JPS63260245A - デイジタル信号伝送方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は市街地などにおける無線伝送のようなマルチパ
スフェージング伝送路において、ディジタル信号を伝送
するディジタル信号伝送方法に関するものである。

従来の技術 近年、移動通信の分野でも、秘話性の向上や通信の高度
化、あるいは周辺の通信網との整合性からディジタル化
が進みつつある。しかし、そのような需要が最も集中す
ると考えられる市街地では、ビルなどの建造物による反
射や回折などによるマルチパスによって、通信品質が著
しく劣化する。

ディジタル伝送の場合、マルチパスを構成するそれぞれ
の波の伝播遅延時間差がタイムスロット長に対して無視
できなくなると、波形歪や同期系の追従不良によって符
号誤り率特性が著しく劣化する。

以下、図面を参照しながら、上述した従来のディジタル
信号伝送方法の第１の例について説明する。

第１７図は第１の従来例におけるディジタル信号伝送方
法の伝送信号の位相遷移を示す位相遷移波形図である。

Ｔは１データシンボルを送出する最小単位であるタイム
スロット長を示している。データが１の時、位相がπ遷
移し、データが０の時は位相遷移を起さない。この信号
様式は差動符号化２相位相変調と呼ばれる。

このような伝送信号を検波するには、例えば１タイムス
ロットの遅延線を有する遅延検波で行うことができる。

今、マルチパスの代表的な例として、タイムスロット長
に比べて無視できない伝播遅延時間差τを持つ２波マル
チパス下において、検波出力信号がどのようになるかを
考える。なお、時間的に先行して来る波を直接波、遅れ
てくる波を遅延波と呼ぶことにする。

第１８図は、２波マルチパス下において、第１７図に示
したような伝送信号が遅延検波された時、検波出力信号
がどのようになるかを説明した図である。第１８図（ａ
ｌは、直接波の位相遷移を示したものである。これに対
して、伝播遅延時間差τだけ遅れて来た遅延波の位相遷
移は、第１８図（ｂｌのようになる。ある時点の検波出
力は、その時の２波の合成位相と、１タイムスロット前
の２波の合成位相とのベクトル内積である。例えば、第
１８図（Ｃ１において、Ｂの領域の検波出力は、Ｂ′の
時の２波合成位相とＢの時のそれとのベクトル内積の値
になる。

第１９図は、Ａ−Ｃの各時点における検波出力を求める
ため、直接波と遅延波の合成位相を図示したベクトル図
である。なお、直接波と遅延波の振幅比をρ、位相差を
αとした。例えば、Ｂの時点における検波出力の絶対値
は、第１９図において、ベクトルＯＢ’　　とベクトル
ＯＢの内積、すなわち、線分ＯＢの自乗になる。従って
、余弦定理などを用いて、第１８図（Ｃ）のＡ−Ｃの各
時点の検波出力は次のようになる。

Ａ・・・−・・−不定 Ｂ　−−−−−ａｌｌ（１＋　９２＋　２　ｆ）ｃｏｓ
　０）ｃ−−−−一・−不定 ただし、ａ、（ａ、ｌ＝±１）は伝送されているデータ
列である。

領域ＡおよびＣでは、それぞれ前および後のタイムスロ
ットのデータ値によって不定になる。遅延検波後、通常
、高調波成分および不要な雑音成分を除去するため低域
通過フィルタが入るので、最終的な検波出力信号波形は
、第１８図（Ｃ）の実線の波形にフィルタがかかり、第
１８図（Ｃ）の点線で示したような波形になり、アイパ
ターンの一部を構成する。ここで、ρが１に近く、αが
π近辺の場合、有効な検波出力であるＢの領域の検波出
力はほぼ零になる。従って、アイは閉じ、符号誤り率特
性は劣化する。また、この時、領域ＡおよびＣの無効な
検波出力が、領域Ｂの有効な検波出力よりはるかに大き
いため、アイが時間軸方向に大きく揺らぎ、再生クロッ
クが追従できず、符号誤り率はさらに著しく劣化する（
例えば、尾上他、“伝播遅延時間差を有するレイリーフ
ェージングにおける符号誤り率特性”、信学技報、Ｃ３
８１−１６８，１９８２、あるいは高井他、“多重波伝
搬による瞬時符号誤りとビット同期系に基づく誤り発生
機構の分析”、信学技報、Ｃ５８３−１５８，１９８４
）。

このように、アイパターンの劣化とアイの時間軸方向の
揺らぎにより、誤り率特性が劣化するのを軽減するため
に、複数種類の検波出力を生じるように伝送信号の位相
遷移波形を工夫し、これらの複数種類の検波出力を合成
することによるダイバーシチ効果により改善する方法が
提案された。

以下、図面を参照しながら、このような第２の従来例に
おけるディジタル信号伝送方法の一例について説明する
。

第２０図は第２の従来例におけるディジタル信号伝送方
法の伝送信号の位相遷移を示す位相遷移波形図である。

データの１タイムスロットは前半部分と後半部分に分れ
、階段状の波形をしている。

１タイムスロットの時間をＴ、前半部分の時間をＴＩ、
後半部分の時間をＴ２、前半部分と後半部分の間の位相
遷移をφとして示した。伝送される情報は、第１の従来
例と同様に、隣合うタイムスロットの位相差にあり、例
えば、この位相差のとりうる値として０およびπを用い
、それぞれに対応して０と１を割り当てることにより、
１ビツトの情報が伝送される。

