JPH02253727A - ダイバーシチ受信回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、無線伝送にふけるダイバーシチ受信回路に利
用され、特に、角度変調された搬送波によりディジタル
信号の伝達を行う回線において、その伝送特性を向上さ
せるだめのダイバーシチ受信回路に関する。

〔従来の技術〕

無線通信回線では、伝送媒体として電波を用いているた
め、フェージングや干渉等によって受信信号のレベル変
動や位相変動が発生し、伝送特性が劣化することがある
。このような伝送特性の劣化に対しては、ダイバーシチ
受信方式が有効であることが知られている。

最も代表的なグイバーシチ受信方式は、互いに独立に変
動する複数のフェージング波の中から、受信レベルが最
も高いフェージング波を瞬時瞬時選択して受信する選択
ダイバーシチ受信方式である。これは受信レベルが高い
程、Ｓ／、Ｎ（信号／雑音）が高くかつ位相変動が少な
くなり、伝送品質が高（なると予想されることに基づい
ている。

第１３図に従来の典型的な２ブランチ選択ダイバーシチ
受信回路を示す。二つのアンテナ３９および３９ａは互
いに独立したフェージング波を得られるように適当な距
離をあけて受信機３８および３８ａが設置されている。

受信レベルの検出手段としては、中間周波数の増幅器と
してログアンプ３３および３３ａを使用する。ログアン
プ３３および３３ａは受信レベルのデシベル値に比例し
た直流電圧を出力する手段を備えており、二つのログア
ンプ３３および３３ａの出力電圧をレベル比較器３５で
比較することによって、受信レベルの比較を行うことが
できる。さらに、その比較出力によって、受信レベルが
高い方の検波器３７または３７ａから検波出力をダイバ
ーシチスイッチ３５で選択する。これによりＳ／Ｎが高
くかつ位相変動の少ない検波出力を絶えず出力端子３６
に得ることができる。なお、第１３図において、３１お
よび３２は変調信号入力（１）端子および変調信号人力
（２）端子である。

〔発明が解決しようとする問題点〕

しかし、受信レベルをブランチ判定の情報として用いた
場合、以下の欠点が生じる。

まず、ログアンプ３３および３３ａの特性として広い受
信レベルにわたるレベル検出性能が要求される。しかし
、現実のログアンプは受信レベルが特に高い領域や特に
低い領域ではレベル検出特性が飽和したり、中間の領域
においても直線からのずれを生じることが多い。このよ
うな領域では、ブランチ間の受信レベルが異なるにもか
かわらず出力電圧の差が少なくなり正確な受信レベルの
比較ができなくなる。また、広い受信レベルにわたりロ
グアンプのレベル検出特性をブランチ間で一致させるこ
とが難しいため、不一致の程度が著しい領域では受信レ
ベルの比較結果に誤りが発生し、ダイバーシチの効果が
減少する欠点がある。

次に、第１３図において、片ブランチのログアンプ３３
ａまたは検波器３７ａが調整不良あるいは経年変化によ
る劣化等で歪が増え、このブランチの検波特性が劣化し
たような場合を考えると、受信レベルのみを比較して検
波器３７ａの方に切り替えるとかえってＳ／Ｎが低下し
たり位相変動が大きくなる欠点がある。

また、受信レベルの比較によるダイバーシチは、受信レ
ベルの低下以外の原因で伝送特性が劣化する場合におい
ては効果がなかった。例えば、同一チャネル干渉に対す
る効果を考えると、−船釣には受信レベルが高い方が干
渉波の影響が少ないので、ダイバーシチ効果を得ること
ができる。しかし、干渉波もフェージングによってレベ
ルが変動するので、第１４図（ａ）に示すように受信レ
ベルが高い方が受信レベルが低い同図（ｂ）に比べてＣ
／Ｉ（希望波レベル／干渉波レベル）が小さくなり、誤
りが発生する確率が高くなる場合が存在する。このよう
な場合、受信レベル比較によるダイバーシチを用いても
その効果を得ることができない欠点がある。

