JPH02275993A - 楽音波形発生装置及び楽音波形発生方法 - Google Patents

楽音波形発生装置及び楽音波形発生方法

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JPH02275993A
JPH02275993A JP1341774A JP34177489A JPH02275993A JP H02275993 A JPH02275993 A JP H02275993A JP 1341774 A JP1341774 A JP 1341774A JP 34177489 A JP34177489 A JP 34177489A JP H02275993 A JPH02275993 A JP H02275993A
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、電子楽器における楽音波形発生装置に係り、
更に詳しくは変調を行って高次倍音成分を多く含む楽音
波形を発生する楽音波形発生装置及び楽音波形発生方法
に関する。
これに加え、演奏操作に応じて発生される演奏情報に基
づいて楽音波形の特性を制御する楽音波形発生装置及び
楽音波形発生方法に関する。
また、変調された波形信号の生成を多段で行い、その場
合に任意の接続組合わせで楽音波形を発生ずる楽音波形
発生装置及び楽音波形発生方法に関する。
更に、変調を行って高次倍音成分を多く含む楽音波形を
ステレオで発生ずる楽音波形発生方法及び楽音波形発生
方法に関する。
〔従来の技術及び発明が解決しようとする課題〕様々な
種類の複雑な特性の楽音波形をデジタル的に発生可能な
電子楽器の第１の従来例として、特公昭５４−３３５２
５号公報又は特開昭５０−１２６４０６号公報等に記載
のＦＭ方式に基づく電子楽器がある。
この方式は基本的には、 なる演算式により得られる波形出力ｅを楽音波形とする
ものであり、搬送波周波数ω。とそれを変調するための
変調波周波数ω、を適当な比で選択し、時間的に変化し
得る変調深度関数１（ｔ）を設定し、また、同様に時間
的に変化し得る振幅係数Ａを設定することにより、複雑
な倍音特性を有し、かつ時間的にその倍音特性が変化し
得る楽音を合成することが可能であり、実際の楽器の楽
音に近い楽音を合成できるほか、非常に個性的な合成音
等も得ることが可能である。
また、ＦＭ方式を改良した第２の従来方式として、特公
昭６１−１２２７９号公報に記載の電子楽器がある。こ
の方式は、前記（１）式のｓｉｎ演算の代わりに三角波
演算を用い、 ｅ＝Ａ−Ｔ　（α＋Ｉ（ｔ）　Ｔ　（θ）　　）　　　
・・・（２）なる演算式により得られる波形出力ｅを楽
音波形とするものである。ここで、Ｔ（θ）は、変調波
位相角θによって生成される三角波関数である。
そして、搬送波位相角αと変調波位相角θを適当な進行
速度比で進め、また、前記第１の従来例と同様に変調深
度関数ｒ（ｔ）と振幅係数Ａを設定することにより、楽
音波形を合成できる。
ここで、ピアノ等の実際の楽器の楽音にはピンチ周波数
に基づく基本波成分の他に、その整数倍の複数の周波数
の倍音成分が含まれ、かなり高次の倍音成分まで存在す
る。更には、非整数倍の倍音成分が含まれることもある
。そして、これらの倍音成分によって豊かな音質の楽音
が生成されている。また、実際の楽器の楽音においては
、楽音が発音開始してから徐々に減衰してゆく過程で、
高次の倍音成分から順にその振幅が減少してゆき、最終
的にはピンチ周波数に対応する単一正弦被成分のみが残
る場合がある。また、元々単一正弦波成分しか含まない
楽音も存在する。
前記第１の従来例では、正弦波による変調を基本として
いるため、前記（１）式で変調深度関数Ｂｔ）の値を時
間と共に０に近づけることにより、上記実際の楽音の場
合と同様に、楽音が減衰して単一正弦波成分のみになっ
てゆく過程、あるいは単一正弦波成分のみからなる楽音
の生成を実現することができる。しかし、前記（１）弐
で生成される楽音は、その周波数成分が低次の（周波数
の低い）倍音成分に集中し、変調深度関数１　（ｔ）を
大きな値にして変調を深くかけても高次の（周波数の高
い）倍音成分がうまく現れない。従って、上記第１の従
来例では、実際の楽音のような豊かな音質の楽音を生成
することができず、生成可能な楽音の音質が制限されて
しまうという問題点を有している。
これに対して、前記（２）式に基づく第２の従来例では
、元々多くの倍音を含む三角波による変調を基本として
いるため、周波数成分として高次の倍音成分まで明確に
存在する楽音を容易に生成することが可能である。しか
し、逆に、前記（２）式の中に単一正弦波成分の項を含
まないため、実際の楽音のように、楽音が減衰して単一
正弦波成分のみになってゆく過程、あるいは単一正弦波
成分のみからなる楽音の生成を実現することができない
という問題点を有している。
一方、一般にピアノ等のアコースティック楽器において
は、速く押鍵すれば多くの高次倍音成分を含む硬い感じ
の楽音を発生でき、逆に、非常に遅く押鍵すればほとん
ど単一正弦波成分しか含まない軟らかい惑じの楽音を発
生させることができる。
しかし、上記効果を有する鍵盤楽器を前記第１の従来例
により実現しようとした場合、前述した如く、前記（１
）式で生成される楽音には、高次の倍音成分がうまく現
れない。この結果、速い押鍵操作のときに変調深度関数
１　（ｔ）の値が大きな値となるように制御しても、生
成できる高次倍音成分のレベルに制限があり、演奏操作
に対応するような高次倍音を豊かに含む楽音を発生させ
ることができないという問題点を有している。
これに対して、上記効果を有する鍵盤楽器を前記第２の
従来例により実現しようとした場合、前述の如（、単一
正弦波成分のみからなる楽音を発音できない。この結果
、非常に弱い押鍵操作のときに変調深度関数１　（ｔ、
）の値が小さな値（例えば０）になるように制御しても
、単一正弦波成分のみが発生されるように制御すること
はできず、演奏操作に対応して単一正弦波成分のみから
なる軟らかい感じの楽音を発生させることができないと
いう問題点を有している。
更に、前記第１又は第２の従来例において、前記（１）
式又は（２）式のような演算を１回行って波形出力ｅを
得るだけでは十分な周波数特性の波形を得ることができ
ないことがある。このため、これらの演算を複数回所定
の接続組合わせで実行し、前記（１）式又は前記（２）
式のＩ　（ｔ）　ｓｉｎ　ωｍｌ、あるいはＩ　（ｔ）
　Ｔ　（θ）の代わりに前段の演算で得られる波形出力
ｅを入力させることによって、更に複雑な倍音構成の楽
音波形を合成できるようにした従来技術がある。例えば
特開昭５８−２１１７８９公報に記載の電子楽器である
。
しかし、変調に基づく波形出力演算を複数回所定の接続
組合わせで実行する上記従来技術に、前記第１の従来例
を適用した場合、十分な倍音成分を得るためにかなり複
雑な接続組合わせを必要とする。これは、前述の如く、
第１の従来例は高次の倍音成分を発生しにくいからであ
る。従って、例えば上記接続組合わせが制限される低価
格の電子楽器に適用したような場合、実際の楽音のよう
な豊かな音質の楽音を生成することができず、生成可能
な楽音の音質が制限されてしまうという問題点を有して
いる。
これに対して、変調に基づく波形出力演算を複数回所定
の接続組合わせで実行する上記従来技術に、前記第２の
従来例を適用した場合には、比較的単純な接続組合わせ
でも十分な倍音成分が得られるという利点はある。しか
し、逆に例えば単一正弦波成分のみの波形出力、或いは
周波数の異なる単一正弦波成分の波形出力が複数並列に
混合されたハモンドオルガンの楽音のような正弦波合成
音を得ることができず、やはり生成可能な楽音の音質が
制限されてしまうという問題点を有している。
以上のように、変調に基づく波形出力演算を複数回所定
の接続組合わせで実行する前記従来技術においては、変
調方式を特に限定していない結果、前記第１の楽音波形
発生方式を単に適用しただけでは単一正弦波成分等の楽
音合成は容易だが単純な接続組合わせでは十分な倍音成
分を得ることができず、前記第２の楽音波形発生方式を
単に適用しただけでは単純な接続組合わせでも十分な倍
音成分を得られるが単一正弦波成分等の楽音合成は容易
ではないといった相反する問題点を有している。
この結果、変調方式を特に限定しないで前記組合わせ技
術に基づく楽音生成を行った場合、例えば発音開始直後
は豊富な倍音成分を含み、時間経過と共に次第に単一正
弦波成分のみを含むように変化する楽音波形を単純な接
続組合わせで得ることができず、例えば低価格の電子楽
器において合成可能な楽音の音質が制限されてしまうと
いう問題点を有している。
また、楽器の種類によって、各高次倍音の周波数構成が
異なる場合が多いため、様々な倍音構成の楽音を発生で
きることが望ましい。しかし、前記第１の従来例では、
正弦波で正弦波を駆動するため、その組み合わせとして
発生し得る倍音特性の楽音しか生成できず、しかも前述
した如く、元々高次倍音を発生しにくいため、対応でき
る楽音の音色が限られてしまうという問題点を有してい
る。一方、前記第２の従来例では、三角波で三角波を駆
動するため、やはりその組み合わせとして発生し得る倍
音特性の楽音しか生成することができず、生成可能な楽
音の種類が限定されてしまうという問題点を有している
。
上記各種問題とは別に、上述のような変調タイプの楽音
波形発生装置においてステレオ効果を出すためには、従
来、ＢＢＤ等の遅延素子やＲＡＭを用いて楽音信号を遅
延させ、その遅延時間を左右の各ステレオチャネ゛ルで
独立に制御することにより、左チャネル及び右チヤネル
用のステレオ楽音信号を生成し、ステレオ効果を得てい
る。
しかし、上記従来例では、ステレオ効果を得るために通
常の楽音発生装置の他に遅延装置が必要となり、装置全
体のコストアップを招いてしまうという問題点を有して
いる。
本発明の課題は、高次の倍音成分まで存在する楽音の生
成を可能とし、かつ、単一正弦波成分又は単一余弦波成
分のみからなる様々な楽音の合成も可能にすることにあ
る。
また、そのときの楽音の特性を、演奏操作に応じて発生
される演奏情報に基づいて制御可能とすることにある。
更に、変調に基づく波形出力演算を複数回所定の接続組
合わせで実行して楽音波形を生成する場合に、単純な接
続組合わせでも、高次の倍音成分まで豊富に存在する楽
音から、単一正弦波成分又は余弦波成分のみを含む楽音
から周波数の異なる単一正弦波成分或いは余弦波成分が
複数混合された楽音まで容易に合成可能とすることにあ
る。
加えて、変調タイプに基づく楽音の合成において、容易
にステレオ効果を得ることを可能にすることにある。
〔課題を解決するための手段及び作用〕本発明の第１の
態様によれば、搬送信号に変調信号を混合して得た混合
信号に基づいて楽音波形を発生する楽音波形発生装置に
おいて以下の構成を有する。
まず、搬送信号を発生する搬送信号発生部を有する。同
発生部は、例えば位相角が１周期の間で時間経過に対し
順次線形に増加する動作を繰り返す搬送波位相角信号を
入力とし、それを一定の関数に従って変換して搬送信号
として出力する回路であり、搬送波位相角信号をアドレ
ス入力とするＲＯＭ等によって構成される。なお、出力
される搬送信号の特性については後述する。
次に、変調信号を発生する変調信号発生部を有する。同
発生部は、例えば位相角が１周期の間で時間経過に対し
順次線形に増加する動作を繰り返す変調波位相角信号を
入力とし、それを一定の関数に従って変換して正弦波形
、矩形波、鋸歯状波等の変調信号として出力する回路で
あり、例えば変調波位相角信号をアドレス入力とするＲ
ＯＭ等によって構成される。
また、上記変調信号を搬送信号発生部から発生される搬
送信号に混合して混合信号を出力し、その場合の変調信
号の搬送信号に対する混合率を０から任意の混合率まで
の間で制御する混合制御部を有する。同制御部は、例え
ば変調信号発生部から出力される変調信号に対して、所
定の変調深度関数に従って値が例えば０から１の間で変
化し得る変調深度値を乗算する乗算器と、該乗算器の出
力信号と搬送信号発生部から発生される搬送信号を加算
し、混合信号として出力する加算器である。
なお、上記混合率を、楽音波形の開始以後時間的に変化
し得るように制御する混合率制御部を有するようにして
もよい。この場合、例えば上記乗算器で乗算される変調
深度値は、楽音波形の発音開始以後経過する各時間毎に
、所定の変調深度関数から異なる変調深度値が求められ
、乗算器で乗算される。
更に、入力と出力が所定の関数関係を有し前記混合制御
部から出力される混合信号を入力として楽音波形を出力
する波形出力部を有する。同出力部は、例えば混合信号
を所定の関数関係に従って変換して楽音波形として出力
するデコーダである。
又は、混合信号をアドレス入力とするＲＯＭ等である。
上述の構成において、波形出力部における所定の関数関
係は、正弦関数、余弦関数のいずれの関係でもなく、か
つ、搬送信号発生部から発生される搬送信号は、混合制
御部で変調信号の混合率が０になるように制御された場