次に、第２の従来例におけるディジタル信号伝送方法が
マルチパスフェージング下において良好な誤り率特性を
示すことを説明する。

第２の従来例のディジタル信号伝送方法も、一種の差動
符号化位相変調であるので、１タイムスロットの遅延線
を用いた遅延検波によって検波される。第２１図は、２
波マルチパス下において、第２０図の伝送信号が遅延検
波器で検波された時の検波出力信号がどのようになるか
を説明した図である。第２１図（ａｌは、直接波の任意
のタイムスロットと、その隣合うタイムスロットの位相
遷移の様子を示したものである。これに対して、伝播遅
延時間差τだけ遅れて来た遅延波の位相遷移は、第２１
図（ｂｌのようになる。第１の従来例と同様、ある時点
の検波出力は、その時の２波の合成位相と、１タイムス
ロット前の２波の合成位相とのベクトル内積である。

第２２図は、Ａ−Ｅの各時点における検波出力を求める
ため、直接波と遅延波の合成位相を図示したベクトル図
である。なお、直接波と遅延波の振幅比をρ、直接波の
搬送波から見た遅延波の搬送波の位相をαとした。第２
２図より、検波後の低域通過フィルタによる波形の変形
がない、あるいは、遮断周波数がデータ伝送速度に比べ
て充分高い場合、第２１図（Ｃ１のＡ−Ｅの各時点の検
波出力は次のようになる。

Ａ、Ｅ−・−・・−・不定 Ｂ、　　Ｄ　・−−−１＋　ｐ２＋　２　ｐｃｏｓ　Ｃ
ｉ’Ｃ−−−−−−１＋ρ２＋２ρ（０５（α−φ）領
域ＡおよびＥでは、それぞれ前後のタイムスロットのデ
ータ値によって不定になる。実際には、低域通過フィル
タの遮断周波数は符号量干渉が生じない程度に低く選ば
れ、低域通過フィルタを通過した後の検波出力信号は、
第２１図（Ｃ）の実線の波形にフィルタがかかり、第２
１図（Ｃ１の点線に示したようにアイパターンの一部を
形成する。領域Ｂ、Ｄと領域Ｃの検波出力は相補的で、
いかなるρあるいはαに関しても同時に零になることは
なく、アイが閉じることはない。また、これらの有効な
検波出力の少なくとも一方は、領域ＡまたはＥの無効な
検波出力に比べて小さくなることはないので、アイの時
間軸方向の揺らぎは軽減され、再生クロックの追従不良
による符号誤り率の劣化も少ない。従って、符号誤り率
特性は著しく改善され、高速のディジタル伝送が可能に
なる。

一般に、２波マルチパス下におけるＢ−Ｄ各領域におけ
る検波出力は、伝送データ列ａｎ　　（ａｎ＝±１）、
多相化数をｍ　（ｍ＝２＋　４＋　８・・・）、フェー
ジングを伴う直接波および遅延波の受信ベクトルを表す
複素乗積雑音を３１（ｔ）　、Ｓ２　（ｔ）として、次
のように表せる。

Ｂ、　　Ｄ−ａｌｌｓｉｎ（π／ｍ）　・（ｌ　Ｓｔ　
＋Ｓ２　　Ｒ）Ｃ−−−ａ　、　５ｉｎ（π／ｍ） ・（ｌ　Ｓｔ　ｅｘｐ（ｊφ）＋３２　　Ｎ）−■領域
Ｃの検波出力は、直接波の搬送波位相をさらにφだけ移
相したものになっている。従って、第２の従来例におけ
るディジタル信号伝送方法の改善原理は、このような異
種の検波出力を合成する一種のダイバーシチである。な
お、適当なダイバーシチモデルを仮定し、直接波と遅延
波のフェージングが独立で、両者の平均が等しい場合の
平均誤り率Ｐ、を計算すると、 となり、帯域制限を受けない場合のφの最適値はπであ
る（例えば高昇、“耐多重波変復調方式の一提案”、儒
学技部、５ＡＴ８６−２３．１９８６）。

発明が解決しようとする問題点 しかし、この第２の従来例におけるディジタル信号伝送
方法は、タイムスロ・ノド内にさらに位相不連続点を有
するため、帯域制限を受けると包絡線変動が著しく、非
線形歪に弱い。包絡線変動を抑えるため、位相遷移φを
πより小さくすると改善効果が減少し、耐非線形性と改
善効果は両立しない。また、この第２の従来例における
ディジタル信号伝送方法は、Ｔ１　＝Ｔ２の場合、遅延
時間差τがτ／Ｔにして０．５を超えると、領域Ｂおよ
び領域りが消滅し、改善効果を失う。Ｔ１≠Ｔ２とする
ことによって、さらに大きなτに対しても改善が可能で
あるが、占有帯域幅がさらに拡大し、帯域制限を受ける
と、誤り率特性の劣化が大きくなる。また、包絡線変動
もさらに大きくなり、非線形歪に対しても弱くなるとい
う問題点を有していた。

本発明は、上記問題点に鑑み、帯域制限及び非線形歪に
強く、しかも、より大きなτ／Ｔに対し、　　でも良好
な特性を示すディジタル信号伝送方法を提供するもので
ある。

