JPH022728A - 位相偏移キーイング方式の光学的ホモダイン又はヘテロダイン受信機の局部発振器用の制御回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は位相偏移キーイング（ＰＳＫ）方式の光学的ホ
モダイン又はヘテロダイン受信機の局部発振器用の制御
回路に関する。コヒーレントな源及びヘテロダイン技術
を使用して、光学方式の受信機感度をかなり高めること
かてきる。この受信機の感度は、復調信号かベースバン
トにあるように差周波数をＯにすることによって更に改
良することかてき、いわゆるホモダイン方式を形成する
ことかてきる。ホモダイン受信機の基本構成は第１ａ図
に与えられている。この受信機においでは、送信された
信号及び局部発振器からの光は同一の偏光面にあるよう
にされる。この２つの信号の電界の組み合せは第１ｂ図
のベクトル図から容易に分る。高状態では、ベクトルは
加わり、そして合成強度は電界の平方の関数てあり、（
Ｅ０＋ＥＲ）２又はＥ。”十Ｅ□”＋　２　Ｅ　ｏ　Ｅ
　Ｒに比例する。従って、送信された信号の位相か低状
態に反転されると、合成強度は（Ｅｏ＋ＥＲ）”又はＥ
　ｏ′＋　Ｅ　％＋２　Ｅ　ｏ　Ｅ　Ｒとなる。検出器
て発生された信号電流はその強度に比例するのて、明ら
かに、電流の変化は２ＥｏＥｑに比例する。明白なこの
信号レベルの改良により直接変調型に比較してこのよう
な受信機の性能は改善される。従つて、信号電流は増偏
されて従来の仕方て再生される。所望の結果を得るため
には、ｒｌＪから「０」へモして又この逆の丑移を形成
することか必要である。

本発明の目的は使用される受信信号からデータを抽出し
て局部発振器か正しい周波数にあるようにこの局部発振
器を制御し、続いて、正しい位相関係を維持するように
制御データを提供することである。

本発明の他の目的は他の制御装置を提供することである
。

本発明によれば、位相偏移キーイング方式の光学的ホモ
ダイン又はヘテロダイン受信機用の制御装置か提供され
る。この装置は局部発振器の周波数及び位相を最適値に
維持するための手段を制御するようにした制御器を有す
る。

本発明の実施例を添付図面に関して以下に説明する。

１３００〜１６００ｎｍの範囲の波長又は約２ｘ　ｌ　
Ｏ１９を中心とする周波数で動作する光源の場合、送受
信周波数か受信機の電気制御回路の動作範囲内に入るよ
うに充分に接近することはてきず、そして、６８７　Ｍ
　Ｂ　ｉ　ｔ　／　ｓて動作する符号化５６５ＭＢ　ｉ
　ｔｓ方式の場合、前記電気制御回路は約４ｘ１０８即
ち光源周波数の０．０００２％となると仮定しなければ
ならない。このためには、第２図に示したようなＡＧＣ
回路の一部とすることかできる適当な検出器によって受
信機の信号の存在か示されるまて、段階的に波長範囲に
わたって局部発振器かゆっくりと駆動されると仮定する
。寥導体レーザ用の制御機構はその持続的な電流又は温
度の変動の原因になる可能性かあり、カスレーザの場合
は外部共振器または音響光学変調器かそうなる。信号か
受信機の制御範囲にある場合、最初の掃引制御信号は制
御電流レベルにロックされ、このレベルはこれから説明
する周波数制御方式の平均レベルを形成する。

制御データを得る方法を合理的に理解するために、第１
ｂ図から前に得た解析よりも更に詳しい解析をすること
か必要である。信号どうしか位相関連を有しない場合第
３図により与えられる条件を考慮する。公知の三角関数
の関係により、以下のことを示すことかできる。