さらに、二つのブランチの受信入力信号レベルがいずれ
も低い場合、受信レベル比較は熱雑音によって動作し、
平均受信レベルの正確な比較出力が得られなくなる。例
えば、第１５図（ａ）、ら）および（Ｃ）に示すように
、希望波レベルがほとんど同じでも熱雑音が多い場合、
その雑音ベクトルによってレベルが変動する。そしてこ
の比較出力によってダイバーシチを行うと逆に伝送特性
を劣化させる場合が生じる欠点がある。

本発明の目的は、前記の欠点を除去することにより、受
信レベルを検出することなくダイバーシチ効果を得るこ
とができ、さらに、フェージングのみならず伝送回線に
影響する全ての要因に対してその効果を得ることが可能
なダイバーシチ受信回路を提供することにある。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明は、角度変調された搬送波によりディジタル信号
の伝達を行う通信回線で、変動の小さい信号を選択する
選択手段を備えたダイバーシチ回路において、前記選択
手段は、ダイバーシチ方式に対応して、複数の角度変調
波と基準位相信号との瞬時の相対位相を示す複数の相対
位相データと、複数の検波データとを出力する一つある
いは複数の位相検出手段と、複数の前ご２相対位相デー
タを比較して比較データを出力する位相データ比較手段
と、この位相データ比較手段からの比較データに基づい
て、複数の前記検波データのうちから一つを選択、ある
いは前記検波データに重み付けをして合成する選択・合
成手段とを備えたことを特徴とする。

また本発明は、選択手段として、角度変調波と基準位相
信号との瞬時の相対位相を示す相対位相データと、検波
データを出力する複数の位相検出手段と、複数の前記相
対位相データを比較して比較データを出力する位相デー
タ比較手段と、この位相データ比較手段からの比較デー
タに基づいて、複数の前記位相検出手段から出力される
検波データのうち一つを選択、あるいは各検波データに
重み付けをして合成する選択・合成回路とを含むことが
できる。

また本発明は、選択手段として、７時間ずつ遅延させて
同じデータをｎ回伝送する角度変調波を人力としてこの
角度変調波と基準位相信号との瞬時の相対位相を示す相
対位相データと、検波データとを出力する一つの位相検
出手段と、この位相検出手段の時刻ｔ、における相対位
相データと時刻ｔ１から（ｋ・τ）時間前の相対位相デ
ータ（ｋ＝１．２・、ｎ−１とする）とを比較して比較
データを出力する位相データ比較手段と、この位相デー
タ比較手段からの比較データに基づいて、前記位相検出
手段の時刻１．における検波データと時刻ｉ、から（ｋ
・τ）時間前の検波データのうちから一つを選択、ある
いは各検波データに重み付けをして合成する選択・合成
回路とを含むことができる。

〔作用〕

本発明においては、位相検出手段、位相データ比較手段
および選択・合成手段により、フェージング等によって
独立にレベルおよび位相が変動する複数の角度変調波か
ら位相情報を検出し、その位相情報を比較して、複数の
検波データから単一データを選択、あるいは各検波デー
タに重み付けをして合成して出力する。これは、前記位
相情報は、例えば第７図にその一例を示すように、伝送
特性と一定の関係を有することの知見に基づいている。

これにより、本発明によるダイバーシチ回路は、角度変
調波から位相情報をダイバーシチの選択・合成情報とし
て用いるので、受信レベル検出が不要となる。また、位
相情報は伝送特性と直接関係があるので、フェージング
だけでなく干渉や熱雑音のように伝送特性が独立に劣化
するものに対しても、ダイバーシチの効果を得ることが
可能となる。