合に、波形出力部から発生される楽音波形が単一周波数
の正弦波又は余弦波となるように設定される信号である
。
具体的には、搬送信号発生部は、時間的に一定の角速度
で増加する搬送波位相角ω。ｔ　［ｒａｄ　）を入力と
して、例えば次式に示される搬送信号Ｗｃ（ｒａｄ　）
を出力する。
ここで、πは円周率、ｓｉｎは正弦波演算を示す。
この場合に、波形出力部は、混合信号Ｘを入力として次
式に基づいて楽音波形りを出力する。
以上の第１の態様において、波形出力部から出力される
楽音波形の振幅包絡特性を時間的に変化させる振幅包絡
制御部を含むように構成できる。
同制御部は、例えば波形出力部から出力される楽音波形
に対し、楽音波形の発音開始以後、所定の振幅包絡関数
に従って値が例えば０から１の間で時間的に変化し得る
振幅係数を乗算する乗算器である。
また、搬送信号発生部、変調信号発生部、混合制御部及
び波形出力部は、複数の発音チャネルに対して時分割で
処理を行い、該各発音チャネルに対応して割り当てられ
た複数の楽音波形をポリフォニックで出力するようにし
てもよい。
上述の第１の態様によれば、波形出力部から出力される
楽音波形は、基本的には搬送信号発生部から出力される
搬送信号を所定の関数関係に従って変換した特性を有し
、更に、混合制御部において搬送信号に変調信号が混合
されることにより、楽音波形が上記変調信号で変調され
た特性が付加される。
これにより、楽音波形の周波数特性として倍音成分を付
加させることができ、実際の楽器の楽音に近い楽音を合
成できるほか、個性的な合成音等も得ることができる。
特に、波形出力部における所定の関数関係として、正弦
関数、余弦関数以外の関数関係を設定することにより、
出力される楽音波形に、より多くの高次倍音成分を含ま
せることができる。
更に、混合制御部で、搬送信号に対する変調信号の混合
率を任意に設定変更できるようにすることで、様々な周
波数特性を有する楽音波形を発生できる。
この場合、上記混合率を演奏開始前に設定するだけでな
く、楽音波形の発音開始以後時間的に変化させることに
より、楽音波形の周波数特性を発音開始直後徐々に変化
させることが可能となる。
特に、本発明では、搬送信号発生部からの搬送信号の特
性を、混合制御部で変調信号の混合率が０になるよう制
御された場合に波形出力部から発生される楽音波形が単
一周波数の正弦波又は余弦波となるように設定しておく
。これにより、混合制御部で予め変調信号の混合率を０
に設定しておけば、単一周波数の正弦波又は余弦波のみ
からなる楽音波形を発生させることが可能である。又は
演奏中において、楽音の発音開始直後は例えば混合率が
高い値になるようにし、それ以後の時間経過と共に混合
率をＯに近づけることで、高次倍音を多く含む状態から
単一正弦波成分又は単一余弦波成分のみを含む状態にな
るように、徐々に楽音波形の周波数特性を制御すること
ができる。このように、実際の楽器の楽音の如（、発音
開始以後、高次の倍音成分の振幅が徐々に減少してゆき
、最終的には単一正弦波成分のみが残るような過程を実
現できる。
また、上記動作と共に、振幅包絡制御部によって、波形
出力部から出力される楽音波形の振幅包絡特性も、時間
的に例えば減衰するように制御することにより、実際の
楽器の楽音の如く、発音開始以後、楽音波形が徐々に減
衰してゆく過程を実現することができる。
以上のように、本発明の第１の態様では、高次倍音を多
く含む状態と単一正弦波成分又は単一余弦波成分のみを
含む状態の両者を容易に生成することができ、しかも、
それを実現するための構成として、通常のＲＯＭ、デコ
ーダ、加算器、乗算器等の組み合わせのみで実現できる
ため、複雑な楽音波形を簡単な回路構成で実現すること
が可能となり、結果として、質のよい電子楽器等を低コ
ア ストで提供することが可能となる。
なお、波形出力手段における所定の関数関係は、混合率
が所定の値で搬送信号と変調信号の波形形状が特定の形
状である場合に、単一周波数の正弦波又は余弦波が前記
波形出力手段から発生されるように決定してもよい。
次に、本発明の第２の態様につき説明する。この態様で
は、第１の態様と同様の変調タイプで、かつ楽音波形の
特性を演奏操作に応じて発生される演奏情報に基づいて
制御するタイプの楽音波形発生装置を前提とする。この
場合の演奏情報とは、例えば鍵盤楽器の場合、どの鍵が
押鍵されたかを示す音高情報、押鍵の速さを表すヘロシ
ティ情報、押鍵後の押鍵圧力を表ずアフタータッチ情報
又はどの鍵域の鍵盤が押鍵されたかを表す鍵域情報等で
ある。
そして、第１の態様と同様の搬送信号発生部と変調信号
発生部を有するが、これらの発生部は、各々演奏情報に
対応して搬送信号又は変調信号を発生する。この場合、
例えば搬送波位相角信号の周期が例えば音高情報に対応
するように決定され、変調波位相角信号の周期が例えば
音高情報に基づいて発生される搬送波位相角信号に対し
て所定の比になるように決定される。
また、混合制御部も第１の態様と同様であるが、この場
合の混合率も演奏情報に対応した混合特性に従って変化
するように制御される。この場合、第１の態様の場合と
同様の変調深度関数の変調深度値とその時間的な変化度
合が、上記演奏情報に応じて制御される。
更に、第１の態様と同様の波形出力部を有する。
以上の第２の態様において、第１の態様と同様の振幅包
絡制御部を有するように構成でき、この場合、例えば第
１の態様の場合と同様の振幅係数とその時間的な変化度
合が、上記演奏情報に応じて市ＩＩ？卸される。
また、第１の態様と同様、ポリフォニックで楽音波形を
出力できるようにも構成できる。
」二記第２の態様によれば、第１の態様での特徴に加え
、混合制御部での混合特性を、演奏開始前に設定するだ
けでなく演奏情報であるベロシティ情報又は鍵域情報等
に対応して変化させることにより、楽音波形の周波数特
性を演奏操作に応じて変化させることが可能となる。特
に、混合特性を制御することにより、搬送信号と変調信
号とで定まる倍音成分の各振幅値を制御することが可能
となる。
これにより、演奏中において、例えば強く押鍵したとき
に混合率が高い値になるようにし、逆に、弱く押鍵した
ときに混合率を０に近づけるようにすると、演奏操作に
応じて高次倍音を多く含む状態及び単一正弦波成分又は
単一余弦波成分のみを含む状態を任意に生成することが
できる。また、混合率を時間的に変化させるようにして
、楽音波形の周波数特性が時間的に変化するように制御
することもでき、なおかつ、演奏情報に応じて混合率の
時間的な変化度合を制御すれば、演奏操作に応じて楽音
波形の周波数特性の時間的な変化特性も可変させること
ができる。
以上のように、本発明の第２の態様では、高次倍音を多
く含む状態と単一正弦波成分又は単一余弦波成分のみを
含む状態の両者を容易に生成することができると共に、
その状態を演奏操作に応して任意に可変させることがで
きる。
次に、本発明の第３の態様につき説明する。この態様で
は、第１の態様と同様の変調タイプの楽音波形発生装置
を前提とする。
第３の態様では、まず、搬送信号を発生ずる搬送信号発
生部と、該搬送信号に変調信号を混合して混合信号を出
力する混合信号出力部と、入力と出力とが所定の関数関
係を有すると共に混合信号出力部により出力される混合
信号を入力として波形信号を出力する波形出力部と、そ
こから出力される波形信号の時間的な振幅包絡特性を制
御する振幅包絡特性制御部とを含む基本処理部を、基本
的な構成として少なくとも１つ有する。
ここで、搬送信号発生部、変調信号発生部は第１の態様
の場合と同様であり、また、混合信号出力部に入力する
変調信号がない場合の（値がＯの場合の）、搬送信号と
所定の関数関係については、第１の態様の混合制御部に
おける混合率が０とされた場合と同様である。従って、
上記基本処理部は、それ１つで、第１の態様と同様に、
単一周波数の正弦波又は余弦波のみからなる楽音波形か
ら、多くの高次倍音成分を含む楽音波形まで、容易に生
成することができる。
そして、第３の態様では、上記基本処理部を基本として
、０又は０近傍の値をとる変調信号を１つの基本処理部
に入力する第１の接続、又は他の波形信号を新たな変調
信号入力として１つの基本処理部に入力する第２の接続
、又は１つの基本処理部で得られる波形信号に他の少な
くとも１つの基本処理部で得られる各波形信号を混合し
て新たな波形信号を得る第３の接続を、予め設定された
接続組合わせに基づいて組み合わせることにより、基本
処理部を接続し、最終段から出力される波形信号を楽音
波形として出力する波形入出力制御部を有する。
これにより、第１の接続を行えば単一正弦波又は余弦波
のみからなる波形信号を生成できる。また、第２の接続
を行えば、変調された波形信号を更に次の変調波形とし
て用いるため、非常に深く変調がなされた波形信号を生
成できる。更に、第３の接続を行えば、異なる倍音成分
を含む波形信号が混合された波形信号が得られる。そし
て、これらの各接続を組み合わせて最終的に楽音波形を
得ることにより、非常に複雑な特性を有する楽音波形を
生成できる。
特に、本発明では、単純な接続組合わせでも十分な倍音
成分を得られる一方、単一正弦波成分又は単一余弦波成
分のみの楽音波形も容易に得ることができる。
上述の第３の態様において、基本処理部を複数個接続す
る構成ではなく、１つの基本処理部を時分割動作させる
構成とすることもできる。
この場合、上述の波形入出力制御部の代わりに、複数の
処理タイミングを１演算周期とし、該各演算周期内の各
処理タイミング毎に、変調信号入力を値Ｏ又は０近傍の
値として基本処理部を動作させて波形信号を得る第１の
演算、又は現在の処理タイミングより前の処理タイミン
グで得られた波形信号を新たな変調信号入力として基本
処理部を動作させて新たな波形信号を得る第２の演算、
又は第１若しくは第２の演算と同様の演算を実行して波
形信号を得てそれに現在の処理タイミングより前の少な
くとも１つの処理タイミングで得られた各波形信号を混
合する第３の演算を、予め設定された接続組合わせに基
づいて実行し、各演算周期内の最後の処理タイミングで
得られた波形信号をその演算周期の楽音波形として発生
ずる波形入出力制御部を有する。同制御部は、例えば第
１及び第２の累算部と、基本処理部から出力される波形
信号を第１又は第２の累算部に選択的に入力させる第１
のスイッチ部と、値Ｏ又は０近傍の値又は第２の累算部
の出力を基本処理部への変調信号として選択的に入力さ
せる第２のスイッチ部と、複数の処理タイミングを１演
算周期とし、該各演算周期内の各処理タイミング毎に、
第１及び第２の累算部での累算動作、並びに第１及び第
２のスイッチ部の選択動作を、予め設定された接続組合
わせに基づいて制御することにより、各処理タイミング
単位で基本処理部を多段動作させる多段動作制御部と、
各演算周期の終了時毎に第１の累算部の出力をその演算
周期の楽音波形として出力する楽音波形出力部と、から
構成できる。なお、演算周期は例えばサンプリング周期
に対応する。
上述の構成により、１つの基本処理部を用いて、前述の
場合と同様の効果を得ることができ、回路規模を縮小で
きると共に、接続組合わせの自由度の高い構成を実現で
きる。
次に、本発明の第４の態様につき説明する。この態様の
基本構成は、第３の態様と同様であり、更に、以下の構
成を有する。
まず、第３の態様において予め設定されるべき接続組合
わせをユーザに設定させるための設定部を有する。同設
定部は、例えばユーザに対して、第３の態様における各
処理タイミング間の波形出力部における入出力関係を、
シンボル化された演算式によって設定させることにより
、上述の接続組合わせを設定させる。
次に、設定部で設定された接続組合わせを表示する表示
部を有する。同表示部は、例えば上述の設定部と同様の
シンボル化された演算式によって表示を行うことにより
、設定部で設定された接続組合わせを表示する。或いは
、表示部は、例えば各処理タイミング毎の基本処理部を
１ユニットとじ、該ユニット間の接続関係として、設定
部で設定された接続組合わせを表示する。
上述の第４の態様により、ユーザ（演奏者）は、第３の
態様の楽音波形発生装置において、効率的な接続組合わ
せの設定を行うことができ、これを分かり易い形式で表
示させることができるため、非常に操作性の良い楽音波
形発生装置を実現することができる。
次に、本発明の第５の態様について説明する。
この態様の基本構成は、第３の態様と同様であるが、波
形入出力制御部が若干界なった動作をする。
すなわち、波形入出力制御部は、第３の態様における第
１、第２又は第３の演算を、各楽音波形の発音開始後に
時間的にその組合わせが変化する予め設定された接続組
合わせに基づいて実行し、これにより楽音波形を発生す
る。
上述の第５の態様により、例えば高次倍音成分を非常に
多く含む楽音波形を発生できる接続組合わせから、単一
正弦波又は余弦波成分のみを含む楽音波形を発生できる
接続組合わせに、発音途中で自動的に変更することがで
きるため、非常に幅の広い発音動作を行うことが可能と
なる。
次に、本発明の第６の態様につき説明する。この態様の