Ｅｔ””　ＥＯ’＋　Ｅ！＋’＋　２　ＥＯＥＲｃｏｓ
ψここてＥＴは全電界てあり、そして、ψは不一致角で
ある。

従って、信号レベルは次に比例する： ２　Ｅ　ＯＥ　ｔ＋　ｃｏｓψ 説明上、信号形は第４図に示したように正弦波としであ
る。便宜上ここて、ｒｌＪ状態と呼ばれる高状態から低
即ち「０」状態への遷移の位相変化はπ／２（１−ＣＯ
Ｓπｔ／Ｔ）である。

ここてｔは時間てあり、■はビット周期である。信号レ
ベルはｃｏｓ［π／２（１−ｃｏｓπｔ／Ｔ）］てあり
、この値は、ナイキスト周波９１／２Ｔを中心とする周
波数成分とその奇数高調波を有するｓｉｎ［π／２ｃｏ
ｓπｔ／Ｔｌ又はベッセル関数に変換される。次に局部
発振器かω８の角速度差と周波数同期をされてい場合を
考える。この遷移中の信号変動はｃｏｓ［π／２（１−
ｃｏｓπｔ／Ｔ）＋　（１１ｅｔｌ　となり、そして、
その拡張の１成分は　＋ｃｏｓ［π／２（１−ｃｏｓπ
ｔ／Ｔ）］ｘ　ｓｉｎωｅｔである。これと同−項はｒ
ＯＪからｒｌＪ状態への逆遷移中に発生ずるということ
を示すことかてきる。従って、全スペクトル中にはこの
項の成分か現れなければなうなし＼。改質な項はｓｉｎ
ωｅ１と中ｓｉｎωｅｔ　Ｃ０８２πｔ／Ｔである。こ
の後者の項は（２ｆｎ＋ｆｅ）（２ｆ、、−ｆ、、）に
おいて２木の線を生しる。ここて、第５図に示したよう
に、ω、しは２πｆ、てあり、ωｅｔは２πｆｅである
。従って、いくつかの方法で差（即ち偏差）周波数ｆｅ
を決定することかできる。狭帯域可変フィルタはｒ、、
、　（２ｆｎ−ｆｅ）又は（ｆｎ＋ｆｅ）のいずれかを
抽出する必要かある。１つの可能性は（２ｆｎ−ｆ、）
を抽出する掃引発振器を持つ位相ロックルーフ（ＰＬＬ
）である。周波数（２ｆ、−ｆｅ）か好ましいのはｆカ
の受入可能な「やの上限まで零を含む掃引を行なうこと
か困難なためである。成分（２，ｆｌｌ＋ｆ、）は非常
に広い帯域受信回路を必要とし、一方、（２ｆ。

ｆｅ）は従来の帯域幅あたってよい。この装置のブロン
ク線図は第６図として与えてあり、処理される信号は主
信号路から分離される。掃引周波数かＰＬＬの引っ込み
範囲に入ると、ＰＬＬは制御を引受け、偏差周波数を追
跡する。掃引周波数と２ｆ、どの周波数差はミキサて得
られるか、２ｆｎのずれは後て説明する。この偏差周波
数は周波数カウンタにより決定され、その補正は局部発
振器の制御部に加えられる。

最終要件は信号を位相同期させることである。

信号か位相制御の範囲内にあるということは２ｆｎに中
心周波数を持つ狭帯域フィルタを通る信号の存在により
示される。この状態か達成されると、微細周波数制御方
式かロックされる。

最終段階は信号どうしを位相同期させることである。こ
れらの信号の位相かずれている場合、項＋ｃｏｓ　π／
２　（ｃｏｓ　ｆｒｔ／Ｔ）Ｉｓｉｎφはベッセル関数
の項として現れる。ここでφは角度の不一致である。負
の符号はこのずれが正の場合に当てはまるか、この逆も
又成り立つ、この成分の大きさは大である。偏移の方向
を決定するには基準信号が必要てあり、この基質信号は
ナイキスト周波数の低レベル信号を伝送信号に加えるこ
とによって与えられる。あるいは又、得られるクロ・ン
ク信号を使用することもてきる。この加えられた信号か
使用される場合この信号は２倍にされ、そして１位相比
較塁か使用されて第８図のフロック線図により示される
方向を決定する。この最終制御用のデータは主伝送路か
ら得られる。