〔実施例〕 以下、本発明の実施例について図面を参照して説明する
。

第１図は本発明の第一実施例を示すブロック構成図で、
ダイバーシチブランチ数ｎ＝２の場合を示す。

本書−実施例は、角度変調された搬送波によりディジタ
ル信号の伝送を行う通信回線で、変動の小さい信号を選
択する選択手段を備えたダイバーシチ回路において、前
記選択手段として、本発明の特徴とするところの、変調
信号人力（］）端子１および変調信号人力（２）端子２
にそれぞれ人力される二つの変調信号と、基準位相信号
との瞬時の相対位相を示す二つの相対位相データと、二
つの検波データとを出力する二つの位相検出手段３およ
び３ａと、二つの前記相対位相データを比較して比較デ
ータを出力する位相データ比較手段としての位相データ
比較回路４と、この位相データ比較回路４からの比較デ
ータに基づいて、二つの前記検波データのうちから一つ
を選択、あるいは前記検波データに重み付けをして合成
して出力端子６へ出力する選択・合成手段としてＱ選択
・合成回路５とを含んでいる。そして、位相検出手段３
および３ａは、それぞれ相対位相データを出力する相対
位相検出回路８および８ａと、検波データを出力する検
波回路７および７ａとを含んでいる。

次に、各回路の具体的構成とその動作について説明する
。

第２図は位相検出手段３の一例を示すブロック構成図で
、位相検出手段３ａも同じである。

検波回路７は角度変調波として口ＰＳＫ信号を例にとっ
て構成した場合の同期検波回路であり、乗算器７−１．
７−２および７−３と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）？
−１，７−５および７−６と、π／２位相シフト回路（
π／２）７−７と、電圧制御発振器（ＶＣＯ）７−８と
、識別回路７−９とを含み、再生した搬送波で角度変調
波の検波を行っている。

相対位相検出回路８は、ｎ個の遅延線（Ｄ）９−１〜９
−ｎを含む位相シフト回路９と、（ｎ＋１）個のフリッ
プフロップ１０−１〜１０−　（ｎ　＋　１　）を含む
サンプル回路１０とを含んでいる。

位相シフト回路９では、再生搬送波を基準位相信号とし
てその半周期をｎ分割するように遅延線９−１〜９−ｎ
を用いてシフトし信号００〜σ７を出力する。次に、サ
ンプル回路１０においてそれらの位相シフトした信号Ｃ
３−Ｃ１で角度変調波をフリップフロップ１０−１〜１
Ｏ−（Ｔ１＋１）でサンプルし、そのサンプル出力を相
対位相データ（Ｑａ　””’　Ｑ−）として出力する。

その相対位相データによって角度変調波の位相が基準位
相信号の位相に対してどこに位置しているかを決定でき
る。

第３図（ａ）およびら）に相対位相検出回路３の動作原
理を示す。例えば、搬送波の周波数が４５５ｋＨｚ（１
周期−２１９７，８ｎｓｅｅ）の場合、各遅延線９−１
〜９−ｎの遅延量を１０９．９ｎｓｅｃに設定すれば、
搬送波の半周期を１８度づつシフトした再生搬送波が得
られる。これらの位相シフトした信号Ｃ３−Ｃｌｌによ
って第３図（ａ）に示すように、搬送波の１周期が２０
の位相領域に分割される。ここで、第３図（ｂ）に示す
ように、角度変調波の信号の立ち上がりエツジが図中に
示す位相領域に位置している場合、サンプル回路１０と
してフリップフロップ１０−４〜１Ｏ−（ｎ＋１＞を使
用すれば、その相対位相データ（Ｑｏ　””’Ｑ−）は
００００１１１１１１となる。この相対位相データ（Ｑ
Ｏ””’Ｑ−）は角度変調波の位相の位置によってすべ
て異なるため、逆にこの相対位相データ（Ｑ、　、、、
、、Ｑ、　）から角度変調波と再生搬送波の位相関係を
求めることができる。

なお、位相シフト回路９としては、複数の遅延線を接続
して構成する他に、シフトレジスタを使用することもで
きる。この場合の位相検出手段３の具体的回路例を第４
図に示す。シフトレジスタを使用する場合、まず、検波
回路７内の電圧制御発振器（ＶＣＯ）　？　−８として
搬送波周波数ｆ。のｍ倍の周波数を出力できるようにし
、さらに分周器（１／ｍ）７−１０によりｍ分周して再
生搬送波を求めるように構成する。電圧制御発振器７−
８の出力信号を位相シフト回路９のシフトレジスタのク
ロックとして用いれば、再生搬送波を電圧制御発振器７
−８の出力信号の１周期ごとにシフトさせることができ
る。また、サンプル回路１０は、フリップフロップ゛の
他にｔ！Ｘ−０Ｒ回路とローパスフィルタを用いても構
成できる。