基本構成も、第３の態様と同様であるが、第６の態様で
は、波形入出力制御部は、複数の発音チャネルに対して
時分割で処理を行い、該各発音チャネルに対応して割り
当てられた複数の楽音波形をポリフォニックで出力する
。
上述の第６の態様により、第３の態様に基づく動作をポ
リフォニックで実現できる。
次に、本発明の第７の態様につき説明する。この態様で
は、第１の態様と同様の変調タイプの楽音波形発生装置
を前提とする。
第７の態様では、まず、第３の態様の場合に似た基本処
理部を有する。すなわち同処理部は、搬送信号を発生す
る搬送信号発生部と、該搬送信号に変調信号を混合して
混合信号を出力しその場合の変調信号の搬送信号に対す
る混合率を０から任意の混合率までの間で制御する混合
制御部と、人力と出力とが所定の関数関係を有すると共
に混合制御部から出力される混合信号を入力として波形
信号を出力する波形出力部とを含む基本処理部を、基本
的な構成として複数行する。
ここで、搬送信号発生部、変調信号発生部は第１の態様
の場合と同様であり、また、混合制御部における変調信
号の混合率が０の場合の、搬送信号と所定の関数関係に
ついては、第１の態様の場合と同様である。従って、上
記基本処理部は、それ１つで、第１の態様と同様に、単
一周波数の正弦波又は余弦波のみからなる楽音波形から
、多くの高次倍音成分を含む楽音波形まで、容易に生成
することができる。
そして、第７の態様では、上記基本処理部を基本として
、０又は０近傍の値をとる変調信号を１つの基本処理部
に入力する第１の接続、又は他の波形信号を新たな変調
信号入力として１つの基本処理部に入力する第２の接続
、又は１つの基本処理部で得られる波形信号に他の少な
くとも１つの基本処理部で得られる各波形信号を混合し
て新たな波形信号を得る第３の接続、又は１つの基本処
理部への変調信号入力を該自己の基本処理部で得られる
波形信号をフィードバックした信号とする第４の接続を
、予め設定された接続組合わせに基づいて組み合わせる
ことにより、複数の基本処理部を接続し、最終段から出
力される波形信号を楽音波形として出力する波形入出力
制御部を有する。
上述の第７の態様が前述の第３の態様と異なるのは、１
つの基本処理部への変調信号入力を自己の基本処理部で
得られる波形信号をフィードパ・ツクした信号とする第
４の接続を含む点である。このような接続を含むことに
より、楽音波形の倍音成分の振幅包絡特性を特有なもの
にすることができ、特徴的な楽音波形を生成することが
できる。
特に、本発明のように、単純な接続組合わせでも十分な
倍音成分を得られる一方、単一正弦波成分又は単一余弦
波成分のみの楽音波形も容易に得ることができる構成に
適用した場合、大きな効果が得られる。
次に、本発明の第８の態様につき説明する。この態様で
は、第７の態様と同じ基本処理部を複数行する。
そして、第８の態様では、上記基本処理部を基本として
、前段の基本処理部で得られる波形信号を新たな変調信
号入力として現在の基本処理部に入力する接続を、複数
段連続に組み合わせ、最終段の基本処理部で得られる波
形信号を、楽音波形として出力すると共に、初段の基本
処理部への変調信号入力としてフィードバックする波形
入出力制御部を有する。
上述の第８の態様が前述の第７の態様と異なるのは、波
形信号を変調信号ヘフィードハックする基本処理部を、
自己の基本処理部ではなく、いくるか前の基本処理部と
した点である。このような接続を含むことにより、楽音
波形の倍音成分の振幅包絡特性を、第７の態様とは異な
る特有なものにすることができ、特徴的な楽音波形を生
成することができる。
次に、本発明の第９の態様につき説明する。この態様で
は、第１の態様と同様の変調タイプの楽音波形発生装置
を前提とする。
そして、まず、第１の態様と同様の搬送信号発生部を有
する。
続いて、複数種類の変調信号を選択的に発生する変調信
号発生部を有する。複数種類の変調信号を発生できる点
が第１の態様の場合と異なる。同発生部は、例えば複数
種類の変調関数を予め記憶するＲＯＭ等の記憶部と、該
記憶部に記憶されている複数種類の変調関数のうち１つ
を選択するアドレス指定回路等の選択部と、外部から入
力される位相角が１周期の間で時間経過に対し順次線形
に増加する動作を繰り返す変調波位相角信号を、選択部
により選択された変調関数により変換して変調波補正位
相角信号を生成し、更にこの変調波補正位相角信号を三
角波関数に基づいて変換することにより、正弦波形、矩
形波、鋸歯状波等の変調信号を出力する出力部とから構
成される。
次に、上記選択的に発生された変調信号を搬送信号発生
部から発生される搬送信号に混合して混合信号を出力し
、その場合の変調信号の搬送信号に対する混合率を０か
ら任意の混合率までの間で制御する混合制御部を有する
。この構成は、第１の態様の場合と同様である。
そして、第１の態様の場合と同様の波形出力部を有する
。
以上の第９の態様において、第１の態様と同様の振幅包
絡制御部を有するように構成でき、また、第１の態様と
同様、ポリフォニックで楽音波形を出力できるようにも
構成できる。
上述の第９の態様では、変調信号発生部で複数種類の変
調信号を選択的に発生できるため、混合制御部で搬送信
号に混合される変調信号の特性を可変させることが可能
となる。この結果、波形出力部から様々な倍音特性を有
する多くの種類の楽音波形を出力させることが可能とな
る。
次に、本発明の第１０の態様について説明する。
この態様は、第１の態様に示したような変調タイプで、
ステレオの楽音波形を発生する楽音波形発生装置を前提
とする。
すなわち、例えば第１の態様と同様の搬送信号発生部、
変調信号発生部を有する。また、例えば変調信号を搬送
信号発生部から発生される搬送信号に混合して混合信号
を出力する混合部と、混合部による変調信号の搬送信号
に対する混合率を、０から任意の混合率までの間で時間
的に変化させる混合率制御部とを有する。□この混合部
と混合率制御部を合わせたものが、第１の態様における
混合制御部である。更に、例えば第１の態様と同様の波
形出力部を有する。
上記構成に加えて、第１０の態様では、搬送信号発生部
、変調信号発生部又は混合率制御部のうち少なくとも１
つが各ステレオチャネル間で互いに異なる値を発生ずる
ようこれらを時分割制御し、これに基づいて各時分割タ
イミング毎に混合部から出力される各ステレオチャネル
毎の混合信号を波形出力部に入力させることにより、各
ステレオチャネル毎に独立して変調された各楽音波形を
出力させる時分割制御部を有する。
以上の第１０の態様において、第１の態様と同様の振幅
包絡制御部を有するようにも構成できる。
この場合、例えば波形出力部から各ステレオチャネル毎
に独立して出力される各楽音波形の振幅包絡特性が、各
ステレオチャネル間で互いに異なる特性で時間的に変化
するよう制御される。
また、搬送信号発生部、変調信号発生部、混合部、混合
率制御部、波形出力部及び時分割制御部が、各ステレオ
ヂャネルを更に複数の発音チャネルに時分割して処理を
行い、該各発音チャネルに対応して割り当てられた複数
の楽音波形をステレオかつポリフォニックで出力するよ
うに構成することもできる。
今、搬送信号と変調信号を混合した信号を所定の関数関
係で変換して楽音波形を得る変調方式の楽音波形発生装
置では、変調状態を変化さゼれば異なった特性の楽音波
形を得ることができる。特に、変調信号を数Ｈｚ〜数十
Ｈｚ程度の低い正弦波形にして搬送信号に混合し、これ
によって得られる混合信号に基づいて関数変換を行うこ
とによりコーラス効果を付加させることができるが、こ
のときの混合率を各々互いに異ならせて複数の混合信号
を得、これら各々互いに異なる混合信号に基づいて生成
した複数の楽音波形を同時に発音させるとステレオ効果
を得ることができる。
そこで上述の第１０の態様では、まず、例えば変調信号
や混合率等が各ステレオチャネル間で互いに異なるよう
に各ステレオチャネル毎にこれらを独立して制御し、搬
送信号は共通にして、各ステレオチャネル毎の混合信号
を生成すると共に、これら独立に生成された混合信号に
基づいて変調を行うことにより、各ステレオチャネル毎
の楽音波形を容易に得ることができる。
また、予め、或いは時間経過と共に、混合率制御部にお
ける搬送信号に対する変調信号の混合率を、０とそれ以
外の値との間で任意に設定することにより、高次倍音を
多く含む状態から単一正弦波成分又は単一余弦波成分の
みを含む状態までを自在に生成制御することが可能であ
り、これにより、実際の楽器の楽音に近い楽音又は個性
的な合成音等をステレオで得ることができる。
次に、本発明の第１１の態様について説明する。
この態様では、第１の態様と同様の変調タイプで、かつ
楽音波形の特性を演奏操作に応じて発生される演奏情報
に基づいて制御するタイプの楽音波形発生装置を前提と
する。
そして、第１の態様に加えて、搬送信号発生部で発生さ
れる搬送信号、或いは変調信号発生部で発生される変調
信号、或いは混合制御部が制御する混合率の少なくとも
１つが、ランダムに変化する成分を含むように制御する
ランダム制御部を含む。
この場合特に、楽音の発音開始以後所定の時間区間でラ
ンダムに変化する成分を含むように制御すると大きな効
果を得られる。ここで、所定の時間区間は、例えば楽音
波形の振幅包絡特性におけるアタック部、デイケイ部、
ザスティーン部又はリリース部のいずれかである。
以上の第１１の態様において、波形出力手段から出力さ
れる楽音波形の振幅包絡特性が、楽音の発音開始以後所
定の時間区間でランダムに変化する成分を含むように制
御する振幅包絡ランダム制御手段を含むように構成して
もよい。
上述の第１１の態様では、本発明の特徴である単一正弦
波又は余弦波のみの成分を有する楽音波形から多くの倍
音成分を有する楽音まで連続的に生成できると同時に、
発音される楽音のピ・ンチ、音色、音量等に自然なゆら
ぎを付加できる。これにより、自然楽器のゆらぎに似た
特性を実現することが可能となる。
最後に本発明の第１２の態様につき説明する。
この態様では、第２の態様と同様、楽音波形の特性を演
奏操作に応して発生される演奏情報に基づいて制御する
変調タイプの楽音波形発生装置を前提とする。
そして、第１の態様又は第２の態様と同様の搬送信号発
生部、変調信号発生部、混合制御部及び波形出力部を有
する。
第１２の態様が第２の態様と異なるのは、演奏情報に基
づいて混合制御部での混合率を制御するのではなく、周
波数比制御部が、搬送信号と変調信号の周波数比を制御
する点である。同制御部は、例えば周波数比の制御を発
音される楽音波形の音色により行う。又は、演奏操作が
鍵盤の押鍵操作である場合、周波数比制御部は、周波数
比の制御を押鍵操作の速さ又は押鍵された鍵の鍵域のう
ち少なくとも一方に対応させて行う。
上記第１２の態様によれば、第２の態様と同様、設定音
色、押鍵操作又は押鍵された鍵の鍵域に応じて、楽音波
形の周波数特性を変化させることが可能となる。特に、
搬送信号と変調信号の周波数比を制御することにより、
倍音成分の周波数構成そのものを制御することが可能と
なる。この結果、第２の態様とは異なった特有の特性を
、楽音波形に付加させることが可能となる。
〔実　　施　　例〕
以下、図面を参照しながら本発明の詳細な説明する。
１の　　１の云゛Ｈ まず、本発明の第１の実施例について説明する。
始めに、第１の実施例の原理から説明する。
第１図に、第１の実施例の原理を示す。
その値がＯ〜２π（ｒａｄ　）の間で順次線形に増加す
る搬送波位相角ω、は、搬送波ＲＯＭｌ０Ｉのアドレス
とされて搬送信号ＷＣを読み出させる。
ここで搬送波位相角ωｃｔは、角速度ω。（ｒａｄ／ｓ
ｅｃ　）に時間ｔ　（ｓｅｃ　）を乗した値であるが、
以後特に言及しない限りは、’ｃｔＪをまとめて添字で
表すこととする。
また、やはり値がＯ〜２π（ｒａｄ　）の間で順次線形
に増加する変調波位相角ω□、は、変調波ＲＯＭ１０２
のアドレスとされ、更にこれで読み出された変調信号に
乗算器（以下、ＭＵＬと呼ぶ）１０３において、時間的
に変化し得る変調深度関数ｒ（ｔ）〔ｒａｄ〕が乗算さ
れることで、変調信号ＷＭが得られる。この変調波位相
角ω１も、角速度ω。
１：ｒａｄ／ｓｅｃ　）に時間ｔ　［ｓｅｃ　］を乗じ
た値であるが、以後特に言及しない限りは、［、ｎＬＪ
をまとめて添字で表すこととする。
上記変調信号ＷＭと前記搬送信号ＷＣは、加算器（以下
、ＡＤＤと呼ぶ）　１０４で加算され、その加算波形Ｗ
（＋Ｗ、　　（ｒａｄ　）は更にデコーダ１０５でデコ
ードされてデコード出力りを得る。
そして、デコード出力りばＭ　Ｕ　Ｌ　１０６で振幅係
数Ａと乗算され、最終的な波形出力ｅが得られる。
上記構成の楽音波形発生装置において、まず、搬送波Ｒ
ＯＭｌ０Ｉには第２図に示す関数波形が記憶されている
。今、πを円周率とし、同図Ｉ、■及び■の各領域での
搬送波位相角ω。［ｒａｄ　］と搬送信号Ｗｃ［ｒａｄ
　］との関係は、各々、Ｗｃ　＝　（π／２　）　ｓｉ
ｎ　ωｃｔ・・　（領域■：０≦ω０．≦π／２）Ｗｃ
　＝ｒｃ−（π／２）ｓｉｎ　ωｃｔ・・　（領域■：