偏光制御 ホモダイン受信機の信号レベルの変化は周波数／位相又
は偏光の不一致のいずれかに原因かある場合かあるのて
、これらの原因を区別することかできなければならない
。周波数検出器又は位相検出器のいずれかにおける信号
の存在は信号レベルの消失か周波数／位相の不一致に原
因しているということを示す。このデータは偏光制御器
を締め出すために使用され、このことは受信機における
信号の不存在の場合にもあてはまる。

周波数／位相の不一致の表示かない場合、受信信号検出
器は偏光制御器の制御に使用される。従ってこの制御器
は中央制御器の制御下にも置くこともてきる。偏光器は
有限の角度にわたって回転することかてきるたけである
のて情報は注意深く監視されなければならず、従って中
心制御器はいかなる動作か必要なのかを決定しなければ
ならない。このためには２つの直交配置の偏光器を使用
することかできる。

ブロック構成図全体は第８図として与えられており、こ
の第８図は別々の周波数位相及び偏光制御を示し、その
制御機能は中央プロセッサにより制御される。

第９ａ図は別のホモダイン受信機を示す。この受信機で
は、送信された信号と局部発振器からの光か同一の偏光
面にあるようにされる。この２つの信号の電界の組み合
せは第９ｂ図に示しである。

２つの状態の間て送信信号か切り換るＰＳＫ伝送の場合
の別の制御装置を次に説明する。最適の検出効率を達成
するには、局部発振器を受信信号と周波数及び位相の点
て同期した状態に維持することか必要である。これは３
段階て行なうことができる。その第１段階は局部信号を
受信帯域内にもってくることてあり、第２段階は微細な
周波数台せてあり、そして、最終段階は位相一致を行う
ことである。

このためには、第１Ｏ図に示したＡＧＣ回路の一部とす
ることかてきる適当な検出器によって受信機の信号の存
在か示されるまて段階的に波長範囲にわたって局部発振
器かゆっくりと駆動されると仮定する。半導体レーザ用
の制御機構は持続的な電流又は温度の変化となり得るも
のてあり、ガスレーザの場合には外部共振器又は音響光
学変調器かそうなり得る。

信号か受信機の制御範囲にある場合、初期の掃引制御信
号は制御電流レベルにロックされ、そして、この制御電
流レベルは次に記載される微細周波数制御方式用の平均
レベルを形成する。

次の２段階の制御を達成するために、変調レベルは÷π
／２より下にいくぶん減少され、そして、ピーク変調か
◆π／２となるように低レベル信号を付加する。なるべ
くなら、付加信号の周波数は１７２丁のナイキスト周波
数であることか好ましい。

ここてＴはビット周期である。この付加信号の交差点が
第１１［３に示したように主データのサンプリンク点と
一致するようにすることによってこの方式の性能の劣化
は最小になるということが保証される。

制御データを得る方法を合理的に理解するために、第９
ｂ図から前に得た解析よりも更に詳しい解析をすること
か必要である。信号どうしか位相関係のない場合、第１
２図により与えらる条件を考慮する。公知の三角関数の
関係によって次のことか示される。

Ｅ、”＝Ｅ、２＋Ｅｌ１２＋　２　Ｅ、ＥＲｃｏｓψこ
こでＥｔは全電界であり、ψは不一致の角度である。

従って、信号レベルは２ＥｏＥ、ｃｏｓψに比例する。

変調によって変化される角度は第１２図に示したように
なるのて、検出信号は５ｉｎ（θ（ｔ））であるという
ことかいえる、ここでθ（１）はθの時間変化関数であ
る。

従って高位相条件ては出力は次のごとくになる ｓｉｎ　［（π／２−φ）＋φ５ｉｎ（πｔ／Ｔ）］こ
こてφは加えられた信号によって発生されるピーク位相
変化であり、低位相状態では出力は次のごとくになる： ｓｉｎ［ｌπ／２−　φ）◆φ５ｉｎ（πｔ／Ｔ）］こ
れらの項を拡張すると： ｓｉｎ［＋（π／２−φ）］ｃｏｓ［φ５ｉｎ（πｔ／
Ｔ）］＋ｃｏｓ［＋　（ｗ　／２−φ）］ｓｉｎ［φ５
ｉｎ（πｔ／Ｔ）］。