問題点を解決するための手段 上記問題点を解決するために本発明のディジタル信号伝
送方法は、データの１タイムスロット内の位相遷移波形
が放物線波形をしており、任意のタイムスロット内の位
相遷移波形と、所定のタイムスロットだけ後のタイムス
ロット内の位相遷移波形とは、伝送される情報にかかわ
らず同一の形状であり、所定のタイムスロットだけ離れ
た、これら両者のタイムスロットの同位置どうしの間の
位相差に伝送される情報がある伝送信号を用いるもので
ある。

作用 本発明は上記した伝送信号を用い、タイムスロット内の
位相不連続点をなくすることにより、帯域制限時の包絡
線変動を抑えることができる。また、より大きな遅延時
間τに対しても複数種類の検波出力を得ることができ、
帯域制限および非線形歪に強く、しかも、より大きなτ
／Ｔに対しても良好な誤り率特性を示すこととなる。

実施例 以下、本発明の一実施例のディジタル信号伝送方法につ
いて、図面を参照しながら説明する。

第１図は、本発明のディジタル信号伝送方法の伝送信号
の位相遷移波形の一例を示す位相遷移波形図である。デ
ータの１タイムスロット内の位相遷移波形ψ（ｔ）（０
＜ｔ＜Ｔ）は、０式で示されるような放物線状の波形を
している所が、従来の位相変調方式とは異なる。

そして、所定のｎタイムスロット離れた、第１タイムス
ロツ、トと第ｎ＋１タイムスロットのそれぞれのタイム
スロット内の位相遷移波形は、形状が同一であり、伝送
される情報に従ってθだけ全体がシフトされている。す
なわち、ｎタイムスロットの差動符号化が行われている
。例えば、θとしてＯとπの２相系を用いれば、タイム
スロットあたり１ビツト、θとして０、π／２、π、３
π／２の４相系を用いれば、タイムスロットあたり２ビ
ツトの情報を送ることができる。θを一般的に示せば、
次式のようになる。

ただし、ｉの値は伝送するグレイ符号化されたデータ値
を示しており、０≦ｉ≦ｍ、　　ｉ　ＥＩｎｔｅｇｅｒ
である。従って、第１タイムスロットの位相遷移波形が
、ψ（１）であれば、第ｎ＋１タイムスロットの位相遷
移波形は、ψ（ｔ−ｎＴ）十〇と表される。

なお、情報を担う位相シフト量を、絶対位相からの位相
シフト量θ１（ｔ）として表すと、位相シフト量θ、（
ｔ）は各タイムスロット内で一定の値を持つ階段状の関
数であり、伝送するグレイ符号化されたデータ値列ｉ　
ｅｓ　（ｑ　Ｅ　Ｉｎｔｅｇｅｒ）をｎタイムスロット
差動符号化したデータ値列ｉｄＱを用いて次式のように
表せる。

一方、タイムスロット内位相遷移波形ψ（１）は複数種
類あっても良い。ｎタイムスロット差動符号化の場合は
、最大ｎ種類のタイムスロット内位相遷移波形ψ１（ｔ
）、・・・、ψ７（ｔ）を選ぶことができる。

ψ、（ｔ）＝０（ｔ≦０．ｔ２：Ｔ、ｒ＝１〜ｎ）・・
・■とすると、本発明のディジタル信号伝送方法におけ
る伝送信号の位相遷移波形’！’（ｔ）の一般式は、０
式を用いて ｑ＝−ｏｏ　　　　　　　　　ｍ ・・・■ で表される。本発明における伝送信号の位相遷移波形の
特徴は、０式の第１項にあり、第２項は従来の差動符号
化位相変調と同じものである。なお、タイムスロット内
位相遷移波形ψ１（ｔ）、ψ２（ｔ）、・・・、ψ、１
（１）の中には、同一の−ものがあっても良いし、特別
な場合として総てが同一であっても良い。ともかく、ｎ
タイムスロットだけ離れたタイムスロット内位相遷移波
形ψ（１）が一致しておれば良い。また、ｎの値は１で
あっても良く、この場合はタイムスロット内位相遷移波
形ψ（１）は一種類であり、すべてのタイムスロットの
タイムスロット内位相遷移波形は同一形状である。タイ
ムスロット内位相遷移波形ψ（１）が一種類の場合、伝
送信号の位相遷移波形Ｖ（ｔ）は、０式は次式のように
なる。

ｑ＝−■ ＝　Σ　ψ（ｔ−ｑＴ） ｑ＝−■ タイムスロット内位相遷移波形ψ（１）は、前述のよう
に、複数種類あっても良い。第２図はψ（１）の最大位
相遷移量ψｍａｘに複数種類ある場合、第３図は、位相
の遷移方向が進相遅相交互の場合である。ただし、後者
の場合、対応するタイムスロット間の距離ｎは偶数であ
る。また、この複数種類の中には、放物線波形以外の、
例えば階段状波形などが含まれていても良い。

第４図は、−例として、タイムスロット内位相遷移波形
ψ（１）が一種類のψ１）ａｘ　＝　２２５°放物線波
形であり、ｎ＝１つまり１タイムスロット差動符号化さ
れた、多相化数ｍ＝４で１タイムスロットあたり２ビツ
ト伝送し得る本発明のディジタル信号伝送方法の伝送信
号の位相遷移波形の具体例を示した位相遷移波形図であ
る。

