給されて、受信信号の位相が導引き出される。受
信信号の位相を表わす信号の通過域は受信信号の
通過域よりも狭いので、１秒あたり６／Ｔの位相
信号標本は必要ない。これが、ヒルベルト変換器
２０と位相計算装置２６との間にデシメーシヨン
装置２２および２４が挿入してある理由である。
デシメーシヨン装置２２および２４はヒルベルト
変換器２０の供給する標本を６個につき１個しか
使わないので、同相成分および直角成分は１／Ｔ
のレートでそれぞれ供給される。同相成分および
直角成分をそれぞれxoおよびyoと書く。ｎはｎ＝
１、２、３、……のように時間指数を表わす。位
相計算装置２６は受信信号の位相の標本を供給す
る（後述）。
時間ｔ＝nTで、位相計算装置２６の供給する
位相の値は、 φ（nT）＝φ0＋2πf0nT＋２△fnT ＋N 〓k=1 jk cos（2πfknT＋φk） ＋△φ（nT） (4) となる。△φ（nT）は雑音ｎ（ｔ）の影響を表わ
す項である。
位相の値は、 φ（nT）＝φ0＋2πf0nT＋２△fnT ＋N 〓k=1 jk cos（2πfknT＋φk） ＋△φ（nT） (4) となる。△φ（nT）は雑音ｎ（ｔ）の影響を表わ
す項である。
伝送信号の位相を表わす(4)式において、
2πf0nTの項は遅延素子３０、加算器３２および
レジスタ３４で構成される部分によつて発生する
もので、これは減算器２８により位相の値φ
（nT）から減算される。遅延素子３０の遅延はＴ
秒である。位相差2πf0Tは定数で、その値（デイ
ジタル形式に変換されている）はレジスタ３４に
記憶されており、加算器によつてＴ秒ごとに遅延
素子３０の内容と加算される。したがつて位相の
値φ′（nT）は減算器２８の出力から得られる。す
なわち、 φ′（nT）＝φ0＋2π△fnT＋N 〓k=1 jk cos（2πfknT＋φk）＋△φ（nT） (5) である。
2πf0nTの項は遅延素子３０、加算器３２および
レジスタ３４で構成される部分によつて発生する
もので、これは減算器２８により位相の値φ
（nT）から減算される。遅延素子３０の遅延はＴ
秒である。位相差2πf0Tは定数で、その値（デイ
ジタル形式に変換されている）はレジスタ３４に
記憶されており、加算器によつてＴ秒ごとに遅延
素子３０の内容と加算される。したがつて位相の
値φ′（nT）は減算器２８の出力から得られる。す
なわち、 φ′（nT）＝φ0＋2π△fnT＋N 〓k=1 jk cos（2πfknT＋φk）＋△φ（nT） (5) である。
位相の値φ′（nT）は位相フイルタ３６に供給さ
れる。位相フイルタ３６は、φ0（位相妨害）およ
び2π△fnT（周波数シフト）を、φ′（nT）から除
去する。収束すると、位相フイルタ３６の出力に
位相の値θ（nT）、 θ（nT）＝N 〓k=1 jkcos（2πfknT＋φk） ＋△θ（nT） (6) が得られる。△θ（nT）は残留雑音である。
れる。位相フイルタ３６は、φ0（位相妨害）およ
び2π△fnT（周波数シフト）を、φ′（nT）から除
去する。収束すると、位相フイルタ３６の出力に
位相の値θ（nT）、 θ（nT）＝N 〓k=1 jkcos（2πfknT＋φk） ＋△θ（nT） (6) が得られる。△θ（nT）は残留雑音である。
位相ジツタの成分は20Hzないし300Hzの帯域
に集中するので、LPF３８はその成分を300Hz未
満に制限するように設けてある。実施例では、
LPF３８は15タツプのデイジタル式対称トラン
スバーサルフイルタである。LPF３８の出力は
対象とする位相ジツタ成分だけでなく残留雑音を
も含む。場合によつては、LPF３８の測定出力
が位相ジツタの良好な標識を提供するに十分であ
ることもあるが、伝送チヤネルが非常に高速のモ
デム（12000bps以上）によつて使用されるとき