このｍｌの項はスペクトル全体ては互いに打ち消し合う
等しく互いに逆の成分を発生する。しかるに第２の項は
互いに加わる成分を発生し、そして次のごとくになる： ｃｏｓ［π／２−φ］［２Ｊｌ（φ）ｓｉｎ　（πｔ／
Ｔ）−２，ｂ（φ）ｓｉｎ３πｔ／Ｔ−−−］ ここてＪｎ（φ）は該当するベッセル関数である。

重要な項は： ２ｃｏｓ　［π／２−　φ］　　［Ｊｌ（φ）ｓｉｎ（
πｔ／Ｔ）］”（１）局部発振器の周波数か受信信号周
波数と異なるときに出力は次のごとくになる： ｓｉｎ［＋　π／２−φ］＋ωｔ＋ｓｉｎφ（πｔ／Ｔ
）］ここでωは差角速度である。

前述のようにこれを拡張すると次の項が得られる ｃｏｓ［＋（π／２−　φ）］　　ｓｉｎ［ωｔ＋φ５
ｉｎ（πｔ／Ｔ）］＝ｃｏｓ　［＋（π／２−　φ月［
（１）　ｔｃｏｓ　［５ｉｎ（πｔ／Ｔ）］　＋ｃｏｓ
ωｔ　　ｓｉｎ［φｓｉｎ（ｗ　ｔ／Ｔ）］これから次
か得られる ｃｏｓ（π　／２−　φ　）（［ｓｉｎ　　ｔ［Ｊ、（
φ　）＋２Ｊ２（φ）ｃｏｓ（２πｔ／Ｔ）、、、、、
、］＋ｃｏｓｔ（２Ｊ、（φ）Ｘｓｉｎ（πｔ／Ｔ）−
２Ｊ３（φ）　　５ｉｎ（３πｔ／Ｔ）　、、、、、］
）・・・・（２） 重要な項は。

１、ｃｏｓ（π／２−φ）Ｊｏ（φ）Ｓｉｎωｔ２．２
ｃｏｓ　（π／２−φ）Ｊｌ（φ）ｃｏｓωｔ　５ｉｎ
（πｔ／Ｔ）３．２ｃｏｓ　（π／２−φ）Ｊ２（φ）
ｓｉｎωｔ　ｃｏｓ（２πｔ／Ｔ）これらのもののどの
成分も周波数ずれの度合を決定するために使用すること
ができる。雑音及び他のスペクトル成分の存在下におい
では、前述の成分を突き止めるために広帯域の選択回路
を使用することは不可能であるので狭帯域追跡フィルタ
を使用する。１つの例は第１３図に与えである。これは
位相検出器に１つの入力を提供する掃引発振器よりなる
。第２の入力はフィルタされた受信信号となる。位相検
出器の出力は制御器に送られる。信号か位相ロック範囲
に存在する場合、制御器は掃引発振器をスペクトルの適
切な成分に固定する。

好適な成分はナイキスト周波数より上の差周波数である
項２からのものである。これか選らばれるのはそれかナ
イキスト周波数からナイキスト周波数の２倍まての２：
１の掃引範囲を必要とするのみであるかうである０周波
数のずれの度合を決定するために、そのＰＬＬ発振器の
信号はナイキスト周波数の発振器からの信号と混合され
る。その差の周波数は周波数カウンタて決定され、そし
てその出力は局部発振器の周波数を調整するために使用
される。