次に、上記に述べたような伝送信号を得る方法について
実施例を示して説明する。

第５図は、本発明の第１の実施例におけるディジタル信
号伝送方法の伝送信号の生成回路の構成図である。第５
図において、５０１はデータ入力端子、５０２は差動符
号化回路、５０３は発振器、５０４は波形発生回路、５
０５は直交変調器、５０６は伝送信号出力端子である。

伝送されるディジタルデータは、データ入力端子５０１
から入力され、差動符号化回路５０２で差動符号化され
る。そして、波形発生回路５０４では、差動符号化され
たデータに応じて、■軸、Ｑ軸それぞれの変調信号を発
生する。

一方、発振器５０３では搬送波を発生し、この搬送波は
、直交変調器５０５で前述の１軸、Ｑ軸それぞれの変調
信号によって変調され、伝送信号となり、伝送信号出力
端子５０６から出力される。

第６図は、第５図における直交変調器５０５の内部の回
路構成図の一例を示したものである。第６図において、
６０１は９０°移相器、６０２および６０３は平衡変調
器、６０４は合成器である。発振器５０３より供給され
た搬送波信号は、平衡変調器６０２を用いて、波形発生
回路５０４からの■軸度調信号で変調され、■輪液変調
信号となる。一方、前述の搬送波信号は、９０°移相器
で９０°移和され、平衡変調器６０３を用いて、波形発
生回路５０４からのＱ軸度調信号で変調され、Ｑ輪液変
調信号となる。

このようにして得られた■軸およびＱ軸の両波変調信号
は、合成器６０４で合成され、被変調信号である伝送信
号となり、伝送信号出力端子５０６から出力される。

第７図は、第５図における差動符号化回路５０２の内部
の回路構成図の一例を示したものである。

７０１および７０４はグレイ符号変換回路、７０２は加
算器、７０３は遅延器である。多相化数ｍ（ｍ＝２．４
．８）、すなわち、ｍ相の場合、０式に示したように、
ｐビットのパラレルデータ値列として、グレイ符号変換
回路７０１に入力される。グレイコード化されるたデー
タ値列ｉｑは、加算器７０２に入り、加算器７０２の出
力を遅延器７０３においてｎタイムスロット分すなわち
ｎクロック分遅延させたデータとｍを法とした加算が行
われる。そして、加算器７０２の出力をさらにグレイ符
号変換回路７０４で変換することによって、入力のｐビ
ットのパラレルデータ値列をグレイ符号化し、ｎタイム
スロットの差動符号化したｐビットのパラレルデータ値
列ｉｄｑが得られる。

第８図は、位相遷移波形’Ｐ（ｔ）が■式で示される４
相系の場合を例にとり、第５図の波形発生回路５０４の
内部の回路構成図の一例を示したものである。８０１は
Ｉ軸データ入力端子、８０２はデータクロツタ出力端子
、８０３はＱ軸データ入力端子、８０４および８０６は
シフトレジスタ、８０５は２進カウンタ、８０７はリー
ド・オンリー・メモリー（以下、ＲＯＭと略す）、８０
８はクロック発生器、８０９および８１０はデジタル・
アナログ変換器（以下、Ｄ／Ａ変換器と略す）、８１）
および８１２は低域通過フィルタ、８１３は■軸変調出
力端子、８１４はＱ軸変調出力端子である。４相系の場
合、差動符号化回路５０２の出力ｉｄ９は２ビツトのパ
ラレルデータであり、その上位ビットおよび下位ビット
がそれぞれ■軸データ入力端子８０１およびＱ軸データ
入力端子８０３から入力される。入力されたそれぞれの
データ列は、シフトレジスタ８０４および８０６で遅延
され、現在のタイムスロットの変調データおよびその前
後のタイムスロットの変調データが得られる。つまり、
第８図の例では、シフトレジスタ８０４および８０６の
Ｑｄが現在のタイムスロットの変調データであり、Ｑｅ
＝ＱｇおよびＱａ＝Ｑｃの前後３タイムスロット分の変
調データが得られる。一方、ＲＯＭ８０７には、■軸お
よびＱ軸の変調波形が変調データに従って書かれており
、第８図の例ではそれぞれの１夕、イムスロットは１６
サンプル点で構成される。ＲＯＭ８０７のアドレスＡ４
〜Ａ１７はどの変調波形を選ぶかを決定するセレクト信
号として使われており、前述の現在および前後３タイム
スロット分の変調データが入力される。ＲＯＭ８０７の
アドレスＡＯ〜Ａ３には、クロック発生器８０８で発生
された基準クロックを２進カウンタ８０５で分周したも
のが加えられ、変調波形の読み取り信号となる。ＲＯＭ
８０７（７）出力ＸＯ−Ｘ７およびＹＯ〜Ｙ７は、それ
ぞれＤ／Ａ変換器８０９および８１０と折り返し成分を
除去する低域通過フィルタ８１）および８１２によって
アナログ信号に変換され、■軸およびＱ軸の変調信号と
なる。なお、８相系などさらに多相の変調の時は、０式
のｐの数だけのシフトレジスタを用意し、それに見合う
ＲＯＭのアドレスを必要とする。