は、ジツタはかなり悪くなるのでもつと正確に測
定しなければならない。したがつて、LPF３８
の出力信号から残留雑音を除去するために予測フ
イルタ４０を設ける。予測フイルタ４０は位相ジ
ツタを正確に表わす位相の値を提供する。位相ジ
ツタのピーク・トウ・ピークの振幅はピーク値検
出器４２によつて測定される。ピーク値検出器４
２は試験期間中に予測フイルタ４０の供給する連
続した標本を互いに比較し、試験が完了したとき
に、標本間の最大の振幅変動を示すものである。
に集中するので、LPF３８はその成分を300Hz未
満に制限するように設けてある。実施例では、
LPF３８は15タツプのデイジタル式対称トラン
スバーサルフイルタである。LPF３８の出力は
対象とする位相ジツタ成分だけでなく残留雑音を
も含む。場合によつては、LPF３８の測定出力
が位相ジツタの良好な標識を提供するに十分であ
ることもあるが、伝送チヤネルが非常に高速のモ
デム（12000bps以上）によつて使用されるとき
は、ジツタはかなり悪くなるのでもつと正確に測
定しなければならない。したがつて、LPF３８
の出力信号から残留雑音を除去するために予測フ
イルタ４０を設ける。予測フイルタ４０は位相ジ
ツタを正確に表わす位相の値を提供する。位相ジ
ツタのピーク・トウ・ピークの振幅はピーク値検
出器４２によつて測定される。ピーク値検出器４
２は試験期間中に予測フイルタ４０の供給する連
続した標本を互いに比較し、試験が完了したとき
に、標本間の最大の振幅変動を示すものである。
次に第２図を参照しながら位相計算装置２６を
説明する。第２図は位相計算装置２６の使用する
方法を示す図である。この方法では、同相成分xo
および直角成分yoで定められる信号の位相φ
（nT）は、座標（xo、yo）のベクトルをπ／４の
まわりで連続的に回転させることによつて決定さ
れる。
説明する。第２図は位相計算装置２６の使用する
方法を示す図である。この方法では、同相成分xo
および直角成分yoで定められる信号の位相φ
（nT）は、座標（xo、yo）のベクトルをπ／４の
まわりで連続的に回転させることによつて決定さ
れる。
（xo、yo）のような１組の成分が位相計算装置
２６に供給されると、xoの符号が検査される（ス
テツプ100）。
２６に供給されると、xoの符号が検査される（ス
テツプ100）。
xoが正のときyoの符号が検査される（ステツプ
102）。そこでyoが正なら変数φがゼロに強制さ
れ、２つの中間的な数変x′およびy′はそれぞれ値
xoおよびyoを呈する。ステツプ102でyoが負なら
φが3π／２に強制され、変数x′およびy′はそれぞ
れ値xoおよび−yoを呈する。
102）。そこでyoが正なら変数φがゼロに強制さ
れ、２つの中間的な数変x′およびy′はそれぞれ値
xoおよびyoを呈する。ステツプ102でyoが負なら
φが3π／２に強制され、変数x′およびy′はそれぞ
れ値xoおよび−yoを呈する。
ステツプ100でxoが負ならyoの符号が検査され
る（ステツプ104）。そこでyoが正ならφは3π／２
に強制され、変数x′およびy′はそれぞれ値yoおよ
び−xoを呈する。ステツプ104でyoが負ならφは
πに強制され、変数x′およびy′はそれぞれ値−ｘ
および−ｙを呈する。変数x′およびy′が以上のよ
うにして初期設定されると、カウント変数Ｉが２
に強制されx′およびy′が比較される。ステツプ
106でy′がx′以上のときは、変数φは前の段階で
定められた値とπ／2Iとの和を呈する。成分x′お
よびy′のベクトルは−π／2I+1に等しい角度だけ
回転して、下記のようなx′およびy′の新しい値を
生成する。
る（ステツプ104）。そこでyoが正ならφは3π／２
に強制され、変数x′およびy′はそれぞれ値yoおよ
び−xoを呈する。ステツプ104でyoが負ならφは