π／２≦ωｃｔ≦３π／２）Ｗｃ　＝２　π＋　（π／
２）　ｓｉｎ　ωｃｔ・・　（領域■：３π／２≦ωｃ
ｔ≦２π）・・（３） となる。
一方、変調波ＲＯＭ１０２には、這常のｓｉｎ関数波形
が記憶されている。従って、Ｍ　Ｕ　Ｌ　１０３を通過
した後の変調波位相角ωｍｔ　（ｒａｄ　）と変調信号
Ｗ、　　（ｒａｄ　）との関係は、 ＷＭ　＝　Ｉ　（ｔ）　ｓｉｎ　ωｍｔ　　　　　　　
　Ｈ＋　＋　（４）となる。
上記（３）式及び（４）式によって演算される搬送信号
Ｗｃ及び変調信号ＷＭが加算され、デコーダ１０５に入
力することにより、デコーダ１０５からデコード出力り
が出力され、更にこれに、Ｍ　Ｕ　Ｌ　１０６で振幅係
数Ａが乗算された後の波形出力ｅは、ｅ＝Ａ−ＴＲＩ　
（（π／２）ｓｉｎ　ωｃｔ・　・（５） となる。但し、ＴＲＩ（Ｘ）は、三角波関数として定義
される。
ここで、まず、変調深度関数Ｊ（ｔ）の値がＯ１すなわ
ち無変調の場合、デコーダ１０５への入力波形は前記（
３）式で定まる搬送信号Ｗ、そのものとなる。すなわち
、 ｅ　＝Ａ−ＴＲＩ　（Ｗｃ　）　　　　　　　　　・・
・（６）である。なお、搬送信号Ｗ、と搬送波位相角ω
ｃＬは、前記（３）式又は第２図より、第３図の関係Ａ
で示される。
一方、デコーダ１０５において演算される三角波関数Ｄ
＝ＴＲＩ（Ｘ）（但し、Ｘは入力）は、って、前記（３
）式での入力である搬送波位相角ω。
と前記（７）式での入力Ｘは、常に同じ区間の値をとる
ことになるので、前記（３）式、（６）式及び（７）式
は、同一区間どうしで合成できる。すなわち、前記（３
）式及び（７）式を前記（６）式に代入すると、・　・
　・（７） で定義され、第３図の関係Ｂに示す関数である。
第３図の関係Ａ及び関係Ｂかられかるように、デコーダ
１０５への入力波形である搬送信号Ｗｃと、デコーダ１
０５で演算される三角波関数Ｄ＝ＴＲＩ（ｘ）は、前記
（３）式又は（７）式で定義されている各領域■、■及
び■において単調増加関数となっており、従・　・　・
（８） となる。すなわち、無変調時には、搬送波位相角ω。、
のいずれの領域に対しても、高次倍音を全く含まない単
一正弦波Ａ−ｓｉｎωＣＬが出力される。
すなわち、例えば振幅係数Ａ＝１とすれば、無変調時の
搬送波位相角ωｃｔと波形出力ｅとの関係は、第３図の
関係Ｃのように単一正弦波となる。
以上の関係より、楽音が減衰して単一正弦波成分のみに
なってゆく過程、あるいは単一正弦波成分のみからなる
楽音の生成を実現するためには、前記（５）式で変調深
度関数Ｉ　（ｔ）の値を時間と共に０に近づければよい
ことがわかる。
次に、変調深度関数Ｉ（ｔ）の値を増加させていった場
合の波形出力ｅの変化について考える。変調深度関数Ｉ
　（Ｌ）を値Ｏから徐々に増加させてゆくと、第１図の
Ａ　Ｄ　Ｄ　１０４から出力される加算波形ＷＣ＋ＷＭ
には、搬送信号Ｗｃのみの成分から徐々に変調信号Ｗ？
Ｉの成分が重畳されてゆくため、波形出力ｅは、単一正
弦波から徐々に時間軸上で歪んでゆき、周波数軸上では
高次の倍音成分を多く含むように変化してゆく。
第４図（ａ）〜（ｉ）に、搬送波位相角ω。、−変調波
位相角ω酎とし、その条件下で変調深度関数＋　（１）
の値を０〜２π（ｒａｄ　）まで変化させた場合の波形
出力ｅの波形図を示す。また、第５図（ａ）〜（ｉ）に
、第４図（ａ）〜（ｉ）の各波形出力ｅの周波数特性（
パワースペクトル）を示す。なお、同図で、ｈｌは基本
周波数（ピッチ周波数）を示し、ｈ２、ｈ３、ｈ、Ｉ、
・・・は、基本周波数成分の２倍、３倍、４倍、・・・
の高次倍音周波数を示す。
第４図（ａ）〜（ｉ）かられかるように、変調深度関数
ｒ（ｔ）の値を大きくするに従って、波形出力ｅに鋭い
エツジが現れることがわかる。すなわち、波形出力ｅに
かなり高次の倍音成分まで含まれてくることが予想され
る。
このことは、第５図（ａ）〜（ｉ）を見れば明らかであ
る。すなわち、変調深度関数１（ｔ）の値が大きくなる
に従って、１０倍音以上の高次の倍音成分が現れている
ことがわかる。また、低次の倍音成分のパワーも単純な
増減ではなく、Ｉ（ｔ）の変化に応じて複雑な倍音変化
を得ることが可能となっている。
第６図（ａ）及び（ｂ）に、本実施例による前記（５）
式、及び前記第１の従来例であるＦＭ方式による前記（
１）式を用いて、同一の条件下で合成された各波形出力
ｅの周波数特性のヒストグラム（度数分布）を示す。同
図より、ＦＭ方式では１１倍音以上の高次の倍音成分を
表現することはできないが、本実施例では３０倍音付近
の高次の倍音成分まで表現することが可能となっている
ことがわかる。
以上の事実より、第１図の楽音波形発生装置で、変調深
度関数１　（ｔ）の値をＯ〜２π〔ｒａｄ　）程度の間
で変化させることにより、実際の楽音の場合と同様に、
楽音が減衰して単一正弦波成分のみになってゆく過程、
あるいは単一正弦波成分のみからなる楽音を生成するこ
とができると共に、周波数成分として高次の倍音成分ま
で明確に存在する楽音を容易に生成することが可能とな
る。特に、音程の低い楽音を合成する場合、すなわち基
本周波数（ピッチ周波数）ｈ＋が低く可聴周波数範囲に
多くの高次倍音が含まれ得るような楽音を合成する場合
に、本実施例による楽音波形発生装置は非常に有効であ
る。
第７図（ａ）に、搬送波位相角ω、の角速度ω。と変調
波位相角ω、の角速度ω□との比をω。：ω。
−１：０．５として、変調深度関数１　（ｔ）の値を変
化させたときの波形出力ｅの変化を、また、同図（ｂ）
に、ωＣ：ω。＝１：１６として、変調深度関数１（ｔ
）の値を０とした場合及び適度な値にした場合の波形出
力ｅを示す。同図（ａ）の条件は、プラス音等の厚くザ
ブハーモニクス（０，５倍音）を含む楽音の合成に有効
であり、同図（ｂ）の条件は、エレビ音又はバイブ音等
の打弦時の楽音成分を１６倍音等の高次倍音で出したい
場合等に特に有効である。
また、ω０とω、の比を整数比かられずかにずらして（
デイチューンして）コーラス効果を得たり、変調波位相
角ω、、を数Ｈｚ〜数十Ｈｚ程度の低周波とすることに
より、搬送波位相角ωｃｌに対して位相変調を付加して
同様のコーラス効果を得たり、あるいは搬送波位相角ω
。、と変調波位相角ω１の比を完全な非整数比とするこ
とで、非整数倍音を含むチャイム音、ドラム音等の楽音
をシミュレートすることも可能である。
以上の楽音波形発生装置に関する原理構成では、前記（
７）式又は第３図の関係Ｂに示す特性を有するデコーダ
１０５に対し、その波形出力ｅが正弦波となるような前
記（３）式又は第２図若しくは第３図の関係Ａに示すよ
うな搬送信号ＷＣを搬送波ＲＯＭ１０１に記憶させるこ
とにより、単一正弦波の生成を可能にしている。しかし
、これに限られるものではなく、デコーダ１０５で単一
正弦波以外の元々倍音成分を含んでいる関数の演算を行
わせ、これに対してそのデコード出力りが正弦波となる
ような関数を搬送波ＲＯＭｌ０Ｉに記憶させることで同
様の効果を得ることもできる。第８図の（ａ）〜（ｄ）
に、デコーダ１０５で演算される関数及び搬送波ＲＯＭ
１０１に記憶される関数の組み合わせの例を示す。
同図において搬送波位相角ωｃｔと搬送信号ＷＣとを関
係付ける関数が搬送波ＲＯＭｌ０Ｉに記憶され、入力Ｘ
とデコード出力りとを関係付ける関数がデコーダ１０５
で演算される。また、第８図（ａ）〜（ｄ）に対応する
特性を以下に示す。
まず、第８図（ａ）に対応して第１図のデコーダ１０５
で演算される関数は以下のようになる。
Ｄ＝１　　　　　　（ｘ／４□８っ３　ｘ　／　４　）
Ｄ−−（４／π）ｘ＋４ ・・・　（３π／４≦Ｘ≦５π／４） Ｄ″′″−’　　、　、　、　（５，（／４ｓ：）（＜
□７７４）Ｄ−（４／π）Ｘ−８ ・　・　・　（７π／４≦Ｘ≦２π） ・　・　・（９） また、第８図（ａ）に対応して第１図の搬送波ＲＯＭ１
０１に記憶される関数は以下のようになる。
ＷＣ＝　（π／４）ｓｉｎωｃｔ ・・・　（０≦ωｃｔ≦π／２） ＷＣ＝−（π／４）ｓｉｎωｃｔ＋π ・・・　（π／２≦ωｃｔ≦３π／２）ＷＣ＝　（π／
４）ｓｉｎωｃｔ＋２π・・・　（３π／２≦ωｃｔ≦
２π） ・・・００） 次に、第８図（ｂ）に対応して第１図のデコーダ１０５
で演算される関数は以下のようになる。
０−１“２ｘ　　　、、、、。っＸ　＜　Ｋ　／　４　
）また、第８図（Ｃ）に対応して第１図の搬送波ＲＯＭ
１０１に記憶される関数は以下のようになる。
また、第８図（ｂ）に対応して第１図の搬送波ＲＯＭ１
０１に記憶される関数は以下のようになる。
・　・　・０４） そして、第８図（ｄ）に対応して第１図のデコーダ１０
５で演算される関数は以下のようになる。
・　・　・θ２） 更に、第８図（Ｃ）に対応して第１図のデコーダ１０５
で演算される関数は以下のようになる。
・　・　・０５） また、第８図（ｄ）に対応して第１図の搬送波ＲＯＭ１
０１に記憶される関数は以下のようになる。
Ｗｃ　　＝　　（π／　２　）　ｓｉｎ　　ωｃｔ＋　
２π・　・　（３π／２≦ωｃｔ≦２π） ・　・　・００ 以上、（９）式と００）式、（１１）式と０２）式、θ
３）式とθ４式、θつ式と０６）式の組み合わせで、第
１図のＭ　Ｕ　Ｌ　１０３における変調深度関数Ｉ（ｔ
）の値を０とした場合に、搬送波ＲＯＭｌ０Ｉから出力
される搬送信号Ｗｃがデコーダ１０５への入力Ｘとして
入力されることにより、波形出力ｅとして単一正弦波を
出力させることができる。また、第８図（ａ）〜（ｄ）
に示したようなデコーダ１０５の関数により、変調深度
関数■（１）の値をＯ以外にすれば高次倍音を多く含ん
だ波形出力ｅを得ることが可能となる。
なお、上記第１の実施例の原理構成に関する各態様では
、第１図の変調波ＲＯＭ１０２にはｓｉｎ関数を記憶さ
せ、前記（４）式に基づいて生成される変調信号ＷＭで
変調を行っているが、これに限られるものではない。例
えば、第９図（ａ）〜（Ｃ）に示すような鋸歯状波、矩
形波等の高次倍音を含む波形等を記憶させ、これをデコ
ーダ１０５への入力とすることで、より高次倍音を多く
含む楽音波形を合成することができる。また、変調波Ｒ
ＯＭ１０２から上記各種波形を読み出して変調波を生成
するのではなく、高次倍音を含む波形を直接発生するよ
うな論理回路、あるいは第１図のデコーダ１０５と同様
のものを内蔵し、それにＲＯＭ等に記憶させた各種位相
角波形を入力させることによって高次倍音を含む変調信
号を生成するような回路構成にしてもよい。
また、第１図のＭ　Ｕ　Ｌ　１０６で乗算される振幅係
数Ａは、上記各実施例では一定値として説明したが、実
際には時間的に変化し得るものであり、これにより楽音
に振幅変調されたエンベロープ特性を付加させることが
できる。
次に、上記第１の実施例の原理構成に基づく第１の実施
例の具体的構成について説明する。この実施例は、本発
明による楽音波形発生装置を、電子楽器に適用した例で
ある。
まず、第１０図は、第１の実施例である電子楽器の全体
的な構成図である。本実施例は、第１図の第１の実施例
の原理構成を基本としているため、以下の説明では随時
第１図等を参照しながら説明する。
コントローラ１００１は、特には図示しないパラメータ
設定部における設定状態及び例えば鍵盤部等の操作に従
って、キャリア周波数ＣＦ、モジュレータ周波数ＭＦ及
びエンベロープ情報ＥＤ（エンベロープの各レート値、
レベル値等）を生成・出力する手段である。
アダー１００２又は１００４は、各出力を被加算端子Ｂ
にフィードバックさせ、加算端子Ａにキャリア周波数Ｃ
Ｆ又はモジュレータ周波数ＭＦを入力させることにより
、当該各周波数のステップ幅ずつ順次増加してゆく各Ｉ
Ｏビットの搬送波位相角ω。
０〜ωｃｔ１０又は変調波位相角ω□０〜ω、、、ｔ１
０を生成するための累算器である。ここで、搬送波位相
角ωＣｔＯ〜ωＣｔ１０及び変調波位相角ω□ｔＯ〜ω
１１０は、各々、第１図の搬送波位相角ω。、及び変調
波位相角ω１に対応する。また、キャリア周波数ＣＦは
搬送波位相角ωｃｌの角速度ωゎに、モジュレータ周波
数ＭＦは変調波位相角ωＩの角速度ω。
に対応する。
上記搬送波位相角ωｃｔＯ〜ωｃｔ１０及び変調波位相
角ωｍｔＯ〜ω、ｔ１０は、各々、搬送波発生回路１０
０３及び変調波発生回路１００５に各アドレス信号とし
て入力する。なお、搬送波発生回路１００３及び変調波
発生回路１００５は、各々、第１図の搬送波ＲＯＭ１０
１及び変調波ＲＯＭ１０２に対応する。
一方、エンヘローブジェネレータ１００６は、コントロ
ーラ１００１からのエンベロープ情報ＥＤに基づいて端
子Ｃ及びＭから１１ビツト及び１０ビツトの２チヤネル
の変調深度関数ＩＯ〜１１０及び振幅係数ＡＭＰＯ〜Ａ
ＭＰＩＯを出力する。なお、これらは各々、第１図の変
調深度関数ｒ（ｔ、）及び振幅係数Ａに対応し、共に時
間的に変化し得る。
変調深度関数ＩＯ〜ＩＩＯは１以下の値をとり、乗算器
１００７の端子Ｂに入力して、端子Ａに入力する変調波
発生回路１００５からの出力と乗算され、１１ビツトの
変調信号ＷＭＯ〜Ｗ　Ｍ　１０を出力する。
ここで、乗算器１００７と変調信号ＷＭＯ〜Ｗ　Ｍ　１
０は、各々、第１図のＭ　Ｕ　Ｌ　１０３及び変調信号
ＷＭに対応する。