微細な周波数制御かナイキスト周波数を中心とする狭帯
域フィルタの通過帯域内にもたらされると、位相制御回
路か動作させられる。ωｔを式（２）から得られる第２
の項の偏移角αて置き換えることによりナイキスト周波
数には次の式で表される大きさを持つ成分か存在すると
いうことか容易に分る。

２ｃｏｓ　（π／２−φ）ＣＯＳ（Ｅ　Ｊ＋（φ）この
式を式（１）と比較すると、それはＣＯＳαを乗した位
相一致の成分であるということか分る。

従って偏移角か増大するとこの信号のレベルは減少する
。従って、局部発振器の位相はそのフィルタに関連する
検出器から最大の直流出力か得られるように調節される
ことになる。

制御方式全体は第１４図として示しである。本発明は搬
送波の微分を必要とするヘテロダイン受信機まで拡張す
ることもてきる。この搬送波を得る２つの普通の方法は
信号を２倍にしてこの２倍の周波数の検索の後にそれを
半分にして所望の信号を得ることである。あるいは又変
調レベルを減少し、従って、小レベルの搬送波を送るこ
とである。光学的なヘテロダイン方式では、搬送波は。

変調の遷移部を形成し、非線形検出を利用することによ
って回復することかてきる。

光学的なヘテロダイン方式では、受信検出器への入力は
局部発振器の光源に対する受信信号の加算の結果である
。それはそれぞれの電界の和てあり、そして、これらは
第１５図に示したように２つの電気ベクトルとして考え
ることかてきる。２つのベクトルである局部発振器のＥ
。と受信信号のＥＲの和は次の公知の三角関数の関係に
より与えられる Ｅ７”＝　Ｅ　Ｏ”　＋　Ｅ　Ｒ”＋　２　Ｅ　ＯＥ　
ＲＣＯ５ψ重要な項は増幅された信号２ＥｏＥ、ｃｏｓ
ψである。変調は第１５図のφの変化てあり、そして、
ベクトルかωｔて回転するヘテロダイン信号では、検出
信号は次のように書くことかてきる：ｓｉｎ　（ωｔ＋
φ（ｔ）） ここてφ（１，）は変調関数である。

ｌビウト期間に等しい数の半サイクルを得るためには、
ωはｎｆＣＴに等しくなければならない。

ここてＴはビット周期である。信号を解析するために、
伝送信号は第１６図に示した２つの領域に分割すること
かてきる。これらの領域を考える場合、φ（１）は一定
÷π／２てあり、検出信号は次のように書くことかてき
る ５ｉｎ（ｎ　πＴ／ｌ＋π／２） 逆位相の周期は等しいのてｎ／Ｔの成分は生じない。

１つの状態から別の状態に位相が変化する周期をとり、
そして、便宜上その形状は正弦波であると考えると、検
出信号は次のごとく書くことかできる ｓｉｎ　（ｎπｔ／Ｔ＋π／２　ｓｉｎ　（πｔ／Ｔ）
）正の符号は立ち下がりを表し、負の信号は立ち上がり
を示す。

この式を拡張すると、 ｓｉｎ　（ｎπｔ／Ｔ）ｃｏｓ（＋　π／２　ｓｉｎ？
ｒ　ｔ／Ｔ））＋ＣＯ５ｎｗＬ／Ｔ　５ｉｎ（＋　π／
２　ｓｉｎ　　πｔ／Ｔ）もう−度５ｉｎ（＋　π／２
　ｓｉｎ　（πｔ／Ｔ））の成分は打ち消し合い、一方
、ｃｏｓ（十π／２　ｓｉｎ　（πｔ／Ｔ））の成分は
同一符号であるのて加わり合う。この第１の項を拡張す
ると次のようになる： ５ｉｎ（πｎｔ／Ｔ）　（Ｊｏ（π／２）÷２Ｊ２（π
／２）ｃｏｓ（２πＬ／Ｔ）÷２Ｊ４（π／２）ｃｏｓ
（４πｔ／Ｔ）・・・・（１）ここてＪ。（２）は該当
するベッセル関数である。