πに強制され、変数x′およびy′はそれぞれ値−ｘ
および−ｙを呈する。変数x′およびy′が以上のよ
うにして初期設定されると、カウント変数Ｉが２
に強制されx′およびy′が比較される。ステツプ
106でy′がx′以上のときは、変数φは前の段階で
定められた値とπ／2Iとの和を呈する。成分x′お
よびy′のベクトルは−π／2I+1に等しい角度だけ
回転して、下記のようなx′およびy′の新しい値を
生成する。
新x′←旧x′cosπ／2I+1＋旧y′
sinπ／2I+1
新y′←旧y′cosπ／2I+1−旧x′
sinπ／2I+1
y′がx′未満のときは、成分x′およびy′のベクト
ルはπ／2I+1だけ回転し、下記のようなx′および
y′の新しい値を生成する。
ルはπ／2I+1だけ回転し、下記のようなx′および
y′の新しい値を生成する。
新x′←旧x′cosπ／2I+1−旧y′
sinπ／2I+1
新y′←旧y′cosπ／2I+1−旧x′
sinπ／2I+1
以上のような回転によりx′およびy′の新しい値
が得られると、カウント変数Ｉは一単位だけ増分
される（ステツプ108）。ステツプ110でＩの値が
検査され、それが或るしきい値（この例では10）
より小さいときは、x′およびy′が比較され、Ｉ、
x′、およびy′の新しい値でオペレーシヨンが続行
される。ステツプ110でＩが所定のしきい値に達
したときは、オペレーシヨンは完了する。このと
きの最新のφの値が、求めていた位相の値であ
る。第２図に示した方法を使用する位相計算装置
２６はいろいろなやり方で適切に実現できること
に留意されたい。
が得られると、カウント変数Ｉは一単位だけ増分
される（ステツプ108）。ステツプ110でＩの値が
検査され、それが或るしきい値（この例では10）
より小さいときは、x′およびy′が比較され、Ｉ、
x′、およびy′の新しい値でオペレーシヨンが続行
される。ステツプ110でＩが所定のしきい値に達
したときは、オペレーシヨンは完了する。このと
きの最新のφの値が、求めていた位相の値であ
る。第２図に示した方法を使用する位相計算装置
２６はいろいろなやり方で適切に実現できること
に留意されたい。
次に第３図を参照しながら位相フイルタ３６を
説明する。位相の値φ′（nT）はライン３５を介し
て２進減算器５０の（＋）入力に印加される。減
算器５０の出力は位相フイルタ３６の出力ライン
３０と、乗算器５２の入力とに接続される。乗算
器５２のもう一方の入力はデイジタル形式に変換
された係数Ａ（後出）の値を受け取る。乗算器５
２の出力は加算器５４の入力に印加される。加算
器５４の出力はＴ秒の遅延を挿入する遅延素子５
６に供給される。遅延素子５６の出力は加算器５
４のもう一方の入力と、乗算器５８の入力とに接
続される。乗算器５８のもう一方の入力はデイジ
タル形式に変換された係数Ａの値を受け取る。乗
算器５８の出力は３入力加算器６０の１つの入力
に供給される。３入力加算器６０の出力は、Ｔ秒
の遅延を挿入する遅延素子６２に供給される。遅
延素子６２の出力は減算器５０の（−）入力と、
加算器６０の他の入力とに接続される。減算器５
０の出力はさらに乗算器６４の入力にも印加され
る。乗算器６４のもう一方の入力はデイジタル形
式に変換された係数Ｂ（後出）の値を受け取る。
乗算器６４の出力は加算器６０の第３入力に接続
される。
説明する。位相の値φ′（nT）はライン３５を介し
て２進減算器５０の（＋）入力に印加される。減
算器５０の出力は位相フイルタ３６の出力ライン
３０と、乗算器５２の入力とに接続される。乗算
器５２のもう一方の入力はデイジタル形式に変換
された係数Ａ（後出）の値を受け取る。乗算器５
２の出力は加算器５４の入力に印加される。加算
器５４の出力はＴ秒の遅延を挿入する遅延素子５
６に供給される。遅延素子５６の出力は加算器５
