JPH02269466A - 昇圧コンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、入力電圧よりも出力電圧を高くすることが可
能な昇圧コンバータに関する。

（従来の技術） 第４図は昇圧コンバータの基本回路を示し、同図におい
て、Ｅは直流電源、Ｌはインダクタンス、Ｄは逆流防止
用ダイオード、Ｃは平滑用コンデンサ、舖はスイッチン
グ素子、Ｒは負荷である。

次に、動作を説明する。スイッチング素子籏のスイッチ
ング動作によって、スイッチング素子３判の両端電圧Ｖ
ＳＷ、インダクタンスＬを流れる入力電流ｒｔ　、スイ
ッチング素子ＳＷを流れる電流ｔｓｈ、負荷Ｒを流れる
直流出力電流Ｉ０は、夫々第５図に示すようになる。そ
して、スイッチング素子Ｓ−がオンしているオン期間Ｔ
ＯＨの間には直流電源ＥよりインダクタンスＬに電流ｉ
Ｉが流れる。電源Ｅからの入力電圧を８１インダクタン
スＬのインダクタンス値をし、スイッチング素子ｓＩ／
４のオン期間をＴ。Ｎとすると、電流ｉ、は時間と共に
−次関数的に増加し、 時点 ＯＮ で最大値 ＩＦ となる。

そ の値は、ｉ　ＩＰ＝　　　Ｘ　Ｔｏイ　で与えられる。

し この電流によってインダクタンスしにエネルギーＰＬが
蓄えられ、１周期当りでは、 Ｌ スイッチング素子Ｓ−がオフすると、インダクタンスし
に逆起電力が発生し、この起電力は電流１１と同方向に
電流を流し続けようとし、逆流防止用ダイオードＤを通
して電流ｉ！が流れ、この電流１２は平滑用コンデンサ
Ｃの充電電流となる。

ここで、直流出力電圧をＶＤ％直流出力電流Ｉ０とする
と、インダクタンスＬの蓄積エネルギー量と直流出力電
力が等しくなるため、 Ｌ 従って、この式から、出力電圧ＶＤは、２１゜ ×Ｌ 今、入力電圧ｅおよび出力電流Ｉ０が変化した場合、ス
イッチング素子ＳＷのオン期間Ｔ。Ｎ　もしくはスイッ
チング素子針の周波数ｆを変化させる事により、出力電
圧ｖ０を定電圧化することができる。

一般に、この回路動作では、オフ期間Ｔ。ＦＦは電流ｉ
ｚの流れる期間ＴＯＯＮに対しＴＯＦＦ　＞　ＴＤＯＮ
に設定され、期間Δｊ　ｏｆｆを依存させている。これ
は、ＴＯＦＦ≦Ｔ工。、となった場合、逆流防止用ダイ
オードＤが導通期間中にスイッチング素子針がオンする
ため、ダイオードＤの逆回復時間の間、−ｉｚなる電流
が流れ、損失が増加すると井に、ノイズ発生の原因とな
り、好ましくないからである。

第６図は、従来の昇圧コンバータをアクティブ平滑フィ
ルタとして用いた場合の回路図を示し、直流電源Ｅを、
ブリッジ整流器ＢＤと平滑コンデンサＣ，とにより、交
流電源Ｅ、を整流平滑するように構成している。

この場合、スイッチング素子ＳＷの数十ＫＨ２以上の周
波数で全周期にわたりスイッチングすると、第７図に示
すように入力電流■、の波形は各スイッチング電流の各
周期ごとの平均値となり、純抵抗負荷と等価となり、交
流電源ＥＩを整流平滑した脈流ｅと同様な正弦波の波形
となり、理論的には力率の向上、高周波の低下を達成し
得る。なお、この条件として前式ｉ＋ｐ＝□・　Ｔｏｎ
　　より、インダクタンス値りおよびオン期間Ｔ。、４
　は常に等しいことは明白である。

（発明が解決しようとする課題） ところで、第５図に示す前記期間Δｔ０７．に注目する
と、第４図に示す従来の昇圧コンバータの基本動作にお
いては、電流ｉ１、電流１２は共に零であり、電圧Ｖ、
は出力電圧ｖ０と略等しい電圧に保持されたままである
。しかしながら、実際の回路においては、電流１２はイ
ンダクタンスＬのエネルギーが完全に放出されるまで、
流れ続けるのではなくダイオードＤのオン電圧或いはオ
ン電流以下になると流れなくなる。従って、インダクタ
ンスＬにわずかの残留エネルギーΔＰＬが存在する結果
となる。そして、−船釣にスイッチング素子針には半導
体スイッチング素子が用いられるため、これらのスイッ
チング素子ＳＷには分布容量Ｃ０が存在する。この分布
容量Ｃ０とインダクタンスＬとは、第８図に示すように
直列共振回路を形成するため、残留エネルギーΔＰＬに
より共振し、スイッチング素子ＳＨの両端電圧ＶＳＷは
第９図に示すようになり、分布容量Ｃ０には第１０図に
示すように共振電流ｉｃ。