前記搬送波発生回路１００３及び上記乗算器１００７か
ら出力される搬送信号ＷｃＯ〜Ｗ　ｃ　１０及び変調信
号ＷＭＯ〜Ｗ　Ｍ　１０は、各々アダー１００８の端子
Ａ及びＢに入力し加算され、１１ビツトの加算波形００
〜０１０を出力する。なお、アダー１００８及び加算波
形００〜０１０は、各々、第１図のＡ　Ｄ　Ｄ　１０４
と加算波形Ｗｃ　＋ＷＭに対応する。
上記加算波形００〜０１０ば、三角波デコーダ１００９
のアドレス信号となり、１０ビツトのデコード出力ＭＡ
Ｏ−ＭＡ９を出力させる。ここで、三角波デコーダ１０
０９及びデコード出力ＭＡＯ〜ＭＡ９は、各々、第１図
のデコーダ１０５及びデコード出力りに対応する。
上記デコード出力ＭＡ　Ｏ−ＭＡ　９は、更に乗算器１
０１０の端子Ａに入力し、端子Ｂに入力する振幅係数Ａ
ＭＰＯ−ＡＭＰ９と乗算されて振幅変調される。なお、
振幅係数ＡＭＰＯ−ＡＭＰ９は１以下の値をとる。
このようにして生成されたデジタル楽音信号は、Ｄ／Ａ
ｉ換器１０１１及びローパスフィルタ１０１２において
アナログ楽音信号に変換され、特には図示しないサウン
ドシステムから放音される。
以上の構成により、演奏者による演奏操作に対応してコ
ントローラ１００１から出力されるキャリア周波数ＣＦ
、モジュレータ周波数ＭＦ及びエンベロープ情報ＥＤを
制御することにより、該演奏操作に基づいて音高、音量
及び音色等が制御された楽音を、第１図の楽音波形発生
装置と全く同様にＤ／Ａ変換器１０１１及びローパスフ
ィルタ１０１２においてアナログ楽音信号に変換され、
特には図示しないサウンドシステムから放音される。
以上の構成により、演奏者による演奏繰作に対応してコ
ントローラ１００１から出力されるキャリア周波数ＣＦ
、モジュレータ周波数ＭＦ及びエンベロープ情報ＥＤを
制御することにより、該演奏操作に基づいて音高、音量
及び音色等が制御された楽音を、第１図の楽音波形発生
装置と全く同様にして出力し、放音させることができる
。
次に、第１１図に第１０図の搬送波発生回路１００３の
第１の回路例を示す。
＃０〜＃９の排他論理和回路（以下、ＥＯＲと呼ぶ）　
１１０２の各第１の入力端子には第１０図のアダー１０
０２からの最上位ビットの搬送波位相角ω。。
１０が入力し、また各第２の入力端子にはＯ〜９ビット
の搬送波位相角ωＣＬＯ〜ωｃｔ９が入力する。
＃０〜＃９のＥ　ＯＲ１１０２の出力ＡＯ−Ａ９は、Ａ
波搬送波ＲＯＭ１１０１の各アドレス信号として入力す
る。
η波搬送波ＲＯＭＩＩＯＩのＲＯＭ出力ＤＯ〜Ｄ９は、
各々、＃０〜＃９のＥＯＲ１１０３の第１の入力端子に
入力する。また、＃０〜＃９のＥ　ＯＲ１１０３の第２
の入力端子には最上位ビットの搬送波位相角ωｃｔ１０
が入力する。
＃０〜＃９のＥ　ＯＲ１１０３の各出力及び最上位ビッ
トの搬送波位相角ωｃｔ１０は、搬送信号ＷＣＯ〜Ｗ　
ｃ　１０として第１０図のアダー１００８に出力される
。
上記第１の回路例の動作を第１２図の動作説明図に基づ
いて説明する。
まず、第１１図（７）％被照送波ＲＯＭ１１０１には、
前記第２図又は（３）式で説明した搬送信号ＷＣのうち
、２周期分（０〜π［ｒａｄ　］）に相当する波形が記
憶されている。すなわち、前記（３）式より、第１１図
（Ｄ％波搬送波ＲＯＭｌｌ０Ｉの出力ＤＯ〜Ｄ９で定ま
る値をＹｌとすれば、 ・　・　・０′７１ なる波形が記憶されている。なお、ここでいう搬送波位
相角ωｃｔとは、ωｃｔＯ〜ωｃｔ９で定まる値をいう
。
一方第１０図のアダー１００２から出力される搬送波位
相角ωゎ、０〜ωｃｔ１０は、最上位ビットωＣｔ１０
が論理０の状態で下位１０ビツトωＣｔＯ〜ωｃｔ９の
フルレンジによって、０〜π（ｒａｄ　）の位相角を指
定でき、更に、最上位ビットωｃｔ１０が論理１ノ状態
で、下位１０ビツトωＣｔＯ〜ωｃｔ９のフルレンジに
よって、π〜２π（ｒａｄ　）の位相角を指定できる。
従って今、第１０図のアダー１００２で搬送波位相角ω
ｃＬＯ〜ωｃｔ１０のフルレンジが指定される時間をＴ
とすれば、まず時間０〜Ｔ／２において、第１２図（ｂ
）のように、最上位ビットの搬送波位相角ωｃｔ１０が
論理０で、かつ、同図（ａ）のように、下位１０ビツト
の搬送波位相角ωｃｔＯ〜ωｃｔ９のフルレンジが指定
される。そして、このとき＃０〜＃９のＥ　ＯＲ１１０
２の第１の入力端子には、論理０の最上位ビットの搬送
波位相角ωｃｔ１０が入力しているため、時間０〜Ｔ／
２で下位１０ビツトの搬送波位相角ωｃＬＯ〜ωｃｔ９
の値が順次増加することにより、第１２図（Ｃ）のよう
に、それと全く同様の関係で順次増加するアドレス信号
ＡＯ〜Ａ９が得られる。これにより、第１１図の２被搬
送波Ｒ○Ｍ１１０１の出力ＤＯ〜Ｄ９は、第１２図（ｄ
）のように、前記０７）式に基づくＯ〜π（ｒａｄ　）
の範囲の波形が順次読み出される。そして、この波形は
＃０〜＃９のＥ　ＯＲ１１０３の第１の入力端子に人力
するか、上記Ｅ　ＯＲ１１０３の第２の入力端子には論
理Ｏの最上位ビットの搬送波位相角ω。ｔｌｏが入力し
ているため、その出力の下位１０ピントの搬送信号Ｗ　
ｃ　Ｏ〜Ｗｃ９は、第１２図（ｅ）のように、同図（ｄ
）の出力Ｄｏ−Ｄ９と全く同様の波形が出力される。更
に、最上位ビットの搬送信号Ｗ　ｃ　１０は、最上位ビ
・ントの搬送波位相角ωｃｄＯに等しく論理０であるた
め、結局、第１２図げ）の時間０〜Ｔ／２で示されるよ
うに、同図（ｄ）の出力ＤＯ−Ｄ９と全く同様の波形が
、搬送信号Ｗ　ｃ　Ｏ〜Ｗｃ１Ｏとして出力される。
次に、時間Ｔ／２〜Ｔでは、第１２図（ｂ）のように、
最上位ビットの搬送波位相角ωＣｔ１０が論理１で、か
つ、同図（ａ）のように、下位１０ビツトの搬送波位相
角ωＣｔＯ〜ωｃｔ９のフルレンジが指定される。そし
て、このとき＃０〜＃９のＥ　ＯＲ１１０２の第１の入
力端子には、論理１の最上位ビットの搬送波位相角ωｃ
ｔ１０が入力するため時間Ｔ／、２〜Ｔにおいて下位１
０ビツトの搬送波位相角ω。、０〜ωｃｔ９の値が順次
増加することにより、第１２図（Ｃ）のように、それと
全く逆の関係で順次減少するアドレス信号ＡＯ〜Ａ９が
得られる。これにより、第１１　図（７１Ａ波し送波Ｒ
ＯＭＩＩＯＩの出力Ｄ０〜Ｄ９は、第１２図（ｄ）に示
すように、前記０７）式に基づく０〜π（ｒａｄ　）の
範囲の波形が逆方向に読み出される。そして、この波形
は＃０〜＃９のＥＯＲ１１０３の第１の入力端子に入力
するが、上記ＥＯＲ１１０３の第２の入力端子には論理
１の最上位ビットの搬送波位相角ωｃｄＯが入力してい
るため、その出力である下位１０ビツトの搬送信号Ｗ　
ｃ　Ｏ〜Ｗｃ９は、第１２図（ｅ）のように、同図（ｄ
）の出力ＤＯ−Ｄ９に対して増減関係が反転された波形
が出力される。これに加え、最上位ビットの搬送信号Ｗ
ＣＩＯは、最上位ピッ１〜の搬送波位相角ωｃｔ１０に
等しく論理１であるため、上記出力に下位１０ビツトの
搬送波位相角ωＣｔＯ〜ωｃＬ９のフルレンジ分にあた
るπ（ｒａｄ　）のオフセットが重畳され、結局、第１
２図げ）の時間Ｔ／２〜Ｔで示される波形が搬送信号Ｗ
ＣＯ〜Ｗ、１０として出力される。
以上の動作かられかるように、時間０−Ｔの範囲で出力
される波形は、前記第２図又は（３）式で説明した搬送
信号Ｗｃと全く同様の波形が出力される。そして、この
第１の回路例の場合、第１１図の２被搬送波ＲＯＭｌｌ
０Ｉには、第２図の１周期分の波形に対して２周期分の
波形を記憶させればよいた゛め、単純に１周期分の波形
を記憶させる場合に比較してメモリ容量を２にすること
ができる。
第１３図に第１０図の搬送信号発生回路１００３の第２
の回路例の構成を示す。
＃０〜＃８のＥ　ＯＲ１３０２の各第１の入力端子には
、第１０図アダー１００２からの１０ビツト目の搬送波
位相角ω。、９が入力し、また各第２の入力端子には０
〜８ビツトの搬送波位相角ωｃｔＯ〜ω。、８が入力す
る。
＃０〜＃８のＥ　ＯＲ１３０２の出力ＡＯ〜Ａ８は、Ｚ
被搬送波ＲＯＭ１３０１の各アドレス信号として入力す
る。
２被搬送波ＲＯＭ１３０１のＲＯＭ出力ＤＯ〜Ｄ８は、
各々、＃０〜＃８のＥ　ＯＲ１３０３の第１の入力端子
に入力する。また、＃０〜＃８のＥ　ＯＲ１３０３の第
２の入力端子には１０ビツト目の搬送波位相角ω。、９
が入力する。
＃０〜＃８のＥ　ＯＲ１１０３の各出力、１０ビット目
の搬送波位相角ωｃｔ９及び最上位ヒ・ン１〜の搬送波
位相角ω。ｔｌｏは、搬送信号ＷＣＯ〜Ｗ０１０として
第１０図のアダー１００Ｂに出力される。
上記第２の回路例の動作を第１４図の動作説明図に基づ
いて説明する。
まず、第１３図のＸ被搬送波ＲＯＭ１３０１には、前記
第２図又は（３）式で説明した搬送信号ＷＣのうち、Ｚ
周期分（０〜π／　２　（ｒａｄ　）　）に相当する波
形が記憶されている。すなわち、前記（３）式より、第
１３図のＸ被搬送波ＲＯＭ１３０１からの出力り。
〜Ｄ８で定まる値をＹ２とすれば、 Ｙ２＃（π／２）ｓｉｎ　ωｃｔ ・・　（０≦ωｃｔ≦π／２） ・・・０８） なる波形が記憶されている。なお、ここでいう搬送波位
相角ωｃｌとは、ω。、０〜ωｃｔ８で定まる値をいう
。
一方第１０図アダー１００２から出力される搬送波位相
角ωＣｔＯ〜ωＣｔｌＯは、最上位ビ・ノドω。、１０
と１０ビツト目ωｃｔ９の論理の組み合わせ（ω０，１
０、ω。、９）で、（Ｏｌｏ）となる場合に下位９ビ・
ノドωＣＯＯ〜ωｃｔ８のフルレンジによって、０〜π
／　２　（ｒａｄ　）の位相角を指定でき、（０、■）
となる場合に下位９ピツＩ・ωｃｔＯ〜ωｃｔ８のフル
レンジによって、π／２〜π（ｒａｄ　）の位相角を指
定でき、（１，０）となる場合に同様にπ−３π／２　
（ｒａｄ　）の位相角を指定でき、（１，１）となる場
合に同様に３π／２〜２π（ｒａｄ　）の位相角を指定
できる。以下、上記４つの各場合毎Ｇこ説明する。
今、第１０図アダー１００２で搬送波位相角ωｃｔＯ〜
ωｃｔ１０のフルレンジが指定される時間をＴとすれば
、上記第１の場合として、（ωｃｔ１０、ω０，９）−
（０，０）となる場合は、第１４図（ｂ）及び（Ｃ）の
ように、時間０〜Ｔ／４に相当する。この時間範囲にお
いては、＃０〜＃８のＥ　ＯＲ１３０２の第１の入力端
子には、論理０の１０ビ・ント目の搬送波位相角ω。、
９が入力しているため、時間０〜Ｔ／４で下位９ビツト
の搬送波位相角ωｃｔＯ〜ωｃｔ８の値が順次増加する
ことにより、第１４図（ｄ）のように、それと全く同様
の関係で順次増加するアドレス信号ＡＯ〜Ａ８が得られ
る。これにより、第１３図のｚ被搬送波ＲＯＭ１３０１
（７）出力ＤＯ〜Ｄ８は、第１４図（ｅ）のように、前
記０８）弐に基づく０〜π／２　（ｒａｄ　）の範囲の
波形が順次読み出される。そして、この波形は＃０〜＃
８のＥ　ＯＲ１３０３の第１の入力端子に入力するが、
上記Ｅ　ＯＲ１３０３の第２の入力端子には論理０の１
０ビツト目の搬送波位相角ωｃｔ９が入力しているため
、その出力の下位９ビツトの搬送信号Ｗ　ｃ　Ｏ”　Ｗ
　ｃ　８は、第１４図（ｆ）のように、同図（ｅ）の出
力ＤＯ〜Ｄ８と全く同様の波形が出力される。更に、１
０ビツト目及び最上位ビットの搬送信号Ｗｃ９及びＷｃ
１Ｏは、１０ビツト目及び最上位ビットの搬送波位相角
ω。、９及びωｃｔ１０に等しく共に論理Ｏであるため
、結局、第１４図（２）の時間０〜Ｔ／４で示されるよ
うに、同図（ｅ）の出力Ｄｏ−Ｄ８と全く同様の波形が
、搬送信号Ｗ　ｃ　Ｏ〜Ｗｃ１Ｏとして出力される。
次に、第２の場合として、（ωｃｔ　１０、ωｏ、９）
−（０，１）となる場合は、第１４図（ｂ）及び（Ｃ）
のように、時間Ｔ／４〜Ｔ／２に相当する。この時間範
囲においてば、＃０〜＃８のＥ　ＯＲ１３０２の第１の
入力端子には、論理１の１０ビツト目の搬送波位相角ω
ｃｔ９が入力するため時間Ｔ／４〜Ｔ／２において下位
９ビツトの搬送波位相角ωｃｔＯ〜ωｃｔ８の値が順次
増加することにより、第１４図（ｄ）のように、それと
全く逆の関係で順次減少するアドレス信号ＡＯ〜Ａ８が
得られる。これにより、第１３図ｚ被照送波ＲＯＭ２Ｓ
Ｏ４（７）出力ＤＯ〜Ｄ８は、第１４図（ｅ）に示すよ
うに、前記０８）式に基づく０〜π／　２　［：ｒａｄ
　）の範囲の波形が逆方向に読み出される。そして、こ
の波形は＃０〜＃８のＥＯＲ１３０３の第１の入力端子
に入力するが、上記Ｅ○Ｒ１３０３の第２の入力端子に
は論理１０１０ビツト目の（般送波位相角ω。、９が入
力するため、その出力である下位９ビツトの搬送信号Ｗ
ＣＯ〜Ｗｃ８は、第１４図（ｆ）のように同図（ｅ）の
出力ＤＯ−ＤＢに対して増減関係が反転された波形が出
力される。
これに加え、１０ビツト目及び最上位ビットの搬送信号
Ｗ　ｃ　９及びＷ　ｃ　１０は、１０ビツト目及び最上
位ビットの搬送波位相角ωｃｔ９及びωｃｔ１０に等し
く各々の論理ば１及びＯであるため、上記出力に下位１
０ビツトの搬送波位相角ωＣｔＯ〜ωｃｔ９のフルレン
ジ分にあたるπ／　２　（ｒａｄ　）のオフセットが重
畳され、結局、第１４図（ｇ）の時間Ｔ／／１〜Ｔ／２
で示されるような波形が搬送信号ＷＣＯ〜Ｗ　ｃ　１０
として出力される。
続いて、第３の場合として、（ωｃｔ１０、ωｃｔ９）
＝（１，０）となる場合は、第１４図（ｂ）及び（Ｃ）