４のもう一方の入力と、乗算器５８の入力とに接
続される。乗算器５８のもう一方の入力はデイジ
タル形式に変換された係数Ａの値を受け取る。乗
算器５８の出力は３入力加算器６０の１つの入力
に供給される。３入力加算器６０の出力は、Ｔ秒
の遅延を挿入する遅延素子６２に供給される。遅
延素子６２の出力は減算器５０の（−）入力と、
加算器６０の他の入力とに接続される。減算器５
０の出力はさらに乗算器６４の入力にも印加され
る。乗算器６４のもう一方の入力はデイジタル形
式に変換された係数Ｂ（後出）の値を受け取る。
乗算器６４の出力は加算器６０の第３入力に接続
される。
位相フイルタ３６は下記のように定義された伝
達関数を持つた２次回帰フイルタである。
達関数を持つた２次回帰フイルタである。
（１−Z-1）2／１−（２−Ｂ）Z-1＋（１＋A2−Ｂ）Z
-2(7) Z-1はＴ秒の遅延に対応するものである。
-2(7) Z-1はＴ秒の遅延に対応するものである。
このフイルタの係数は、
−位相ジツタ成分を通し；
−位相妨害成分および周波数シフト成分を抑止
し； −その収束速度が過度に遅くならない； というような特徴を有するものである。
し； −その収束速度が過度に遅くならない； というような特徴を有するものである。
これら３つの特徴から、従来の方法を用いて、
係数の値を導引き出すことができる。ここで使用
する従来の方法というのは、たとえば、アイ・イ
ー・イー・イー・トランザクシヨンズ・オン・ア
コーステイツクス、スピーチ、シグナル・プロセ
シング（IEEE Transactions on Acoustics、
Speech、Signal Processing）第１巻ASSP−22
第99頁ないし111頁1974年４月の“イクイリツプ
ル・アンド・ミニマ・アプロキシメーシヨン・フ
オー・リカーシブ・デイジタル・フイルタ
（Equiripple and Minima Approximation for
Recursive Digital Filters）”と題する論文、お
よび同第１巻ASSP−30第206頁ないし211頁1982
年４月の“ア・デザイン・アルゴリズム・フオ
ー・コンストレインド・イクイリツプル・デイジ
タル・フイルタ（Ａ Design Algorithm for
Constrained Equiripple Digital Filters）”と題
する論文に記載されるようなものである。第３図
の例では下記の値を使用した； Ａ＝0.09961 Ｂ＝0.049805 Ｔ＝１／2400 次に第４図を参照しながら予測フイルタ４０を
説明する。ここで、LPF３８からの出力信号を
Ψ（nT）とする。周波数fkは300Hz未満であるか
ら、(6)式より、LPF３８の出力信号は、 Ψ（nT）＝N 〓k=1 jkcos（2πfknT＋φk） ＋△Ψ（nT） (8) と書ける。(6)式における残留雑音△θ（nT）の濾
波されたものが△Ψ（nT）である。
係数の値を導引き出すことができる。ここで使用
する従来の方法というのは、たとえば、アイ・イ
ー・イー・イー・トランザクシヨンズ・オン・ア
コーステイツクス、スピーチ、シグナル・プロセ
シング（IEEE Transactions on Acoustics、
Speech、Signal Processing）第１巻ASSP−22
第99頁ないし111頁1974年４月の“イクイリツプ
ル・アンド・ミニマ・アプロキシメーシヨン・フ
オー・リカーシブ・デイジタル・フイルタ
（Equiripple and Minima Approximation for
Recursive Digital Filters）”と題する論文、お
よび同第１巻ASSP−30第206頁ないし211頁1982
年４月の“ア・デザイン・アルゴリズム・フオ
ー・コンストレインド・イクイリツプル・デイジ