位相データ比較回路４では位相検出手段３と位相検出手
段３ａとのそれぞれの相対位相データを比較し、選択・
合成回路５によってどちらか一方の検波データを選択す
る。比較方法としては、その時点においてあらかじめ取
りうる位相の領域が既知の場合、その位相値からの偏差
が最も少ないブランチを選択するようにする。

例えば、ΩＰＳに信号の場合、信号空間上における信号
位相は第５図に示すように四つの位相点のみで示される
。なお、ＱＰＳＫ信号をロールオフフィルタで帯域制限
した場合でも最適識別タイミングにおいてのみ注目すれ
ば、やはり四つの位相点のみで示される。復調側で１軸
あるいはＱ軸に相当する搬送波が再生できればこの四つ
の位相領域は既知となる。この叶ＳＫ信号がフェージン
グ等が存在する伝送回線を通過すると、第６図に示すよ
うに位相が四つの位相点からランダムに変動する。

従って、位相の偏差が大きい程、フェージングによる影
響も大きいと考えられる。斜線で示した位相領域にずれ
る回数をフェージング周波数に対して測定すると第７図
に示すようになる。フェージング周波数が大きい程、位
相が変動する頻度が増加し、位相偏差の大きさによって
フェージングによる影響が予測できることがわかる。

以上はフェージングによって位相が変動する場合を示し
たが、この方法はフェージングだけでなく、熱雑音や干
渉のような他の要因で位相が変動する場合においても、
その変動が二つのブランチで独立ならばダイバーシチ効
果が期待できる。

ブランチの判定の方法としては、次に示す方法が考えら
れる。

（１）ビットストリームから判断する方法■　ある一定
期間の連続したビット（ピットストリーム〉の間、本来
取りえない位相領域に変動するビットの数を計測し、そ
の計数値が少ない方のブランチをより品質の高い検波が
行われていると判定し、そのピットストリームのデータ
を選択する。ただし、ピットストリームの設定の方法は
、第８図（ａ）およびυに示すように時刻をｔｌ”ｔｌ
ｌ、およびデータをり、〜Ｄ１１としたとき、第８図（
Ｃ）に示すように、１ビツトずつシフトしながら設定し
、選択されたピットストリームの中心におけるデータを
選択する方法と１．第８図（６）に示すようにピットス
トリームごとに設定し、そのビットストリーム全体のデ
ータを選択する方法が考えられる。

なお、本方法と逆の論理となる「ある一定期間の連続し
たビットの間、本来取りうるべき位相領域に留まるビッ
トの数を計測し、その計数値が多い方を選択する方法」
も考えられる。

■　位相の遷移にある一定の規則がある角度変調波の場
合、ある一定期間の連続したビットの位相データから、
次のビットにおいて遷移しうる、あるいは遷移しえない
位相領域が推定できる。従って、次のビットでその位相
領域からの偏差が最も小さい、あるいは最も大きいブラ
ンチをより品質の高い検波が行われていると判定する。

そして、そのときの判定したブランチのデータを選択す
る。

（２）１ビツトごとに瞬時に判断する方法１ビツトある
いは数ビットおきに、本来取りうるべき位相領域に近い
位相領域にいるブランチをより品質の高い検波が行われ
ていると判定し、そのブランチにおいて判定に用いたビ
ットによる出力データを選択する。また、それぞれの位
相領域に重み付けをすることも考えられる。

第９図（ａ）Ｊよび（ｂ）は前記（２）の方法を具体的
に示したものである。第９図（ａ）に示すように、信号
空間上における位相領域に重み番号を付け、各位相検出
手段からの相対位相データに対する重み番号を求める。