のように、時間Ｔ／２〜３Ｔ／４に相当する。この時間
範囲においては、１０ビツト目の搬送波位相角ωｃｔ９
の論理が０であるため、Ｅ　ＯＲ１３０２，２被搬送波
ＲＯＭ１３０１及びＥ　ＯＲ１３０３における動作は、
前記第１の場合と全く同様である。従って、Ｅ　ＯＲ１
３０３の出力である下位９ビツトの搬送信号Ｗ　ｃ　Ｏ
〜Ｗ　ｃ　８は、第１４図（ｆ）のように、同図（ｅ）
の出力ＤＯ〜Ｄ８と全く同様の波形が出力される。
これに加え、１０ビツト目及び最上位ビットの搬送信号
Ｗｃ９及びＷｃ１Ｏは、１０ビツト目及び最上位ビット
の搬送波位相角ωｃＬ９及びωｃｔ１０に等しく各々の
論理は０及び１であるため、上記出力に下位９ビツトの
搬送波位相角ωＣｔＯ〜ωｃＬ８のフルレンジ分の２倍
にあたるπ（ｒａｄ　）のオフセントが重畳され、結局
、第１４図（ｇ）の時間Ｔ／４〜Ｔ／２で示されるよう
な波形が搬送信号Ｗ　ｃ　Ｏ〜Ｗ　ｃ　１０として出力
される。
最後に、第４の場合として、（ωＣｔ１０、ωｃＬ９）
−（１，１）となる場合は、第１４図（ｂ）及び（Ｃ）
のように、時間３Ｔ／４〜Ｔに相当する。この時間範囲
では、１０ビツト目の搬送波位相角ωｃｔ９の論理が１
であるため、Ｅ　ＯＲ１３０２、Ｚ被搬送波ＲＯＭ　１
３０１及びＥ　ＯＲ１３０３における動作は、前記第２
の場合と全く同様である。従って、Ｅ　ＯＲ１３０３の
の出力である下位９ビツトの搬送信号ＷＣＯ〜ＷＣ８は
、第１４図げ）のように同図（ｅ）の出力ＤＯ〜Ｄ８に
対して増減関係が反転された波形が出力される。これに
加えて、１０ビツト目及び最上位ビットの搬送信号Ｗ、
９及びＷｃ１Ｏは、１０ピント目及び最上位ビットの搬
送波位相角ωｃｔ９及びωｃＬ１０に等しく共に論理１
であるため、上記出力に下位９ビツトの搬送波位相角ω
ｃｔＯ〜ωｃｔ８のフルレンジ分の３倍にあたる３π／
２　（ｒａｄ　）のオフセットが重畳され、結局、第１
４図（ｇ）の時間３Ｔ／４〜Ｔで示される波形が、搬送
信号ＷｃＯ〜Ｗｃ１Ｏとして出力される。
以上の動作かられかるように、時間０〜Ｔの範囲で出力
される波形は、前記第２図又は（３）式で説明した搬送
信号Ｗｃと全く同様の波形が出力される。そして、この
第２の回路例の場合、第１３図の２被搬送波ＲＯＭ１３
０１には、第２図の１周期分の波形に対してＸ周期分の
波形を記憶さセればよいため、メモリ容量を、前記第１
の回路例に比較して更に２、単純に１周期分の波形を記
憶させる場合に比較してスにすることができる。
次に、第１５図に第１０図の三角波デコーダ１００９の
回路例を示す。
＃９の２つの各入力端子には、第１０図アダー１００８
からの１０ビツト目及び最上位ビットの加算波形０９及
び０１０が入力し、この出力は＃０〜＃８のＥ　ＯＲ１
５０１の各第１の入力端子に入力する。
また、＃０〜＃８のＥ　ＯＲ１５０１の各第２の入力端
子にはＯ〜８ビットの加算波形００〜０８が入力する。
上記＃Ｏ〜＃８のＥ　ＯＲ１５０１の各出力はデコード
出力ＭＡＯ〜ＭＡ８として、また、最上位ビットの加算
波形０１０は符号ビットを表す最上位ビットのデコード
出力ＭＡ９として第１０図の乗算器１０１０に出力され
る。
上記構成の三角波デコーダの動作を以下に説明する。
今、加算波形ＯＯ〜０１０で定まる値Ｚが時間経過に正
比例して順次増加すると仮定し、加算波形００〜０１０
のフルレンジで１周期分すなわちＯ〜２π（ｒａｄ　）
の位相角を指定できるとする。そして、まず第１の場合
として、加算波形の最上位ビット０１０と１０ビツト目
０９の論理の組み合わせ（０１０，０９）が（０，０）
となる場合は、加算波形００〜０１０の示す値がＯから
フルレンジの４分の１すなわちπ／　２　（ｒａｄ　）
まで変化する場合である。そして、この範囲では＃９の
Ｅ　ＯＲ１５０１の出力は論理０となるため、＃０〜＃
８のＥＯＲ１５０１に入力する加算波形００〜０８が時
間経過と共に順次増加するに従って、それと全く同様の
波形が下位９ビツトのデコード出力ＭＡＯ〜ＭＡ８とし
て現れる。更に、符号ビットである最上位ビットのデコ
ード出力ＭＡ９は、最上位ビットの加算波形０１０に等
しく論理０であり、従って、上記範囲では正のデコード
出力を生成する。これを式で表すと、前記デコード出力
ＭＡＯ〜ＭＡ９で定まる値をＷとすれば、 となる。
第２の場合として、（０１０，０９）　−（０、■）と
なる場合は、加算波形００〜０１０の示す値が、π／２
〜π（ｒａｄ　）まで変化する場合である。そして、こ
の範囲では＃９のＥ　ＯＲ１５０１の出力は論理１とな
るため、＃０〜＃８のＥ　ＯＲ１５０１に入力する加算
波形ＯＯ〜０８が時間経過と共に順次増加するに従って
、それと全く逆の関係で順次減少する波形が下位９ビツ
トのデコード出力ＭＡＯ〜ＭＡ８として出力される。更
ムこ、符号ビットである最上位ビットのデコード出力Ｍ
Ａ９は、最上位ビットの加算波形０１０に等しく論理Ｏ
であり、従って、上記範囲では正のデコード出力を生成
する。
これを式で表すと、 となる。
第３の場合として、（０１０，０９）　−（１，０）と
なる場合は、加算波形００〜０１０の示す値が、π−３
π／２　Ｃｒａｄ　）まで変化する場合である。
そして、この範囲では＃９のＥ　ＯＲ１５０１の出力は
前記第２の場合と同様に論理１となるため、＃０〜＃８
のＥ　ＯＲ１５０１の状態も前記第２の場合と同様で、
入力する加算波形００〜０８が時間経過と共に順次増加
するに従って、それと全く逆の関係で順次減少する波形
が下位９ビツトのデコード出力ＭＡＯ〜ＭＡ８として出
力される。一方、符号ビットである最上位ビットのデコ
ード出力ＭＡ９は、最上位ビットの加算波形０１０が論
理１に変化したため、上記範囲では負のデコード出力を
生成する。これを式で表すと、 Ｗ−−Ｚ＋π 但し、　（π≦Ｚ≦３π／２）・　・　・（２１）とな
る。
第４の場合として、（０１０，０９）　−（１，１）と
なる場合は、加算波形００〜０１０の示す値が、３π／
２〜２π（ｒａｄ　）まで変化する場合である。
そして、この範囲では＃９のＥ　ＯＲ１５０１の出力は
前記第１の場合と同様に論理０となるため、＃０〜＃８
のＥ　ＯＲ１５０１の状態も前記第１の場合と同様で、
入力する加算波形００〜０８が時間経過と共に順次増加
するに従って、それと全く同様の波形が下位９ビツトの
デコード出力ＭＡ　Ｏ−ＭＡ　８として出力される。一
方、符号ビットである最上位ビットのデコード出力ＭＡ
９は、最上位ビ・ノドの加算波形０１０が論理１である
ため、上記範囲では負のデコード出力を生成する。これ
を式で表すと、 Ｗ＝Ｚ−２π 但し、（３π／２≦Ｚ≦２π）・　・　・（２２）とな
る。
以上の第１〜第４の場合に対応する（１９）〜（２２）
式をまとめると、 ・　・　・（２３） となる。
ここで、第１図のデコーダ１０５の特性として既に示し
た前記（７）式を変形すると、 ・　・　・（２４） となる。上記（２４）弐と前記（２３）式を比較すると
、入出力の関係は、全体的なゲインが２／π異なるだけ
で、実質的に全く同じ関係であり、従って、第１５図に
示される第１０図の三角波デコーダ１゜０９は、前記（
７）式の特性で示される第１図のデコーダ１０５と全く
同様に動作することがわかる。
以上、第１０図の搬送信号発生回路１００３と三角波デ
コーダ１００９について具体的な回路例を示したが、そ
のほか第１０図の変調信号発生回路１００５は、２又は
Ｚ周期分のｓｉｎ波形を記憶し、第１１図又は第１３図
と同様に１周期分の波形を生成するＲＯＭメモリとして
実現することができる。また、アダー１００２．１００
５．１００８又は乗算器１００７．１０１０等は公知の
回路で実現でき、エンベロープジェネレータ１００６に
ついても、電子楽器における公知のものを用いれば実現
可能である。
上記第１０図の第１の実施例では単一の楽音波形を出力
するための回路として説明したが、同口のアダー１００
２、搬送信号発生回路１００３、アダー１００４、変調
信号発生回路１００５、エンベロープジェネレータ１０
０６、乗算器１００７、アダー１００８、三角波デコー
ダ１００９及び乗算器１０１０を時分割で動作できるよ
うに構成し、Ｄ／Ａ変換器１０１１の入力段で、各時分
割チャネルの楽音を各サンプリング周期毎に累算するよ
うにすれば、複数の楽音波形を並列して発音させること
が可能となる。
策１■災庭炭夏説班 次に、本発明の第２の実施例について説明する。
始めに、第２の実施例の基本的な原理は、第１図〜第９
図を用いて前述した第１の実施例の原理構成及び動作と
同しである。
第２の実施例の具体的構成は第１６図に示される。この
実施例は、本発明による楽音波形発生装置を、電子鍵盤
楽器に適用した例である。そして、本実施例は、鍵盤上
の鍵を押鍵する速さ（強さ）によって、生成される楽音
に高次倍音が多く含まれる状態から単一正弦波のみが含
まれる状態まで幅広く制御することができることを特徴
とする。
第１６図において、第１０図の第１の実施例と同じ番号
・記号を付した回路又は信号等は、第１０図の場合と同
し機能を有するものとする。
第１６図の第２の実施例が第１０図の第１の実施例と異
なる点は、まず、コントローラ１６０２　（第１０図１
００１に対応する）に、鍵盤部１６０１が接続されてい
る点である。そして、コントローラ１６０２は、特には
図示しないパラメータ設定部における設定状態及び鍵盤
部１６０１から入力するキーコー１”　Ｋ　Ｃ及びベロ
シティＶＬの各データに従って、キャリア周波数ＣＦ、
モジュレータ周波数ＭＦ及び後に詳述するエンベロープ
情報ＥＤ、ＦＡを生成・出力する。
アダー１００２又は１００４は、第１０図の場合と同様
、各々１０ビツトの搬送波位相角ωｃｔＯ〜ωｃｔ１０
又は変調波位相角ωｍｔＯ〜ωｍｔｌＯを生成するため
の累算器であるが、キャリア周波数ＣＦは、例えば鍵盤
部１６０１からのキーコードＫＣに対応する周波数に決
定され、また、モジュレータ周波数ＭＦは例えばキャリ
ア周波数ＣＦに対して予め演奏者が設定した比になるよ
うに決定することにより、鍵盤部１６０１で操作した鍵
盤に対応する音高の楽音波形が発生される。
搬送信号発生回路１００３及び変調信号発生回路１００
５の機能は、第１０図の場合と同様である。
一方、エンベロープジェネレータ１６０３ば、コントロ
ーラ１６０２からのアドレスデータＦＡ及び設定データ
ＥＤに基づいて端子Ｃ及びＭから１１ビツト及び１０ビ
ツトの２チヤネルの変調深度関数ＩＯ〜ＩＩＯ及び振幅
係数ＡＭＰＯ〜Ａ　Ｍ　Ｐ　１０を出力する。なお、こ
れらは各々、第１図の変調深度関数Ｔ　（ｔ）及び振幅
係数Ａに対応し、共に鍵盤部１６０１からのキーコード
ＫＣ及びベロシティＶＬの各値に基づいて時間的に変化
し得る。この点が第１０図の第１の実施例と異なる。
乗算器１００７、アダー１００８、三角波デコーダ１０
０９、乗算器１０１０、Ｄ／Ａ変換器１０１１及びロー
パスフィルタ１０１２の機能は、第１０図の場合と同様
である。
次に、第１６図の搬送信号発生回路１００３の具体的回
路例は、前述の第１の実施例の場合と同様、第１１図又
は第１３図で示され、それらの動作は第１２図又は第１
４図で説明した通りである。
また、第１６図の三角波デコーダ１００９の具体的回路
例は、前述の第１の実施例の場合と同様、第１５図で示
され、それの動作も前述した通りである。
更に、第１６図の変調信号発生回路１００５の具体的回
路としては、第１の実施例において前述した如く、Ａ又
は２周期分のｓｉｎ波形をＲＯＭに記憶させ、第１１図
又は第１３図と同様に１周期分の波形を生成する回路と
して実現できる。
次に、第１６図のエンベロープジェネレータ１６０３の
動作について説明する。エンベロープジェネレータ１６
０３の構成は、２チャネル分のエンヘロプ波形を出力で
きること以外は、通常の電子楽器に用いられるエンベロ
ープジェネレータ回路と同様であるためその詳細は省略
するが、本実施例では、このエンベロープジェネレータ
１６０３にコントローラ１６０２から各バラメークをセ
ットする場合の動作について特徴的な動作をする。以下
にその動作を説明する。
まず、エンベロープジェネレータ１６０３のチャネルＣ
ｈｉ及びＣｈ２として出力される変調深度関数ＩＯ〜１
１０又は振幅係数ＡＭＰＯ−ＡＭＰ９の特性の例を第１
７図に示す。同図で、ＯＮは第１６図の鍵盤部１６０１
でのいずれかの鍵の押鍵開始のタイミングを示し、ＯＦ
Ｆは離鍵のタイミングを示す。そして、チャネルＣｈｉ
又はチャネルｃｈ２の出力値は、押鍵からアタックタイ
ムＡＴの時間でイニシャルレベルＩＬに達し、そこから
デイケイタイムＤＴの時間でサスティンレベルＳ　Ｌに
なり、離鍵までそのレベルを維持し、離鍵後はリリース
クイムＲＴの時間でＯレベルになって消音する。
第１６図のコントローラ１６０２からエンベロープジェ
ネレータ１６０３のアドレス入力端子Ａにアドレスデー
タＦＡを設定すると共に、データ入力端子りに設定デー
タＥＤを与えることにより、第１６図のエンベロープジ
ェネレータ１６０３のチャネルＣｈ１及びチャネルＣｈ
２の各出力波形を設定することができる。この場合のア
ドレス入力端子Ａのアドレス値とデータ入力端子りのデ
ータの種類の関係を第１８図に示す。このようにアドレ