タル・フイルタ（Ａ Design Algorithm for
Constrained Equiripple Digital Filters）”と題
する論文に記載されるようなものである。第３図
の例では下記の値を使用した； Ａ＝0.09961 Ｂ＝0.049805 Ｔ＝１／2400 次に第４図を参照しながら予測フイルタ４０を
説明する。ここで、LPF３８からの出力信号を
Ψ（nT）とする。周波数fkは300Hz未満であるか
ら、(6)式より、LPF３８の出力信号は、 Ψ（nT）＝N 〓k=1 jkcos（2πfknT＋φk） ＋△Ψ（nT） (8) と書ける。(6)式における残留雑音△θ（nT）の濾
波されたものが△Ψ（nT）である。
(8)式で定められた信号は300Hzに帯域制限され
ているので、この信号は１／Ｔよりも低いレート
（たとえば１／τ＝１／4T）で認識することがで
きる。縦続された位相フイルタ３６およびLPF
３８の伝達関数は、DC成分のところを除いて、
0Hzから300Hzにわたつて平たんであることに留
意されたい。連続する雑音の標本間の相関は、し
たがつて、非常に小さい。これに対し、位相ジツ
タ成分は相関が大きい。LPF３８の出力信号の
先行する標先からΨ（nτ）の推定値Ψ^（nτ）を導引
き出すことによつて、雑音の影響を平滑化するこ
とができる。
ているので、この信号は１／Ｔよりも低いレート
（たとえば１／τ＝１／4T）で認識することがで
きる。縦続された位相フイルタ３６およびLPF
３８の伝達関数は、DC成分のところを除いて、
0Hzから300Hzにわたつて平たんであることに留
意されたい。連続する雑音の標本間の相関は、し
たがつて、非常に小さい。これに対し、位相ジツ
タ成分は相関が大きい。LPF３８の出力信号の
先行する標先からΨ（nτ）の推定値Ψ^（nτ）を導引
き出すことによつて、雑音の影響を平滑化するこ
とができる。
Ψ（nτ）の推定値Ψ^（nτ）は、
Ψ^(nτ)＝N
〓p=-N,p≠0
Ψ〔（ｎ−ｐ）τ〕CP (9)
と書ける。ここで、Cpはτ秒間のタツプを持つ
たトランスバーサルフイルタの複数の実数値係数
を表わすもので、その中心の係数はゼロに設定さ
れている。これらの係数の値は、平均２乗誤差
Eeo 2（ただしＥは数学的な期待値または平均値で
ある）を最小にするよう適応的に調整される。誤
差eoは、 eo＝Ψ（nτ）−Ψ^（nτ） (10) と定義される。係数Cpの値は下記のような確率
論的手法を用いた逐次反復法で調整される； CP（ｎ＋１）＝CP（ｎ）＋1eoΨ〔（ｎ−Ｐ）
τ〕、Ｐ≠０ ここで、ｌは反復のステツプを表わすもので、
その値については後で説明する。第４図に示す予
測フイルタ４０は上記の関係を用いる従来のウイ
ーナーフイルタである。LPF３８の出力はライ
ン３９を介してデシメーシヨン装置７０に供給さ
れる。デシメーシヨン装置７０はLPF３８の供
給する標本を４個につき１個ずつ通す。デシメー
シヨン装置７０の出力は、ｒ秒間隔の（2M＋１）
個のタツプを含むデイジタル遅延線７２に供給さ
れる。中央タツプ以外の全てのタツプの出力は
2M個の乗算器７４−１ないし７４−２Ｍの入力
にそれぞれ供給される。各乗算器のもう一方の入
力は2M個の係数C-M、……、C-1、……、C1、…
…、CMをそれぞれ受け取る。乗算器７４−１な
いし７４−２Ｍの出力は総和装置７６の各入力に
供給される。総和装置７６の出力は減算器７８の
（−）入力にも印加される。減算器７８の（＋）
入力および出力は遅延線７２の中央タツプおよび
係数調整装置８０にそれぞれ接続される。係数調
整装置８０は乗算器７４−１ないし７４−２Ｍに
印加される係数の値を供給する。
たトランスバーサルフイルタの複数の実数値係数
を表わすもので、その中心の係数はゼロに設定さ