が流れる。

ここで、次周期にスイッチング素子５Ｉ１１がオンする
オン期間Ｔ。Ｎ　は、周波数一定のため常に一定である
が、分布容量Ｃ０、インダクタンスＬの残留エネルギー
のばらつき等で、共振電流ｉｃｅ　　が第１１図に示す
ように変化し、共振位相の０クロス点とスイッチング素
子Ｓ賀のオン位置とを一致させるのは（第１１図の点ａ
、　ｂｌ　ｃのようになる）、非常に困難である。

従って、例えば第６図の回路の場合には、上記共振電流
ｉ、。により、各周期ごとに電流Ｌｐのレベルが変化す
るので、各周期ごとの平均値が正弦波と同じにならない
場合が生ずる。その結果、入力電流波形は、第１２図に
示すように正弦波とはならずに歪を持った波形となる。

このため、入力力率の低下を招くのみならず、高周波成
分が大きくなり、本来の目的である力率の向上、高周波
の低下が達成できなくなる。

本発明は上記問題点に鑑み、力率の向上、高周波の低下
を十分に達成することができる昇圧コンバータを提供す
ることを目的とする。

（課題を解決するための手段） この技術的課題を解決するための本発明の技術的手段は
、直流電源Ｅの両端に、インダクタンスＬと逆流防止用
ダイオードＤと平滑用コンデンサＣとの直列回路が接続
され、前記逆流防止用ダイオードＤと平滑用コンデンサ
Ｃとの直列回路に、スイッチング素子ＳＷが、該スイッ
チング素子ＳＷと前記直流電源ＥとインダクタンスＬと
の閉ループを構成するように、並列接続され、スイッチ
ング素子Ｓ−のオンオフ制御により、平滑用コンデンサ
Ｃの両端から直流出力を取出すようにした昇圧コンバー
タにおいて、 前記スイッチング素子針と直流電源Ｅとインダクタンス
Ｌとの閉ループに、逆流防止用ダイオードＤ、が直列に
挿入されている点にある。

（作　用） 逆流防止用ダイオードＤ、により、インダクタンスＬと
スイッチング素子ＳＷの分布容ｔｃ、とで形成される直
列共振ループをなくすことができ、インダクタンスＬの
残留エネルギーによって共振電流ｉｅｏが流れることが
なくなり、従って入力電流波形を正弦波波形に極力近づ
けることができる。

（実施例） 以下、本発明を図示の実施例に従って説明すると、第１
図において、Ｄｌは逆流防止用ダイオードで、スイッチ
ング素子Ｓ−と直流電源ＥとインダクタンスＬとの閉ル
ープにおけるインダクタンスＬとスイッチング素子Ｓ−
との間に挿入されている。

従って、逆流防止用ダイオードＤ、により、インダクタ
ンスＬとスイッチング素子針の分布容量Ｃ０とで形成さ
れる直列共振ループをなくすことができ、インダクタン
スＬの残留エネルギーによって共振電流ｉ、。が流れる
ことがなくなり、従って入力電流波形を正弦波波形に極
力近づけることができる。

なお、前記逆流防止用ダイオードＤ、は、インダクタン
スＬとスイッチング素子針の分布容量Ｃ０とにより共振
周波数に対し対応できる高速ダイオードが好ましい。

第２図は他の実施例を示し、逆流防止用ダイオードＤＩ
を、スイッチング素子針と直流電源Ｅとインダクタンス
Ｌとの閉ループにおける直流電源ＥとインダクタンスＬ
との間に挿入したものであり、前記実施例と同様に、イ
ンダクタンスＬとスイッチング素子ＳＷの分布容量Ｃ０
で形成される直列共振ループをなくすことができる。

第３図は他の実施例を示し、逆流防止用ダイオードＤ、
を、スイッチング素子Ｓ−と直流電源Ｅとインダクタン
スＬとの閉ループにおける直流電源Ｅとスイッチング素
子Ｓ賀との間に挿入したものであり、前記実施例と同様
に、インダクタンスＬとスイッチング素子針の分布容量
Ｃ０で形成される直列共振ループをなくすことができる
。