ス入力端子Ａに同図に示す各値をアドレスデータＦＡに
よって与えることにより、データ入力端子りに同図に示
す各種類のデータを設定データＥＤによって設定するこ
とができる。なお、第１８図では、チャネルＣｈｉ及び
Ｃｈ２の両者とも、同じ種類のパラメータが設定される
が、当然その種類は異なってもよい。
次に、第１９図〜第２５図に、演奏者が第１６図の鍵盤
部１６０１を操作して演奏を行った場合のコントローラ
１６０２の動作フローチャー１・を示ず。なお、コント
ローラ１６０２内部で処理される各変数を第２６図に示
す。同図で、変調波の搬送波に対するデチューンデータ
ＤＴＵＮＥは、変調波位相角ω帆０〜ω、ｔ１０の周波
数を搬送波位相角ωｃｔＯ〜ωｃｔ１０の周波数に対し
てどの（らいずらして設定するかを示すデータであり、
これにより発生される楽音波形の高次倍音の構成を可変
させることができる。
また、第２６図のチャネルＣｈｉ及びチャネルＣｈ２に
対応する各データは、第１６図のエンベロープジェネレ
ータ１６０３に設定される第１８図に示した各データに
対応する。
まず、第１９図は、コントローラ１６０２のメイン動作
フローチャートである。
同図で、Ｓｌと３７の処理の繰り返しにおいて、コント
ローラ１６０２は鍵盤部１６０１においていずれかの鍵
が押鍵又は離鍵されたか否かを監視している。
いずれかの鍵が押鍵されると３１から３２に進む。Ｓ２
では、キャリア周波数ＣＦを第１６図のアダー１００２
にセットする処理が行われる。第２０図にその動作フロ
ーチャートを示す。
まず、Ｓ９で、鍵盤部１６０１から押鍵されたキーコー
ドＫＣを得る。
次に、ＳＩＯで、当該キーコードＫＣに特には図示しな
いベンダー、トランスポーズ等の値を加算し、キャリア
周波数ＣＦを計算する。ここで、ベンダーは、演奏者が
演奏中に発音中の楽音の音程を任意に変更できるように
するためのコントローラのデータである。また、トラン
スポーズは、鍵盤部１６０１上で移調又はオクターブ変
更等を行うための設定データをいう。
続いて、第２０図のＳｌｌで、上記のようにして計算さ
れたキャリア周波数ＣＦをアダー１００２に出力する。
これにより第１６図のアダー１００２から押鍵された鍵
に応じた搬送波位相角ω。、０〜ω０゜１０が出力され
る。
上記動作の後、第１９図のメイン動作フローチャートに
戻り、Ｓ２から３３に進む。Ｓ３では、モジュレータ周
波数ＭＦを第１６図のアダー１００４にセットする処理
が行われる。第２１図にその動作フローチャートを示す
。
まず、Ｓｉ２で、前記Ｓ２（第２０図）の処理でセット
されたキャリア周波数ＣＦに、演奏者が予め設定したデ
チューンデータＤＴＵＮＥ　（第２６図参照）を加算し
、モジュレータ周波数ＭＦを計算する。
そして、このようにして決定されたモジュレータ周波数
ＭＦをアダー１００４に出力する。これにより、第１６
図のアダー１００２から出力される搬送波位相角ωＣｔ
Ｏ〜ω。、１０に対して所定の関係を有する変調波位相
角ωｍｔＯ〜ωｍｔ　１０がアダー１００４から出力さ
れる。
上記動作の後、第１９図のメイン動作フローチャートに
戻り、Ｓ３から３４に進む。Ｓ４では、第１６図のエン
ベロープジェネレータ１６０３のチャネルＣｈｉの各パ
ラメータを設定する処理が行われる。第２２図にその動
作フローチャートを示す。
まず、Ｓ１４で、第１６図の鍵盤部１６０１から押鍵さ
れた鍵のベロシティＶＬを得る。なお、この値は、０〜
１の間の値をとり得る。
次に、Ｓ１５で、音色データとして、チャネルＣｈｉの
アタックタイムＭＡＴ、デイケイタイムＭＤＴ及びリリ
ースタイムＭＲＴ　（第２６図参照）を、第１６図のエ
ンベロープジェネレータ１６０３にセットする。このセ
ットは、第１８図に示すようにアドレスデータＦＡによ
りエンベロープジェネレータ１６０３のアドレス入力端
子Ａに与える値を決定し、設定データＥＤとしてデータ
入力端子りに対応する各変数値を出力すればよい。
続いて、Ｓ１６で、音色データであるチャネルＣｈｉの
イニシャルレベルＭｒＬにベロシティＶＬの値を乗算し
、エンベロープジェネレータ１６０３にセットする。こ
のセットも、Ｓ１５の場合と同様である。
更に、Ｓ１７で、同じく音色データであるチャネルＣｈ
ｉのサスティンレベルＭＳＬにベロシティＶＬの値を乗
算し、上記と同様にエンベロープジェネレータ１６０３
にセットする。
上記動作の後、第１９図のメイン動作フローチャートに
戻り、Ｓ４から３５に進む。Ｓ５では、第１６図のエン
ベロープジェネレータ１６０３のチャネルＣｈ２の各パ
ラメータを設定する処理が行われる。第２３図にその動
作フローチャートを示す。
すなわち、Ｓ１８で、音色データとして、チャネルＣｈ
２のアタックタイムＣＡＴ、イニシャルレベルＣＩＬ、
デイケイタイムＣＤＴ、サスティンレベルＣ３Ｌ及びリ
リースタイムＣＲＴ　（第２６図参照）を、第１６図の
エンベロープジェネレータ１６０３にセットする。この
セットも、前記チャネルＣｈ１の場合と全く同様にして
行える。
以上の処理により、第１６図のキャリア周波数ＣＦ、モ
ジュレータ周波数ＭＦ及びエンベロープジェネレータ１
６０３への各パラメータの七ン１−が糸冬了したら、第
１９図のメイン動作フローチャー１〜に戻ってＳ５から
８６に進み、Ｓ６で楽音を発生するためのオン処理を行
う。第２４図にその動作フローチャートを示す。
まず、Ｓ１９で、第１６図のエンベロープジェネレータ
１６０３にチャネルＣｈｉをオンする命令を出す。この
処理は、第１８図に示すように、第１６図のコントロー
ラ１６０２からアドレスデータＦＡとして値０をセット
し、設定データＥＤとして適当な命令データを出力する
ことにより実行される。
次に、Ｓ２０で、エンベロープジェネレータ１６０３に
チャネルＣｈ２をオンする命令を出す。この処理は、チ
ャネルＣｈｉの場合と同様、第１８図に示すように、第
１６図のコントローラ１６０２からアドレスデータＦＡ
として値７をセットし、設定データＥＤとして適当な命
令データを出力することにより実行される。
これにより、第１９図３６のオン処理を終了する。
一方、第１６図鍵盤部１６０１で押鍵中の鍵が離鍵され
た場合、第１９図の３７から３８の処理に進み、Ｓ８で
発音中の楽音を消音するためのオフ処理を行う。第２５
図にその動作フローチャートを示す。
まず、Ｓ２１で、第１６図のエンベロープジェネレータ
１６０３にチャネルＣｈ１をオフする命令を出す。この
処理は、第１８図に示すように、第１６図のコントロー
ラ１６０２からアドレスデータＦＡとして（！１をセッ
トし、設定データＥＤとして適当な命令データを出力す
ることにより実行される。
次に、Ｓ２２で、エンベロープジェネレータ１６０３に
チャネルＣｈ２をオフする命令を出す。この処理は、チ
ャネルＣｈｉの場合と同様、第１８図に示すように、第
１６図のコントローラ１６０２からアドレスデータＦＡ
として値８をセットし、設定データＥＤとして適当な命
令データを出力することにより実行される。
これにより、第１９図３８のオン処理を終了する。
以上の処理によって、第１６図のエンベロープジェネレ
ータ１６０３からチャネルＣｈｉに対応する変調深度関
数ＩＯ〜ＩＩＯ及び振幅係数ＡＭＰＯ〜ＡＭＰ９が第１
７図のような特性で出力され、これに基づいて第１６図
の各回路が既に説明したように動作して、楽音波形を発
生する。
この場合、チャネルＣｈｉに対応する変調深度関数１０
−１１０の特性は、第１６図の鍵盤部１６０１で押鍵さ
れた鍵の強さを示すベロシティＶＬの値により、第２７
図に示すように変化する。すなわち、第２２図の３１６
及びＳ１７で示したようにイニシャルレベルＩＬ及びサ
スティンレベルＳＬがベロシティＶＬの値が大きいほど
大きくなる。
従って、鍵を強く押鍵するとベロシティＶＬの値が大き
くなって、変調深度関数１０〜１１０が全体的に大きな
値になり、この結果、第１６図のアダー１００８での変
調波位相角ωｍｔＯ〜ω□、１０の搬送波位相角ω。、
０〜ωｃｔ１０に対する混合率が大きくなり、生成され
る楽音に高次倍音を多く含ませることができる。
逆に、鍵を弱く押鍵するとベロシティＶＬの値が小さく
なって、変調深度関数１０〜ＩＩＯが全体的に小さな値
になり、この結果、第１６図のアダー１００８での変調
波位相角ωｍｔＯ〜ωｍｔ１ｏの搬送波位相角ωＣｔＯ
〜ωＣｄＯに対する混合率が小さくなり、生成される楽
音を単一正弦波に近づけることができる。
このように本実施例では、押鍵する強さによって、生成
される楽音に高次倍音が多く含まれる状態から単一正弦
波のみを含む状態まで幅広く制御することができること
が大きな特徴である。
以上の実施例では、第１６図のエンベロープジェネレー
タ１６０３のチャネルＣ，ｈｌすなわち変調深度関数Ｉ
Ｏ〜１１０のエンベロープ特性をベロシティＶＬによっ
て可変できるようにしたが、チャネルＣｈ２すなわち振
幅係数ＡＭＰＯ〜ＡＭＰ９のエンベロープ特性をベロシ
ティ■Ｌによって可変できるようにして、押鍵の強さに
応じて楽音の音量を可変できるようにしてもよい。
また、変調深度関数■０〜１１０のエンベロープ特性を
ベロシティＶＬによって可変しているが、ベロシティＶ
Ｌではなく第１６図の鍵盤部１６０１のどの鍵域の鍵が
押鍵されたかによって制御することもできる。すなわち
、例えば低音域の鍵を押鍵した場合は変調深度関数ＩＯ
〜１１０の値を小さくし、高音域の鍵を押鍵した場合に
大きくすることにより、ピアノ音のような低音域で多く
の高次倍音を含む音色のシミュレートに適する動作を行
わせることも可能である。
なお、第１６図の実施例では、単一の楽音波形を出力す
るための回路として説明したが、前述の第１の実施例の
場合と同様、第１６図のアダー１００２、搬送信号発生
回路１００３、アダー１００４、変調信号発生回路１０
０５、エンベロープジェネレータ１６０３、乗算器１０
０７、アダー１００８、三角波デコーダ１００９及び乗
算器１０１０を時分割で動作できるように構成し、Ｄ／
Ａ変換器１０１１の入力段で、各時分割チャネルの楽音
を各サンプリング周期毎に累算するようにすれば、複数
の楽音波形を並列して発音させることが可能となる。
始めに、本実施例では、基本的な波形出力を演算するた
めの基本モジュールという概念が用いられるため、まず
、その基本モジュールの原理構成について説明する。第
２８図は、基本モジュール２８０１の原理構成図である
。
同モジュールは、第１図に示した第１の実施例の原理構
成と異なり、変調信号ＷＭを第１図の如く変調波ＲＯＭ
１０２からＭ　Ｕ　Ｌ　１０３を介して入力させるので
はなく、後述するように前段の基本モジュールの出力を
人力させるようにした構成を有する。そして、１モジユ
ールあたりの基本的な動作は、第１図の場合とほぼ同じ
である。
すなわち、基本モジュール２８０１において、まず、搬
送波ＲＯＭｌ０Ｉには前述の第２図に示す関数波形が記
憶されている。従って、同図Ｉ、■及び■の各領域での
搬送波位相角ω。、　（ｒａｄ　）と搬送信号ＷＣ（ｒ
ａｄ　〕との関係は、前述の（３）式と同様となる。
そして、前記（３）式によって演算される搬送信号Ｗｃ
と、外部からの変調信号Ｗ１．Ｉとが加算され、デコー
ダ１０５に入力する。これにより、デコーダ１０５から
デコード出力りが出力され、更に、これにＭＵＬ１０６
で振幅係数Ａが乗算される。これにより得られる波形出
力ｅは、 ｅ　＝Ａ　　ＴＲＩ　（（ｒｌ／　２　）　ｓｉｎ　ω
ｃｔ＋ＷＭ１・・　（０≦ω、≦π／２） となる。但し、ＴＲＩ（Ｘ）は、三角波関数として定義
される。
ここで、まず、変調信号ＷＭがＯすなわち無変調の場合
、デコーダ１０５への入力波形は前記（３）式で定まる
搬送信号ＷＣそのものとなる。これは、第１図において
変調深度関数１　（ｔ）の値が０の場合に対応し、従っ
て、波形出力ｅは、前記（６）式と同様となる。また、
搬送信号Ｗｃと搬送波位相角ω、ば、第１回の場合と同
様、第３図の関係Ａで示される。一方、デコーダ１０５
において演算される三角波関数Ｄ＝ＴＲＩ（ｘ）（但し
、Ｘは入力）は、第１図の場合と同様、前記（７）式で
定義され、第３図の関係Ｂに示す関数である。従って、
第１図の場合と同様、波形出力ｅは、前記（８）式のよ
うに変形され、単一正弦波Ａ−ｓｉｎωゎ、となる。す
なわち、例えば振幅係数Ａ＝１とすれば、無変調時の搬
送波位相角ωゎ、と波形出力Ｃとの関係は、第１図の場
合と同様、第３図の関係Ｃのよ・うになる。
以上の関係より、楽音が減衰して単一正弦波成分のみに
なってゆ（過程、あるいは単一正弦波成分のみからなる
楽音の生成を実現するためには、外部から入力する変調
信号ＷＭを時間と共にＯに近づければよいことがわかる
。
次に、Ａ　Ｄ　Ｄ　１０４で搬送信号Ｗｃに混合される
変調信号ＷＭの混合率を増加させていった場合の波形出
力ｅの変化について考える。この場合、第１図において
、変調深度関数１　（ｔ）の値を増加させていった場合
と同様の効果が得られる。すなわち、変調信号ＷＭの混
合率を値Ｏから徐々に増加させてゆくと、第２８図のＡ
　Ｄ　Ｄ　１０４から出力される加算波形Ｗｃ　＋ＷＭ
には、搬送信号Ｗｃのみの成分から徐々に変調信号ＷＭ