れている。これらの係数の値は、平均２乗誤差
Eeo 2（ただしＥは数学的な期待値または平均値で
ある）を最小にするよう適応的に調整される。誤
差eoは、 eo＝Ψ（nτ）−Ψ^（nτ） (10) と定義される。係数Cpの値は下記のような確率
論的手法を用いた逐次反復法で調整される； CP（ｎ＋１）＝CP（ｎ）＋1eoΨ〔（ｎ−Ｐ）
τ〕、Ｐ≠０ ここで、ｌは反復のステツプを表わすもので、
その値については後で説明する。第４図に示す予
測フイルタ４０は上記の関係を用いる従来のウイ
ーナーフイルタである。LPF３８の出力はライ
ン３９を介してデシメーシヨン装置７０に供給さ
れる。デシメーシヨン装置７０はLPF３８の供
給する標本を４個につき１個ずつ通す。デシメー
シヨン装置７０の出力は、ｒ秒間隔の（2M＋１）
個のタツプを含むデイジタル遅延線７２に供給さ
れる。中央タツプ以外の全てのタツプの出力は
2M個の乗算器７４−１ないし７４−２Ｍの入力
にそれぞれ供給される。各乗算器のもう一方の入
力は2M個の係数C-M、……、C-1、……、C1、…
…、CMをそれぞれ受け取る。乗算器７４−１な
いし７４−２Ｍの出力は総和装置７６の各入力に
供給される。総和装置７６の出力は減算器７８の
（−）入力にも印加される。減算器７８の（＋）
入力および出力は遅延線７２の中央タツプおよび
係数調整装置８０にそれぞれ接続される。係数調
整装置８０は乗算器７４−１ないし７４−２Ｍに
印加される係数の値を供給する。
係数の初期値はゼロである。係数Ψ（nτ）が中
央タツプに到達した時点でその標本、 Ψ〔（ｎ−Ｍ）τ〕、……Ψ〔（ｎ−１）τ〕、 Ψ〔（ｎ＋１）τ〕、……Ψ〔（ｎ＋Ｍ）τ〕 が第４図に示すように遅延線７２の他のタツプに
それぞれ配給されている。係数は値Cp（ｎ）を呈
する。
央タツプに到達した時点でその標本、 Ψ〔（ｎ−Ｍ）τ〕、……Ψ〔（ｎ−１）τ〕、 Ψ〔（ｎ＋１）τ〕、……Ψ〔（ｎ＋Ｍ）τ〕 が第４図に示すように遅延線７２の他のタツプに
それぞれ配給されている。係数は値Cp（ｎ）を呈
する。
(9)式に従つて決定される推定値Ψ^（nτ）は総和
装置７６の出力のところで得られる。この推定値
は減算器７８でΨ（nτ）から減分され、減算器７
８はその出力として誤差eoを供給する。誤差eoは
係数調整装置８０に供給され、係数調整装置８０
は(9)式に従つて新しい係数値を計算する。
装置７６の出力のところで得られる。この推定値
は減算器７８でΨ（nτ）から減分され、減算器７
８はその出力として誤差eoを供給する。誤差eoは
係数調整装置８０に供給され、係数調整装置８０
は(9)式に従つて新しい係数値を計算する。
次の標本瞬間で、標本Ψ〔（ｎ＋１）τ〕が中央
タツプに到達し先行の反復過程の誤差eoから導引
き出された係数値CP（ｎ＋１）を用いてΨ〔（ｎ−
１）τ〕の推定値Ψ^〔（ｎ＋１）τ〕が計算され
る。この反復のプロセスが同様にして続行され
る。
タツプに到達し先行の反復過程の誤差eoから導引
き出された係数値CP（ｎ＋１）を用いてΨ〔（ｎ−
１）τ〕の推定値Ψ^〔（ｎ＋１）τ〕が計算され
る。この反復のプロセスが同様にして続行され
る。
良好な結果を得たいときは、遅延線７２のタツ
プ数をできるだけ多くすべきである。27個のタツ
プを持つた遅延線７２で非常に良好な結果が得ら
れた。反復ステツプｌの値は、要求される正確さ
の程度と、反復プロセスの収束を達成するのに要
求される時間とのトレードオフから従来のやり方
で実験的に決めればよい。
プ数をできるだけ多くすべきである。27個のタツ
プを持つた遅延線７２で非常に良好な結果が得ら
れた。反復ステツプｌの値は、要求される正確さ
の程度と、反復プロセスの収束を達成するのに要
求される時間とのトレードオフから従来のやり方
で実験的に決めればよい。