これは第９図ら）に示゛すように、組合せ論理回路４−
１および４−２で容易に構成できる。

次に減算回路４−３により各ブランチの重み番号の引き
算を行い符号ビットから重み番号の大小を比較する。そ
こで、重み番号の小さい方が取りうるべき位相領域に近
いと判断し、その方のブランチからの検波データを選択
する。重み番号が等しい場合、はどちらか一方に設定す
るか、前回の検波データに設定するかすればよい。

以上水したように、本箱−実施例は受信レベルを必要と
しないので、ログアンプが不要となり回路の簡単化と無
調整化とが実現できるとともに、ダイバーシチが動作す
る受信レベルの範囲がログアンプによって制限されるこ
とがなくなり、広い受信レベルでダイバーシチ効果を得
ることができる。

また、本箱−実施例では検波特性と直接関係のある位相
情報によってブランチの判定を行っているので、正確な
判定が行えるとともに常に特性の良い方のブランチを選
択できる。例えば、°受信機が劣化した場合、受信レベ
ルの比較では劣化した方のブランチを誤って選択する場
合もあるが、本箱−実施例を用いれば受信レベルに無関
係に常に良好なダイバーシチ効果が得られる。

さらに、フェージングだけでなく干渉や熱雑音等の伝送
特性を劣化させるその他の要因に対しても、複数のブラ
ンチ間の相関が小さい場合はダイバーシチ効果が期待で
きる。例えば、第１３図で説明したように、受信レベル
の比較ではＣ／Ｉが小さいブランチを選択する場合が生
ずるが、本箱−実施例のように直接位相を比較すれば常
に確実にＣ／Ｉの大きいブランチを選択できる。

また、第１５図に示すように、二つの受信レベルがいず
れも低い場合、受信レベル比較は熱雑音によって誤動作
する場合があった。しかし、本箱−実施例では熱雑音が
多い場合でも常に熱雑音のべクトルの影響が少ないブラ
ンチを選択するので、従来グイバーシチ効果がなかった
低レベルでの領域においてもダイバーシチ効果を得るこ
とができる。

なお、以上の本第二実施例の動作説明においては、選択
・合成回路５として選択回路として動作する場合につい
て説明を行ったが、検波データの代わりに識別回路を通
す前の検波出力を合成する場合についても同様に構成で
きる。合成の方法としては位相データ比較回路４におい
て求めた位相偏差の大きさあるいは位相変動の頻度が少
ない順に重みをつけて合成する。この重みのデータは各
サンプル回路１０の出力データから組合せ論理回路を用
いて容易に算出できる。これをＤ／Ａ変換器によってア
ナログ値にすることもできる。合成回路としてはアナロ
グ乗算器やディジタル乗算器をデータの形態に合わせて
使用できる・。

また、相対位相検出回路８としては、第１０図に示す構
成も利用できる。ここでは検波回路で検波して求めた■
信号およびＱ信号の電圧が多段のコンパレータ８−２１
〜２ｎおよび８−３１〜３ｎ、あるいは＾／口変換器を
通してディジタルデータに変換される。そのデータから
計算回路８−１により相対位相データを計算等で求める
ことができる。

検波回路７としては、同期検波回路の他に第１１図に示
す遅延検波回路も使用できる。この遅延検波回路は、π
／２位相シフト回路くπ／２）？−１１と、乗算器７−
１２および７−１３と、識別回路７−１４と、１ビツト
遅延回路７−１５とを含んでいる。

そして、人力する角度変調波と、それを１ビツト遅延回
路７−１５によりデータ信号の１ビット分だけ遅延させ
た信号とを乗算することでデータ信号の位相差成分に関
する検波出力が得られる。この場合、位相シフト回路９
へ入力する基準位相信号としては角度変調波をデータ信
号の１ビット分だけ遅延させた信号を用いる。