これにより次の式の同相成分か生しる８Ｊｏ　ｈｒ／２
）　ｓｉｎ　ｎ　πｔ／ＴモしてＲＳレベルは平均デー
タパワーより低い９．５ｄＢである。

回復される搬送波は以下の用途に用いることかてきる： （ａ）変調のコヒーレント検出、及び （ｂ）制御情報としての使用。

制御方式はいくつかの方法て行うことかてきよう。始動
時に検出可能な信号は存在しない可能性かあり、そして
、探索段階か必要とされよう。この探索段階は第１７図
に示したように有限の範囲にわたって局部発振器の周波
数をゆっくりと掃引することにより得られる。信号か中
間周波増幅器の端にある検出器て得られると１局部発振
器の周波数はその検出器から最大出力を提供するように
Ａ節される。次の段階はフィルタ回路を使用して信号搬
送波を発見し、そして、それを第１８図の場合のように
正しい周波数に調節す°ることである。この周波数の決
定には周波数弁別器が必要とされる。更に精密な制御の
ために、第３段階は式（１）の拡張の第２項から分るよ
うに発生する（ｎ−２／Ｔ）の周波数成分を利用するこ
とかてきよう。この成分をフィルタし、そして、適切な
比を乗することにより、第１９図に示したように位相検
出器て中間周波搬送波とそれを比較することかてきる。

掛算かｎ−２＝１の３倍になるようにするｎの１つの便
利な値は３である。差の周波数か余りにも低く、′そし
て中間周波数か余りにも低く、従って、もしもその差か
高すぎると逆も成り立つという意味て、位相検出器の出
力はずれの方向に関する情報を与える。

制御方式全体は第１２図として示した。

上記の説明は本発明の範囲を制限する意図てはない。当
業者に理解されるように、本発明の別の実施態様も本特
許請求の範囲の範囲内て可能である。

【図面の簡単な説明】

第１ａ図はホモダイン受信機のブロック線図を示し。 第ｉｂ図はベクトル図を示し、 第２１２１は最初の周波数制御回路を示し。 第３図は位相ずれのベクトル図を示し、第４図は正弦波
の遷移状態を示し、 第５図は周波数のずれによって導入されるスペクトル線
を示し、 第６図は局部発振器の微細周波数制御回路を示し 第７図は局部発振器の位相制御回路を示し、第８図は光
学的ホモダイン周波数・位相制御回路網のブロック線図
全体を示し、 第９ａ図はホモダイン受信機の別のブロック線図を示し
、 第９ｂ図はベクトル図を示し、 第１０図は連続周波数制御回路を示し、第１１図は組み
合された信号及びサンプリング点を示し ｍ１２図は位相ずれの成分のベクトル和を示し 第１３図は微細周波数制御回路を示し、第１４図は別の
光学的ホモダイン周波数・位相制御回路網のブロック線
図を示し、 第１５図はヘテロダイン受信機に関するベクトル関係を
示し、 第１６図は信号領域を示し、 第１７図は連続周波数制御回路を示し、第１８図は微細
周波数制御回路を示し、第１９図は微細周波数制御回路
を示し、及び、第２０図は光学的ヘテロダイン周波数回
路網のブロック線図を示す。 図面の浄書（内容に変更なし） 第り図 第１ｂ図

Claims (19)