以上説明したように、本発明によれば、デイジ
タル技術を用いる環境において位相ジツタを非常
に正確に測定でき、しかもこれを実現する手段は
従来のモデムに存在するものがほとんどであるか
ら本発明を達成するのに必要な付加手段はほんの
わずかでよく、使用する標本化レートも従来のモ
デムの標本化レートと整合する（たとえば１／Ｔ
＝2400）。
タル技術を用いる環境において位相ジツタを非常
に正確に測定でき、しかもこれを実現する手段は
従来のモデムに存在するものがほとんどであるか
ら本発明を達成するのに必要な付加手段はほんの
わずかでよく、使用する標本化レートも従来のモ
デムの標本化レートと整合する（たとえば１／Ｔ
＝2400）。
第１図は本発明を利用した位相ジツタ測定シス
テムの実施例を示す図、第２図は位相計算装置２
６のオペレーシヨンを示す図、第３図は位相フイ
ルタ３６の実施例を示す図、第４図は予測フイル
タ４０の実施例を示す図である。
テムの実施例を示す図、第２図は位相計算装置２
６のオペレーシヨンを示す図、第３図は位相フイ
ルタ３６の実施例を示す図、第４図は予測フイル
タ４０の実施例を示す図である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 下記の(イ)ないし(ト)のステツプを有することを
特徴とする伝送チヤネルの位相ジツタを測定する
方法。 (イ) 所与の周波数を有する正弦波試験信号を伝送
チヤネルの一端から印加するステツプ。 (ロ) 前記伝送チヤネルの他端で受信される前記試
験信号の位相を判断するステツプ。 (ハ) 伝送される試験信号の位相を表わす位相値を
発生するステツプ。 (ニ) 受信された試験信号の位相値から前記ステツ
プ(ハ)で発生された位相値を減じて第１の位相信
号を発生するステツプ。 (ホ) 前記第１の位相信号を濾波して該第１の位相
信号から位相妨害成分および周波数シフト成分
を除去した第２の位相信号を発生するステツ
プ。 (ヘ) 前記第２の位相信号をローパスフイルタに通
して第３の位相信号を発生するステツプ。 (ト) 前記第３の位相信号から推定された位相ジツ
タの値を導出するために前記第３の位相信号を
予測フイルタに通すステツプ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP84430026.9 | 1984-06-29 | ||
| EP84430026A EP0166839B1 (fr) | 1984-06-29 | 1984-06-29 | Procédé et dispositif de mesure de la gigue de phase d'un canal de transmission |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6119260A JPS6119260A (ja) | 1986-01-28 |
| JPH0225304B2 true JPH0225304B2 (ja) | 1990-06-01 |
Family
ID=8192954
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60079468A Granted JPS6119260A (ja) | 1984-06-29 | 1985-04-16 | 伝送チヤネルの位相ジツタを測定する方法 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4654861A (ja) |
| EP (1) | EP0166839B1 (ja) |
| JP (1) | JPS6119260A (ja) |
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