また、本第二実施例はダイバーシチブランチ数ｎ＝２で
あったが、ｎ＝３以上の場合についても同様の効果を得
ることができる。

第１２図（ａ）Ｊよび（ｂ）は本発明の第二実施例を示
すブロック構成図で、同図（ａ）は送信側および同図α
））は受信側を示す。

本第二実施例は第一実施例が受信機そのものにブランチ
を割り当てる構成であったのに対して、時間的にブラン
チを割り当てるタイムダイバーシチと呼ばれるものであ
る。これは、先ず第１２図（ａ）に示すように、送信側
で、データ入力端、子２１に人力された同じデータを遅
延回路（Ｔ）２２で時間をずらして切換回路２３により
複数回（ここでは２回とするが３回以上も可）、変調回
路２４、送信機２５およびアンテナ２６を介して伝送す
る。例えば、Ｄｌ、Ｄｌ　、Ｄｌの順に入力されたデー
タは、Ｄ、、Ｄ、、Ｄ　３　、ＤＩ　’　Ｘ　Ｄｌ　’
　１１　Ｄ３′のダイバーシチ変調波として伝送される
。そして受信側では受信レベルの高いときのデータをよ
り正確なデータとして選択する。同じデータを２回伝送
するため伝送効率は低くなるが、受信機が一つで済む利
点がある。

本第二実施例における位相検出手段３は、第一実施例に
示した回路の一つと同じで、角度変調波を検波し、検波
データを出力する検波回路７と、相対位相データを出力
する相対位相検出回路８とを含んでいる。ただし、位相
検出手段３の変調信号入力端子２７への人力としては１
時間だけ遅延させて同じデータを２回伝送する角度変調
波を考えている。この位相検出手段３から出力される相
対位相データは二つに分岐され、一つは直接、他の一つ
は遅延回路（τ）２９により１時間だけ遅延させて位相
データ比較回路４で、第一実施例と同様に比較される。

また、検出データも二つに分岐され、片方は遅延回路２
８により７時間遅延させられる。そして位相データ比較
回路４および選択・合成回路５で、位相偏差が小さい方
の検波データを選択するか、あるいは位相偏差の大きさ
によって各検波データに重み付けをして合成する。

本発明の特徴は、第１２図ら）において、位相検出手段
３、位相データ比較回路４、および選択・合成回路５を
設けたことにある。

本第二実施例においても受信レベルを必要としないので
、ログアンプが不要となり回路の簡単化と無調整化とが
実現できるとともに、ダイバーシチが動作する受信レベ
ルの範囲がログアンプによって制限されることがなくな
り広い受信レベルでダイバーシチ効果を得ることができ
る。さらに、検波特性と直接関係のある位相情報によっ
てブランチの判定を行っているので、正確な判定が行え
る。そのため、フェージングだけでなく干渉や熱雑音等
の伝送特性を劣化させるその他の要因に対しても、複数
のブランチ間の相関がない場合はダイバーシチ効果が期
待できる。

また本第二実施例は位相検出手段が一つでよいことから
、ダイバーシチ回路の構成がさらに簡単になる。

なお、第一実施例で述べた位相データ比較回路４におけ
るブランチ判定の方法およびその回路、選択・合成回路
５、検波回路７、および相対位相検出回路８は、本第二
実施例においても同様に適用できる。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明は、ブランチを選択する方
法として角度変調波の位相情報を用いＣいるので、受信
レベル検出比較回路が不要となる。

その結果、受信レベル検出回路の調整や広いダイナミッ
クレンジを持ったログアンプが不必要となり、受信回路
が簡単化できるとともに、受信レベル検出回路の調整の
不完全のためにダイバーシチ効果が減少するといった問
題が発生する恐れがない。さらに、位相検出は全てディ
ジタル回路で実現できるので、無調整化が実現でき、し
かも信頼性が極めて高い。などの効果がある。