次に、ＲＯＭ８０７に書き込むタイムスロットごとの変
調波形について説明する。基本的には、差動符号化され
た伝送するデータ値列ｉｄＱがら■式より求まる伝送信
号の位相遷移波形！（１）より、次式によって■軸およ
びＱ軸の変調波形Ｍ＋（ｔ）、ＭＱ　（ｔ）を得れば良
い。

Ｍ＋　　（ｔ）　　＝ｃｏｓ　　’Ｐ（ｔ）Ｍｏ　　（
ｔ）　　−５ｉｎ・’Ｆ（ｔ）　　　　　　　　　　　
　　・・・■しかし、このままでは広帯域の信号となる
ので、帯域制限フィルタのインパルス応答をｈ　（ｔ）
として、このフィルタで帯域制限を行うと０式は次式の
ようになる。

帯域制限フィルタの周波数特性には、余弦自乗型、ガウ
ス型など、低域通過型であれば種々のものが使える。そ
れに従って、インパルス応答ｈ　（ｔ）もかわる。−例
として、カットオフ角周波数ωｏ１０−ルオフ係数γの
余剰自乗型フィルタのインパルス応答ｈ（ｔ）を示す。

π　　ω□ｔ　　　　１−（Ｚγωａｔ／π）’第８図
のＲＯＭ８０７には、■弐に従って１タイムスロット分
のＩ軸およびＱ軸の変調波形Ｍ　Ｉ　（ｔ）、ＭＯ（ｔ
）が書き込まれている。［相］式の積分範囲（ｔｏ　＋
ｔＯ）は、インパルス応答ｈ（ｔ）の拡がり範囲程度に
選ばれ、第８図の例では前後３タイムスロットであり、
０式から位相遷移波形型（１）を算出するには前後３タ
イムスロットの変調データを必要とする。従って、ＲＯ
Ｍ８０７には、０式より現在および前後３タイムスロ・
ソトの変調データパターンすべてについて計算して書き
込んであり、これらの現在および前後３タイムスロット
分の変調データである、ＲＯＭ８０７のアドレスＡ４〜
Ａ１７によって、どの変調波形を選ぶかがセレクトされ
る。

位相遷移波形型（１）が０式で示されるように、タイム
スロット内位相遷移波形ψ（１）に複数種類ある場合も
ほとんど同様であり、［相］式によって１タイムスロッ
ト分の■軸およびＱ軸の変調波形Ｍ＋（ｔ）　、Ｍｏ　
（ｔ）をＲＯＭに書き込めば良い。ただし、［相］弐の
甲（１）を０式より求める際に、現在のタイムスロット
内位相遷移波形ψｒ　（ｔ）のｒ　（１≦ｒ≦）が如何
なる値であるかがさらに必要となる。従って、ＲＯＭに
書き込む波形データは、現在および前後数タイムスロッ
トの変調データパターンについてだけではなく、現在の
タイムスロット内位相遷移波形ψ、　（１）が何番目で
あるかを示すｒについてもすべて計算して書き込む。こ
れに従って、第５図の波形発生回路５０４の内部の回路
構成図は、第９図のようにする必要がある。第９図にお
いて、８０１はＩ軸データ入力端子、８０２はデータク
ロック出力端子、８０３はＱ軸データ入力端子、８０４
および８０６はシフトレジスタ、８０５は２進カウンタ
、８０８はクロック発生器、８０９および８１０はＤ／
Ａ変換器、８１）および８１２は低域通過フィルタ、８
１３はＩ軸変調出力端子、８１４はＱ軸変調出力端子で
あり、以上は第８図の構成と全（同様である。第８図の
構成と異なっているのは、現在のｒの値を示す９０１の
２進カウンタが追加され、このｒの値によって波形をセ
レクトするために、９０２（７）ＲＯＭニＡ１８、Ａ　
１９（７）　？ドレスが追加されていることである。な
お、２進カウンタ９０１の周期はｎであり、第９図の例
では、ｎ＝４である。

次に、上記したような本発明のディジタル信号伝送方法
における伝送信号の検波方法について説明する。

本発明のディジタル信号伝送方法においては、検波方法
はｎタイムスロットの遅延線を有する遅延検波器による
。以下に、簡単に説明する。

第１０図は、２相系の場合の遅延検波器の回路構成図を
示したものである。第１０図において、１００１は入力
端子、１００２は乗算器、１００３は低域通過フィルタ
、１００４はｎタイムスロット遅延器、１００５は出力
端子である。ｎタイムスロット遅延器１００４では、信
号はｎタイムスロット分遅延されるが、搬送波の位相は
入力と出力で同相である。低域通過フィルタ１００３は
、乗算器１００２で生じる搬送波の２倍の周波数の成分
を除去するのみでなく、後述する複数種類の検波出力を
合成する役目も果す。低域通過フィルタ１００３の周波
数特性は、シンボル伝送速度１／Ｔの半分、すなわち、
１／２Ｔのカットオフ周波数を持ち、この周波数につい
て奇対称な減衰特性を有する、いわゆるナイキストフィ
ルタが望ましい。