なお、前記実施例では、ブリッジ整流器ＤＢが、逆流防
止用ダイオードｎ、と同様の機能を果すとも考えられる
が、−船釣にはブリッジ整流器ＤＢのダイオードは低速
タイプのダイオードが用いられるため、高周波的に逆流
を防止する効果はなく、又通常はチョッパによるノイズ
を交流電源Ｅ、に帰還させないため、バイパス用のコン
デンサが挿入される。従って電源出力は高周波的には短
絡状態にあり、ブリッジ整流器ＤＢが逆流防止用ダイオ
ードＤ、と同様の機能を果すことはできない。

また、スイッチング素子Ｓ−に使用する半導体スイッチ
のオフ時のｄｖ／ｄｔを改善するために、第１図乃至第
３図に鎖線で示す如く、スイッチング素子ＳＷの両端に
コンデンサＣｔを接続するようにしてもよく、この場合
も逆流防止用ダイオードＤ１は有効に機能する。

なお、前記実施例では直流電源Ｅを、ブリッジ整流器Ｄ
Ｂと平滑コンデンサＣ，とにより交流電源Ｅ。

を整流平滑するように構成しているが、直流電源Ｅはこ
れに限定されず、直流を出力するものであれば他の構成
のものであってもよい。

（発明の効果） 本発明によれば、スイッチング素子ＳＷと直流電源Ｅと
インダクタンスＬとの閉ループに、逆流防止用ダイオー
ドＤ、が直列に挿入されているので、インダクタンスＬ
とスイッチング素子Ｓ−の分布容量Ｃ０で形成される直
列共振ループをなくすことができ、従ってインダクタン
スＬの残留エネルギーによる共振電流ｉｃｅ　　が流れ
なくなり、インダクタンスＬの入力電流波形を正弦波波
形に極力近づけることができ、このため、入力力率の低
下を防止し得ると共に、高周波成分が少なくなり、十分
に力率を向上させかつ高周波を低下させることができ、
その効果は著大である。

【図面の簡単な説明】 第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は他の
実施例を示す回路図、第３図は他の実施例を示す回路図
である。第４図は従来の昇圧コンバータの基本回路を示
す回路図、第５図は回路動作説明用の波形図、第６図は
従来の昇圧コンバータを示す回路図、第７図は同回路動
作説明用の波形図、第８図は従来の問題点説明用の回路
図、第９図乃至第１２図は同波形図である。 Ｅ−・直流電源、し・・・−インダクタンス、口、−・
〜逆流防止用ダイオード、Ｃ・−平滑用コンデンサ、Ｓ
Ｉ／４−スイッチング素子、Ｄ＋・−・・逆流防止用ダ
イオード。 特許出願人　　池田電機株式会社 第２ｃｉｌＩ Ａミ 第３図 第 図 第７５ 図 第 ■ 第 図 第１０図 第１２図 手続補正書帽釦 平成１年６月ｐ日 平成１年 特 許 願 第８８５９８号 名 称 池 田 電 機 株 式 ％式％ ６６補正の対象 ・明細書の発明の詳細な説明の欄 ・明細書の図面の簡単な説明の欄 ７、補正の内容 （１）明細書第４頁第１６行目の「ブリッジ整流器Ｔｈ
Ｄ、を「ブリッジ整流器ＤＢ、と訂正する。 同第４頁第１６行目から第１７行目及び第１２頁第６行
目の「平滑コンデンサ」を夫々「高周１バイパス用コン
デンサＪと訂正する。 同第４頁第１７行目、第５頁第３行目及び第０頁第２０
行目の「整流平滑」を「整流」と訂正する。 （４）同第５頁第５行目、第７頁第３行目、第７頁第４
行目、第７頁第６行目から第７行目の「高周波」を夫々
「高調波」と訂正する。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）直流電源（Ｅ）の両端に、インダクタンス（Ｌ）
   と逆流防止用ダイオード（Ｄ）と平滑用コンデンサ（Ｃ
   ）との直列回路が接続され、前記逆流防止用ダイオード
   （Ｄ）と平滑用コンデンサ（Ｃ）との直列回路に、スイ
   ッチング素子（ＳＷ）が、該スイッチング素子（ＳＷ）
   と前記直流電源（Ｅ）とインダクタンス（Ｌ）との閉ル
   ープを構成するように並列接続され、スイッチング素子
   （ＳＷ）のオンオフ制御により、平滑用コンデンサ（Ｃ
   ）の両端から直流出力を取出すようにした昇圧コンバー
   タにおいて、 前記スイッチング素子（ＳＷ）と直流電源（Ｅ）とイン
   ダクタンス（Ｌ）との閉ループに、逆流防止用ダイオー
   ド（Ｄ＿１）が直列に挿入されていることを特徴とする
   昇圧コンバータ。