【特許請求の範囲】
1. （１）位相偏移キーイング方式の光学的ホモダイン又は
   ヘテロダイン受信機の局部発振器用の制御装置において
   、前記局部発振器の周波数及び位相を最適値に維持する
   手段を制御するようにした制御器を有することを特徴と
   する制御装置。
2. （２）請求項（１）において、前記制御装置により受信
   された信号の偏光面と共平面の前記局部発振器の偏光面
   を維持する手段が設けられていることを特徴とする制御
   装置。
3. （３）請求項（２）において、前記局部発振器はレーザ
   発振器であることを特徴とする制御装置。
4. （４）請求項（３）において、前記局部発振器の周波数
   を最適値に維持する手段は前記局部発振器を制御するフ
   ェーズロックループを形成する掃引発振器・位相検出器
   よりなることを特徴とする制御装置。
5. （５）請求項（４）において、偏差周波数は周波数カウ
   ンタにより決定され、そして、補正は周波数制御回路を
   介して前記局部発振器に与えられることを特徴とする制
   御装置。
6. （６）請求項（５）において、狭帯域フィルタが設けら
   れ、この狭帯域フィルタを通過する信号の存在によりこ
   の信号が位相制御の範囲にあるということが示されるこ
   とを特徴とする制御装置。
7. （７）請求項（６）において、送信信号にナイキスト周
   波数の信号を加えることにより基準信号が与えられ、倍
   回路がこの信号を受信して２倍にし、そして、位相比較
   器が位相偏移の方向を決定することを特徴とする制御装
   置。
8. （８）請求項（７）において、２つの直交配置の偏光器
   が設けられ、この各々は有限の角度にわたって回転可能
   であると共に、信号が周波数検出器又は位相検出器で検
   出されたときに禁止される偏光制御回路により制御され
   ることを特徴とする制御装置。
9. （９）請求項（１）において、受信機では、送信信号と
   前記局部発振器からの光とが同一の偏光面にあるように
   され、そして、信号が前記受信機に存在するようになる
   まで前記局部発振器は段階的に波長範囲にわたって駆動
   され、そして、信号が受信機に存在するようになるとこ
   の信号はそのレベルにロックされることを特徴とする制
   御装置。
10. （１０）請求項（９）において、位相検出器は掃引発振
    器からの入力信号と前記受信信号を受信し、前記位相検
    出器の出力は前記制御器に送られ、この制御器は位相ロ
    ック範囲に前記信号があるときに前記掃引発振器をロッ
    クすることを特徴とする制御装置。
11. （１１）請求項（１０）において、前記掃引発振器のロ
    ック信号はナイキスト周波数で動作している発振器から
    の信号と混合回路で混合され、そして、その２つの信号
    の差の周波数は周波数カウンタにより決定されると共に
    前記局部発振器の周波数を調整するために使用されるこ
    とを特徴とする制御装置。
12. （１２）請求項（１１）において、前記周波数が前記ナ
    イキスト周波数を中心とするフィルタの通過帯域内に持
    ち来たされた後、位相制御回路が前記局部発振器の位相
    を調節して前記位相検出器から最大の直流を与えるよう
    に使用されることを特徴とする制御装置。
13. （１３）請求項（１）において、周波数範囲にわたって
    前記局部発振器の周波数を掃引する掃引信号発生器が使
    用され、そして、中間周波数増幅器の端部に検出器が設
    けられて信号の存在を検出するために使用され、そして
    、前記局部発振器は前記検出器から最大出力を提供する
    ように調節されていることを特徴とする制御装置。
14. （１４）請求項（１３）において、前記信号の搬送波を
    発見するためにフィルタ回路が設けられてこの搬送波を
    必要な周波数に調節することを特徴とする制御装置。
15. （１５）請求項（１４）において、前記中間周波数フィ
    ルタの入力側からの入力と、前記中間周波数フィルタの
    出力側からの入力を位相検出器が受信し、この入力側か
    らの信号は、乗算器に接続されたナイキスト周波数の狭
    帯域フィルタを介して前記検出器に加えられ、そして、
    前記出力側からの信号は前記ナイキスト周波数の３倍の
    狭帯域フィルタを介して前記検出器に加えられ、それに
    より、前記差の周波数が低い場合には、前記中間周波数
    が低く又この逆も成り立つという点で、前記検出器の出
    力は不一致の方向に関する情報を提供することを特徴と
    する制御装置。
16. （１６）ほぼ明細書に記載の制御装置。
17. （１７）ほぼ添付図面の第１図ないし第８図に関して記
    載された制御装置。
18. （１８）ほぼ添付図面の第９図ないし第１４図に関して
    記載された制御装置。
19. （１９）ほぼ添付図面の第１５図ないし第２０図に関し
    て記載された制御装置。