第１）図は、４相系の場合の遅延検波器の回路構成図を
示したものである。第１）図において、１）０１は入力
端子、１）０２および１）０６は乗算器、１）０３は一
４５°移相器、１）０５は＋４５°移相器、１）０４は
ｎタイムスロット遅延器、１）０７および１）０８は低
域通過フィルタ、１）０９は出力端子Ａ、１）１０は出
力端子Ｂである。第１０図の場合と異なっているのは、
−４５゜移相器１）０３および＋４５°移相器１）０５
を用い、互いに直交する２軸について遅延検波を行い、
２ビツトのパラレルデータを復調する点であり、その他
の動作は第１０図の場合と同様である。

第１２図は、８相系の場合の遅延検波器の回路構成図を
示したものである。第１２図において、１２０１は入力
端子、１２０２〜１２０５は乗算器、１２０６はｎタイ
ムスロット遅延器、１２０７は−２２，５°移相器、１
２０８は２２．５°移相器、１２０９は＋６７．５°移
相器、１２１０は−６７，５°移相器、１２１）〜１２
１４は低域通過フィルタ、工２１５は比較器、１２１６
は出力端子Ａ、　１２１７は出力端子Ｃ１）２１８は出
力端子Ｂである。この場合はさらに、移相器１２０７〜
１２１０によって、４５゛ずれた３軸について遅延検波
を行い、３ビツトのパラレルデータを復調する。なお、
比較器１２１５では、再入力の極性の一致、不一致を検
出する。

次に、本発明のディジタル信号伝送方法がマルチパスフ
ェージング下において良好な誤り率特性を示すことを説
明する。

まず、第２の従来例のディジタル信号伝送方法として紹
介した方法はタイムスロット内位相遷移波形ψ（ｔ”）
として、階段状の波形の場合であったが、この改善原理
は、任意の位相変化波形にも適用されることを示す。

第１３図は、任意のタイムスロット内位相遷移波形ψ（
１）について、第２１図と同様に、２波マルチパス下に
おいて、検波出力信号がどのようになるかを説明した図
である。第２１図の場合と同様に一大別して検波出力は
Ｆ、Ｇ、Ｈの３領域に分類され、領域ＦおよびＨは、伝
送されるデータ値と必ずしも極性の一致しない無効検波
出力の領域である。そして、第２１図における領域Ｂ、
Ｃ，Ｄの領域Ｇが対応し、この領域は伝送されるデータ
値と必ず極性の一致する有効検波出力の領域であり、領
域Ｇ内には明確な領域区分は無いが、第１３図（Ｃ）の
実線に示したように、異なる種類の検波出力が現れる。

第２１図の場合と同様、さらに、第１３図（Ｃ）の実線
の波形にフィルタがかかり、第１３図１０）の点線に示
したようにアイパターンの一部を形成する。

領域Ｇにおける検波出力は、０式と同様にして、２をパ
ラメータとして、 領域Ｇ； ａ、５ｉｎ（π／＋ｏ）　　・（ｌ　ｓ　１ｅｘｐ　（
ｊψ（ｚ）　）　＋５２ｅｘｐＮψ（２−τ））　　ｌ
２）＝ａ、５ｉｎ（π／ｍ）・（ｌ　ｓｌ　ｅｘｐ　Ｎ
　　（ψ（ｚ）−ψ（Ｚ−ｒ））　）　＋３２　　Ｂ　
）ただし、τ≦２ＳＴ　　　　　　　　　　　　・・・
＠と表せる。従って、 ψ（ｚ）−ψ（Ｚ−ｒ）≠ｃｏｎｓｔ、　（ｒ≦２≦Ｔ
）　・＠の条件が満たされるタイムスロット内位相遷移
波形ψ（１）を用いる限り、０式は一定値ではなく、や
はり、異なる検波出力を合成することによる一種のダイ
バーシチ効果によってマルチパスフェージング下におい
て誤り率特性が改善されることがわかる。■弐の条件は
、タイムスロット内位相遷移波形ψ（１）が、その位相
変化率が変化する、あるいは、不連続である波形である
ことを示している。

次に、本発明のディジタル信号伝送方法の代表例をとり
、遅延時間差を有する２波レイリーフエージング下にお
ける平均誤り率特性の一例を示す。

第１４図は、タイムスロット内位相遷移波形が、第１図
あるいは０式のψ＋ｎａｘをパラメタとして、４相系の
場合の平均誤り率特性をＳ／Ｎ比に対して示したもので
ある。なお、比較のために従来のディジタル信号伝送方
法である４相位相変調の場合も同一グラフに示した。第
１４図のように、４相位相変調ではＳ／Ｎ比を増加して
も軽減されない、軽減不能誤りを生じるが、本発明のデ
ィジタル信号伝送方式においてはそのような現象は現れ
ず、著しく誤り率特性が改善されることがわかる。

第１５図は、同様に、ψｍａｘをパラメタとして、４相
系の場合の平均誤り率特性を遅延時間差τに対して示し
たものである。ψｍａｘが１８０°〜３６０゜の時、Ｏ
くτ／Ｔ＜０．７の範囲で著しく改善され、ψｎｔａｘ
が２２５〜２７０°の時、最大ｒ／Ｔが０．８程度まで
改善されることが判る。ψｍａｘを大きくすると、占有
帯域幅の増加を招くので、ψｍａｘは２２５゜程度に選
ぶのが適当である。なお、τ／Ｔ＝０あるいはτ／Ｔ≧
０．７においては、改善効果がなくなり、はぼ４相位相
変調の特性に近い。