また、フェージングだけでなく干渉妨害および熱雑音等
にもダイバーシチの効果があるため、伝送特性の高品質
化が望める。以上から、本発明は無線通信一般に適用可
能でその効果は極めて実用的である。熱雑音に対しても
ダイバーシチ効果が得られることは、無線機の受信感度
が高くなることを意味し、僅かな感度の増加も重要とさ
れる衛星通信では特にその効果は大きい。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第一実施例を示すブロック構成図。 第２図はその位相検出手段の一例を示すブロック構成図
。 第３図（ａ）Ｊよびら）はその相対位相検出回路の動作
原理の説明図。 第４図はその位相検出手段の他の例を示すブロック構成
図。 第５図はＱＰＳＫ信号の信号空間上における信号位相を
示す説明図。 第６図はフェージング等の存在する伝送回線を通過した
ときのＱＰＳＫ信号の位相を示す説明図。 第７図はフェージング周波数に対する位相変動の頻度を
示す特性図。 第８図（ａ）〜（社）はブランチの判定方法の説明図。 第９図（ａ）は位相領域への重み付けを示す説明図。 第９図ら）はその位相データ比較回路の一例を示すブロ
ック構成図。 第１０図はその相対位相検出回路の一例を示すブロック
構成図。 第１１図はその遅延検波回路の一例を示すブロック構成
図。 第１２図（ａ）および（ｂ）は本発明の第二実施例を示
すブロック構成図。 第１３図は従来例を示すブロック構成図。 第１４図（ａ）および（６）は同一チャネル干渉時の信
号ベクトルの説明図。 第１５図（ａ）〜（Ｃ）は受信レベルが低い場合の信号
ベクトルの説明図。 １、３１・・・変調信号入力（１）端子、２．３２・・
・変調信号入力（２）端子、３．３ａ・・・位相検出手
段、４・・・位相データ比較回路、４−１．４−２・・
・組み合せ論理回路、４−３・・・減算回路、５・・・
選択・合成回路、６．３６・・・出力端子、７．７ａ・
・・検波回路、７−１〜７−４．７−１２．７−１３・
・・乗算器、７−４〜７−６・・・ローパスフィルタ、
７−７、？−１１・・・π／２位相シフト回路（π／２
）　、？−８電圧制御発振器（ＶＣＯ）　、７−９．７
−１４−・・識別回路、７−１０・・・分周器（１／ｍ
）　、？−１５・・・１ビット遅延回路、８．８ａ・・
・相対位相検出回路、８−１・・・計算回路、８−２１
〜８−２ｎ、８−３１〜８−３０・・・コンパレータ、
９・・・位相シフト回路、９−１〜９−ｎ・・・遅延線
、１０・・・サンプル回路、１０−１〜１Ｏ−（ｎ＋１
）・・・フリップフロップ、２１・・・データ入力端子
、２２．２８．２９・・・遅延回路、２３・・・選択回
路、２４・・・変調回路、２５・・・送信機、２６．３
９．３９ａ・・・アンテナ、２７・・・変調信号入力端
子、３３．３３ａ・・・ログアンプ、３４・・・レベル
比較器、３５・・・ダイバーシチスイッチ、３７．３７
ａ・・・検波器、３８．３８ａ・・・受信機。 特許出願人　日本電信電話株式会社 代理人　　弁理士　井　出　直　孝 笛 図 篤−芙ン例の逓枚 肩　１　回 Ｑ軸 梠苅位君…５帽コ弓０灼作説明命 菖　３　回 肩５０１訂（厖朋 肩６０信引モ図 フェーシン７周反狡 菖 位相５ｒ目丹４生図 昂 図 徒未例の通入 Ｗ３１３　　口 （ｂ） 侶１へクトル図（麦偽しヘ・ルカ″ｆ氏・・場合）菖１
５　回

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、角度変調された搬送波によりディジタル信号の伝達
   を行う通信回線で、変動の小さい信号を選択する選択手
   段を備えたダイバーシチ回路において、 前記選択手段は、 ダイバーシチ方式に対応して、複数の角度変調波と基準
   位相信号との瞬時の相対位相を示す複数の相対位相デー
   タと、複数の検波データとを出力する一つあるいは複数
   の位相検出手段と、 複数の前記相対位相データを比較して比較データを出力
   する位相データ比較手段と、 この位相データ比較手段からの比較データに基づいて、
   複数の前記検波データのうちから一つを選択、あるいは
   前記検波データに重み付けをして合成する選択・合成手
   段と を含むことを特徴とするダイバーシチ受信回路。