以上のように、本実施例によれば、タイムスロット内位
相遷移波形を放物線状にすることにより、より大きなτ
に対しても改善効果が得られ、かつ、タイムスロット内
に位相不連続点がないので帯域制限時の包絡線変動を軽
減でき、帯域制限および非線形歪に対する特性が向上す
る。

以下、本発明の第２の実施例について図面を参照しなが
ら、説明する。

第１６図は、本発明の第２の実施例におけるディジタル
信号伝送方法の送信回路の構成図である。

第１６図において、５０１はデータ入力端子、１６０１
は伝送信号生成回路であり、以上は、第１の実施例にお
ける第５図の構成と全く同じものである。１６０２〜１
６０４はに系統の第１空中線〜第に空中線、１６０５〜
１６０７はに系統のレベル調節器、１６０８〜１６１０
はに一１系統の第１遅延器〜第に一１遅延器である。

なお、レベル調節器１６０５〜１６０７は、増幅作用を
有しても良い。また、受信側における検波方法は、第１
の実施例として示した第１０図〜第１２図のようなｎタ
イムスロットの遅延検波を行う。

以上のように構成されたディジタル信号伝送方法につい
て、以下、第１５図、第１６図、および、０式を用いて
説明する。

第１５図は、伝送信号生成回路１６０１の出力信号であ
る本発明の伝送信号が遅延時間差τを持つ２波のレイリ
ーフェージング経路を伝搬し、受信検波された場合の平
均誤り率特性であることは前述した。今、伝搬経路の遅
延時間差τ、いわゆる、遅延分散がタイムスロット長Ｔ
に比べて小さい場合を想定する。この条件は、構内など
で遅延分散が小さい場合、あるいは、−伝送速度が遅い
場合に相当する。このようにτ／Ｔが０に近い時、０式
左辺は２の変化に対して変化が少なく゛なり、第１の実
施例で述べたような異種の検波出力を合成することによ
るダイバーシチ効果が減少する。このために、第１５図
のように、τ／ＴがＯに近くなるにつれて、誤り率特性
は改善されなくなる。従って、τ／Ｔの改善範囲である
、０〜０．８の範囲に入る程度の遅延を予め送信側で与
えておけば、ダイバーシチ効果によって、かえって誤り
率特性が改善される。

第１６図において、１６０８〜１６１０の遅延器は以上
のような送信側での遅延を与えるもので、各空中線から
の行路差による遅延を含め、受信側において、最初に到
達する波と最後に到達する波の時間差τ。

がτ、／Ｔにして、タイムスロット内位相遷移波形ψｍ
ａｘによって決るτ／Ｔの最大改善範囲（０，８程度）
を超えないように設定しなければならない。

レベル調節器１６０５〜１６０７は、各空中線からのフ
ェージングを伴う波の平均レベルは受信点においてほぼ
等しく設定する。第１〜第に空中線は、冬空線から受信
点までの経路のそれぞれのフェージングが互いに無相関
になるように、離して設置するかあるいは偏波面の異な
る空中線を用いる必要がある。なお、最も単純で有用な
場合として、ｋ＝２の場合が考えられるが、この場合は
２つの空中線から到達する波の時間差τ、がτ、／Ｔに
して、ψｗａｘによって決る誤り率の最良点である、０
．３〜０．４程度に選ぶのが望ましい。

以上のように、本発明の第２の実施例においては、同一
の伝送信号を時間差をもって異なる空中線から送信する
ことにより、τ／Ｔが小さい時もダイバーシチ効果を得
ることができ、誤り率特性を改善することができる。こ
のダイバーシチは、受信側の空中線が一つで済むので受
信側機器の小型化、携帯化に有利である。

発明の効果 以上のように本発明は、伝送信号のタイムスロット内位
相遷移波形に放物線状波形を用いることにより、タイム
スロット内の位相不連続点をなくし、帯域制限時の包絡
線変動を抑え、帯域制限および非線形歪に対して特性が
向上する。ま°た、より大きな遅延時間τに対しても複
数種類の検波出力を得ることができ、より大きなτ／Ｔ
に対しても良好な誤り率特性を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図〜第４図は本発明のディジタル信号伝送方法の伝
送信号の位相遷移波形の一例を示す位相遷移波形図、第
５図は本発明の第１の実施例におけるディジタル信号伝
送方法の伝送信号の生成回路の回路構成図、第６図は第
５図の直交変調器５０５の回路構成図、第７図は第５図
の差動符号化回路５０２の回路構成図、第８図および第
９図は第５図の波形発生回路５０４の回路構成図、第１
０図〜第１２図は本発明の実施例におけるディジタル信
号伝送方法の検波器の回路構成図、第１３図は本発明の
ディジタル信号伝送方法の２波マルチパス下における検
波出力信号を説明した説明図、第１４図〜第１５図は２
波レイリーフエージング下における本発明のディジタル
信号伝送方法の平均誤り率特性を示した特性図、第１６
図は本発明の第２の実施例におけるディジタル信号伝送
方法の伝送回路の回路構成図、第１７図は第１の従来例
におけるディジタル信号伝送方法の伝送信号の位相遷移
を示す位相遷移波形図、第１８図は第１の従来例におけ
るディジタル信号伝送方法の２波マルチパス下における
検波出力信号を説明した説明図、第１９図は第１８図の
検波出力を求めるために直接波と遅延波の合成位相を示
したベクトル図、第２０図は第２の従来例におけるディ
ジタル信号伝送方法の伝送信号の位相遷移を示す位相遷
移波形図、第２１図は第２の従来例におけるディジタル
信号伝送方法の２波マルチパス下における検波出力信号
を説明した説明図、第２２図は第２１図の検波出力を求
めるために直接波と遅延波の合成位相を示したベクトル
図である。 ５０１・・・・・・データ入力端子、５０２・・・・・
・差動符号化回路、５０３・・・・・・発振器、５０４
・・・・・・波形発生回路、５０５・・・・・・直交変
調器、５０６・・・・・・伝送信号出力端子、６０１・
・・・・・９０°移相器、６０２．６０３・・・・・・
平衡変調器、６０４・・・・・・合成器、７０１・・・
・・・グレイ符号変換回路、７０２・・・・・・加算器
、７０３・旧・・遅延器、７０４・・・・・・グレイ符
号変換回路、８０１・・・・・・■軸データ入カ端子、
−８０２・・・・・・データクロック出力端子、８０３
・・・・・・Ｑ軸データ入力端子、８０４．８０６・・
・・・・シフトレジスタ、８０５、９０１・・・・・・
２進カウンタ、８０７．９０２・・・・・・リード・オ
ンリー・メモリー（ＲＯＭ）、８０８・・・・・・クロ
ック発生器、８０９．８１０・・・・・・デジタル・ア
ナログ変換器（Ｄ／Ａ変換器）　、８１）．８１２．１
００３．１）０７゜１）０８、１２１）〜１２１４・・
・・・・低域通過フィルタ、８１３・・・・・・■軸変
調出力端子、８１４・・・・・・Ｑ軸変調出カ端子、１
００１、　ｌｌ０Ｌ　１２０１・・・・−・入力端子、
１００２，１）０２，１）０６゜１２０２〜１２０５　
・・・・・−乗算器、１００４．１）０４．１２０６・
・・−ｎタイムスロット遅延器、１００５・・・・・・
出力端子、１）０９゜１２１６・・・・・・出力端子Ａ
、１）１０．１２１８・・・・・・出力端子Ｂ、１２１
７・・・・・・出力端子Ｃ，１）０３・・・・・・−４
５°移相器、１）０５・・・・・・＋４５°移相器、１
２ｏ７・・・・・・−２，２５°移相器、１２０８・・
・・・・＋２２．５°移相器、１２ｏ９・・・・・・＋
６７゜５°移相器、１２１Ｏ・・・・・・−６７，５°
移相器、１２１５・・・・・・比較器、１６０１・・・
・・・伝送信号生成回路、１６ｏ２・・・・・・第１空
中線、１６０３・・・・・・第２空中線、１６０４・・
・・・・第に空中線、１６０５〜１６０７・・・・・・
レベル調節器、１６ｏ８・・・・・・第１遅延器、１６
０９・・・・・・第２遅延器、１６１０・・・・・・第
に一１遅延器。 ゛　代理人の氏名　弁理士　中尾敏男　はか１名−Ｉ偽
ヒＨ宅ヒ −　　　　　　　　　　隻狸 鰍　　　　　　　　　　ｌ 憾　　　　　　　　匂浬 第１Ｏ図 第１）図 二　　　　降献ぢコ骨 区 第１７図 データ列　　　、、、０．．７．ｌｌ、７，１）、−ｍ
−下−＋−Ｔ−＠ （ｃ）検液出力　　　　−一一−−−−一一一二＝−＝
＝＝＝”Ｉ＝−＃Ｉ１９図 データ列−−−／・Ｏ・３、　、．１，１、　　／１・
２、−−−一１−　Ｔ−）−Ｔ−１−Ｔ−＋Ｔ　−１３
６０°　−−−一−−−−−−−−−−−−−−−−−
−一−−１Ｔ１）Ｖ２＋ 第２１図 ヒーＴ　＋　Ｔ　−１

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）ディジタルデータを伝送する伝送装置において、
   データの１タイムスロット内の位相遷移波形が放物線波
   形をしており、任意のタイムスロット内の位相遷移波形
   と、所定のタイムスロットだけ後のタイムスロット内の
   位相遷移波形とは、伝送される情報にかかわらず同一の
   形状であり、所定のタイムスロットだけ離れた、これら
   両者のタイムスロットの同位置どうしの間の位相差に伝
   送される情報がある伝送信号を用いることを特徴とする
   ディジタル信号伝送方法。
2. （２）位相差は２πを２の累乗の数で均等に分割した角
   度のいずれかであることを特徴とする特許請求の範囲第
   （１）項記載のディジタル信号伝送方法。
3. （３）伝送信号は、所定のタイムスロットに相当する遅
   延を得ることのできる遅延線を用いる遅延検波によって
   検波されることを特徴とする特許請求の範囲第（１）項
   記載のディジタル信号伝送方法。
4. （４）所定のタイムスロットは、１タイムスロットであ
   ることを特徴とする特許請求の範囲第（１）項記載のデ
   ィジタル信号伝送方法。