の成分が重畳されてゆくため、波形出力ｅは、単一正弦
波から徐々に時間軸上で歪んでゆき、周波数軸上では高
次の倍音成分を多く含むように変化してゆく。この場合
、デコーダ１０５での変換関数は元々高次倍音成分を多
く含む前記（７）弐又は第３図Ｂに示す三角波であるた
め、更にこの関数に変調信号ＷＭに基づいて変調を加え
た場合、より複雑な倍音特性を得ることが可能となって
いる。
以上の基本モジュール２８０１では、前記（７）式又は
第３図の関係Ｂに示す特性を有するデコーダ１０５に対
して、その波形出力ｅが正弦波となるような前記（３）
式又は第２図若しくは第３図の関係Ａに示すような搬送
信号ＷＣを搬送波ＲＯＭｌ０Ｉに記憶させることにより
、単一正弦波の生成を可能にしている。しかし、これに
限られるものではなく、第１図の場合と同様、第８図の
（ａ）〜（ｄ）のような組み合わせとしても、同様の効
果を得ることができる。これらの関係は、前述の（９）
式から００式で示した通りである。
また、第２８図の基本モジュール２８０１でば、ＭＵ　
Ｌ　１０６で乗算される振幅係数Ａは一定値とし′ζ説
明したが、第１図の場合と同様、実際には時間的に変化
し得るものであり、これにより波形出力ｅに振幅変調さ
れたエンヘロープ特性をイ」加させることができる。
次に、第２８図の基本モジュールの原理構成に基づく第
３の実施例の具体的構成について説明する。
まず、第２９図は、第３の実施例である電子楽器の全体
的な構成図である。本実施例は、第２８図の基本モジュ
ールの構成を基本としているため、以下の説明では随時
第２８図等を参照しながら説明する。
コントローラ２９０６は、特には図示しないパラメータ
設定部におけるフォーメーション（後述する）の設定状
態及び例えば鍵盤部等の音高指定操作に従って、各々１
１ビツト及び１０ビツトの搬送波位相角ωＣｔＯ〜ω。
ｔｌＯ及び振幅係数ＡＭＰＯ〜ＡＭＰ９、フォーメーシ
ョン情報ＦＯ１Ｆ１、Ｆ２及びＦ３．２相クロツクＣＫ
Ｉ及びＣＫ２、う・ンチクロ・ツクＥＣＬＫを生成する
。この場合、後述する各フォーメーション毎に組み合わ
せられる基本モジュール数分の各データが時分割で出力
される。これについては、後に詳述する。ここで、搬送
波位相用品。、０〜ωｃｔ１０及び振幅係数ＡＭＰＯ〜
ＡＭＰ９は、第２８図における搬送波位相角ω。、及び
振幅係数Ａに対応する。
上記搬送波位相角ω。、０〜ωゎ、１０及び振幅係数Ａ
ＭＰＯ〜ＡＭＰ９は、基本モジュール２９０１に入力す
る。
基本モジュール２９０１は、第２８図の基本モジュール
２８０１に対応し、第２８図の搬送波ＲＯＭｌ０Ｉに対
応する搬送信号発生回路２９０２、デコーダ１０５に対
応する三角波デコーダ２９０４、Ａ　Ｄ　Ｄ　１０４に
対応するアダー２９０３、Ｍ　Ｕ　Ｌ　１０６に対応す
る乗算器２９０５から構成される。
そして、コントローラ２９０６からの搬送波位相角ωｃ
ｔ　Ｏ〜ωｃｔｌＯ及び振幅係数ＡＭＰＯ〜ＡＭＰ９は
、各々、搬送波発生回路２９０２及び乗算器２９ｏ５に
入力する。
基本モジュール２９０Ｉにおいて、搬送信号発生回路２
９０２から出力される１１ビットの搬送信号Ｗ　ｃ　Ｏ
〜Ｗｃ１Ｏは第２８図の搬送信号ＷＣに対応し、アダー
２９０３から出力される１１ビツトの加算波形００〜０
１０は第２８図の加算波形Ｗｃ　＋ＷＭに対応し、三角
波デコーダ２９０４から出力される１０ビツトのデコー
ド出力ＭＡＯ−ＭＡ９は第２８図のデコード出力りに対
応し、また、乗算器２９０５から出力される１１ビット
の波形出力ｅＯ−ｅｌＯは第２８図の波形出力ｅに対応
する。
基本モジュール２９０１の出力である波形出力ｅＯ〜ｅ
ｌＯは、コントローラ２９０６からのフォーメーション
情報ＦＯが論理０か論理１かによって端子ｓｏ又はＳｌ
に接続制御されるスイッチＳ　Ｗ２９１３を介して、累
算器２９０８又は２９０７に選択的に出力される。
累算器２９０７は、コントローラ２９０６からクリア端
子ＣＬＲに入力するフォーメーション情報Ｆ２及びコン
トローラ２９０６からの２相クロツクＣＫＩ及びＣＫ２
の制御下で、スイッチ５Ｗ２９１３の端子Ｓ１から入力
する基本モジュール２９０１の波形出力ｅＯ〜ｅｌＯを
累算する。この構成については第３０図で後に詳述する
。
累算器２９０７の出力は、スイッチＳ　Ｗ２９］４の端
子Ｓ１に出力される。また、スイッチＳ　Ｗ２９１４の
端子ＳＯは論理０のレベルに固定される。スイッチ５Ｗ
２９１４は、コントローラ２９０６からのフォーメーシ
ョン情報Ｆ３が論理０か論理１かによって端子ＳＯ又は
Ｓｌを基本モジュール２９０１のアダー２９０３に接続
し、１１ビツトの変調信号ＷＨＯ〜Ｗ　Ｍ　１０を供給
する。
なお、スイッチＳ　Ｗ２９１４の端子ＳＯは論理０レベ
ルに限らなくとも、前記搬送信号の変調に影響を及ぼさ
ない程度の０近傍の値であってもよい。
一方、累算器２９０８は、コントローラ２９０６からク
リア端子ＣＬＲに入力するフメーメーション情報Ｆ１及
びコントローラ２９０６からの２相クロツクＣＫ１及び
ＣＫ２の制御下で、スイッチＳ　Ｗ２９１３の端子ＳＯ
から入力する基本モジュール２９０１の波形出力ｅＯ〜
ｅｌＯを累算する。この構成については第３１図で後に
詳述する。
累算器２９０８の出力は、コントローラ２９０６からの
ラッチクロックＥＣＬＫに従ってフリップフロップ（以
下、Ｆ／Ｆと呼ふ）　２９０９にラッチされ、デジタル
楽音信号となる。
このようにして生成されたデジタル楽音信号は、Ｄ／Ａ
変換器２９１０及びローパスフィルタ（ＬＰＦ）２９１
１においてアナログ楽音信号に変換され、ザウンドシス
テム２９１２から放音される。
次に、第２９図の基本モジュール２９０１内の搬送信号
発生回路２９０２の具体的回路例は、前述の第１の実施
例の場合と同様、第１１図又は第１３図で示され、それ
らの動作は第１２図又は第１４図で説明した通りである
。
また、第２９図の三角波デコーダ２９０４の具体的回路
例は、前述の第１の実施例の場合と同様、第１５図で示
され、その動作も前述した通りである。
続いて、第３０図に第２９図の累算器２９０７の回路構
成を示す。
第２９図のスイッチ５Ｗ２９１３の端子Ｓ１から入力す
る基本モジュール２９０１からの１１ビツトの波形出力
ｅＯ〜ｅｌＯは、入力端子ＩＮからアダー３００１の加
算入力端子ＩＡに入力し、被加算入力端子ＩＢに接続さ
れるアンド回路３００３−１〜３００３−１０からの１
１ビン１〜の入力と加算される。
アダー３００１の加算出力端子Ａ十Ｂからの１１ピント
の出力は、第２９図のコントローラ２９０６から出力さ
れるクロックＣＫＩの立も」二がりのタイミングでＦ　
／　Ｆ　３００２にセットされる。
Ｆ　／　Ｆ　３００２にセットされた上記データは、第
２９図のコントローラ２９０６から出力されるクロック
ＣＫ２の立ち上がりのタイミングで読み出され、出力端
子ＯＵＴから第２９図のスイッチ５Ｗ２９１４の端子Ｓ
１に出力されると共に、アンド回路３００３−１〜３０
０３−１０を介してアダー３００１の被加算入力端子Ｉ
Ｂにフィードバックして選択的に累算される。
アンド回路３００３−１〜３００３−１０には、第２９
図のコントローラ２９０６からのフォーメーション情報
Ｆ２がインバータ３００４で反転されて入力し、同回路
を開閉制御する。
次に、第３１図に第２９図の累算器２９０８の回路構成
を示す。
第２９図のスイッチＳ　Ｗ２９１３の端子ＳＯから入力
する基本モジュール２９０１からの１１ビツトの波形出
力ｅＯ〜ｅ１０は、入力端子ＩＮからアダー３１０１の
加算入力端子ＩＡに入力する。以下、アダー３１０１、
Ｆ　／　Ｆ　３１０２、アンド回路３１０３−１〜３１
０３−１０及びインバータ３１０４の構成は、第３０図
の累算器２９０７と同じである。
但し、アダー３１０１の加算出力端子Ａ＋Ｂからの出力
が出力端子ＯＵＴに接続され、Ｆ　／　Ｆ　３１０２の
出力端子ＦＦ０ＵＴば、そのままアンド回路３１０３１
〜３１０３−１０に入力する。また、アンド回路３１０
３１〜３１０３−１０には、第２９図のコントローラ２
９０６からのフォーメーション情報Ｆ１がインバータ３
１０４で反転されて入力し、同回路を開閉制御する。
以上に示した第２９図の電子楽器の全体的な動作につい
て、基本モジュール２９０１と累算器２９０７．２９０
８、スイッチＳ　Ｗ２９１３、Ｓ　Ｗ２９１４及びＦ　
／　Ｆ　２９０９との関係を中心に説明する。
第３３図（ａ）〜（６）は、第３の実施例による電子楽
器のフォーメーションの例を示した図である。このフォ
ーメーションは、特には図示しないパラメータ設定部を
介して演奏者が選択的に設定することができる。これに
より、演奏者は様々な倍音構成の楽音の発音制御を行う
ことができる。
同図でＭ１〜Ｍ４は、第２９図の基本モジュール２９０
１で実行される演算単位を示す。各演算単位には、サン
プリング周期を４つの処理周期（以下、これらを各々Ｍ
ｌ処理周期〜Ｍ４処理周期と呼ぶ）に時分割した各処理
周期が割り当てられる。
以下、第３３図（ａ）〜（樽までの各フォーメーション
例に対応する第２９図等の動作につき、第３２図（ａ）
〜（ｇ）の各動作タイミングチャートを用いて順次説明
する。なお、以下の説明では、フォーメーション情報Ｆ
Ｏ〜Ｆ３、クロックＣＫＩ、ＣＫ２及びラッチクロック
ＥＣＬＫは、単にＦＯ〜Ｆ３、ＣＫＩ、ＣＫ２及びＥＣ
ＬＫと略して説明する。
始めに、第３３図（ａ）のフォーメーション例での動作
を、第３２図（ａ）の動作タイミングチャートに基づい
て説明する。
まず、Ｍｌ処理周期において、ＣＫ２が論理１となるタ
イミング１＋　　（以下、単にｔｌと呼ふ。
ｔ２〜ｔ８も同様とする。）で、Ｆ３が論理Ｏとなり変
調信号ＷＭＯ−ＷＭＩＯとして値０が供給される。この
結果、第２９図の基本モジュール２９０１では第２８図
の説明における前記（８）式又は第３図の関係Ｃとして
示したように、基本モジュールからの波形出力ｅＯ−ｅ
ｌＯとして、振幅係数ＡＭＰＯ〜ＡＭＰ９が乗算された
単一周波数の正弦波が出力される。この出力をｅ（Ｍｌ
）とする。これと同時に、ｔｌで第３２図（ａ）のよう
にＦＯが論理１となるため、上記ｅ（Ｍｌ）は累算器２
９０７に入力する。第３０図の累算器２９０７では、む
、で第３２図（ａ）のようにＦ２が論理１のため、アン
ド回路３００１−１〜３００３−１０がオフとなり被加
算入力端子ＩＢにはオールＯが入力し、アダー３００１
の加算出力端子へ十Ｂからはｅ（Ｍｌ）が出力される。
このｅ　（Ｍｌ）は、ＣＫＩが論理１となるｔｌでＦ　
／　Ｆ　３００２にセットされる。
続いて、Ｍ２処理周期において、ＣＫ２が論理１となる
ｔ３で、第３０図の累算器２９０７の出力端子ＯＵＴに
前記ｅ（Ｍｌ）が出力される。そして、ｔ３では第３２
図（ａ）の如＜Ｆ３が論理１となるため、ｅ（Ｍｌ）が
スイッチＳ　Ｗ２９１４を介して第２９図の基本モジュ
ール２９０１に変調信号Ｗ　ＨＯ”　Ｗ　Ｍｌｏとして
入力する。この結果、基本モジュール２９０１では第２
８図の説明における前記（２５）弐に基づいて、ｅ（Ｍ
ｌ）により変調された波形出力ｅｏ〜ｅｌＯが出力され
る。この出力をｅ　（Ｍ２）とする。
これと同時に、Ｍ１処理周期の場合と同様、Ｆ３で第３
２図（ａ）のようにＦＯが論理１よりｅ（Ｍ２）は累算
器２９０７に入力し、ｔ３で第３２図（ａ）のようにＦ
２が論理１で第３０図のアダー３００１の被加算入力端
子ＩＢはオール０となるため、アダー３００１の加算出
力端子Ａ＋Ｉ３からはｅ　（Ｍ２）が出力され、ＣＫＩ
が論理１となるＦ４でＦ　／　Ｆ　３００２にセットさ
れる。
次の、Ｍ３処理周期の動作は、前記Ｍ２処理周期と同じ
である。すなわち、ＣＫ２が論理１となるｔ５で、第３
０図の累算器２９０７の出ツノ端子ＯＵＴにｅ　（Ｍ２
）が出力され、同時にＦ３が論理１より、第２９図の基
本モジュール２９０１ではｅ（Ｍ２）に基づいて変調さ
れた波形出力ｅＯ〜ｅｌＯが出力される。これをｅ（Ｍ
３）とする。そして、Ｆ５でＦＯが論理１よりｅ（Ｍ３
）が累算器２９０７に入力し、同時にＦ２が論理１で第
３０図のアダー３００１の被加算入力端子ＩＢはオール
０となるため、アダー３００１の加算出力端子Ａ＋Ｂか
らはｅ（Ｍ３）か出力され、ＣＫＩが論理１となるｔ６
でＦ　／　Ｆ　３００２にセットされる。
そして、Ｍ４処理周期では、Ｍ２又はＭ３処理周期と同
様、ＣＫ２が論理１となるし７で、第３０図の累算器２
９０７の出力端子ＯＵＴにｅ（Ｍ３）が出力され、同時
にＦ３が論理１であることより、第２９図の基本モジュ
ール２９０１ではｅ（Ｍ３）に基づいて変調された波形
出力ｅＯ〜ｅｌｏが出力される。これをｅ（Ｍ４）とす
る。そして、ｔｌではＦＯが論理Ｏとなるためｅ（Ｍ４
）は累算器２９０８に入力する。第３１図の累算器２９
０８では、ｔｌで第３２図（ａ）のように・Ｆｌが論理
１のため、アンド回路３１０３−１〜３１０３−１０が
オフとなり被加算入力端子ＩＢにはオールＯが入力し、
アダー３１０１の加算出力端子Ａ＋Ｂから出力端子ＯＵ
Ｔにはｅ　（Ｍ４）が出力される。そして、このｅ（Ｍ
４）は、ＥＣＬＫが論理ｌとなるＦ８で第２９図のＦ　
／　Ｆ　２９０９にラッチされる。
上記Ｍ１〜Ｍ４処理周期での動作により、第２９図の基
本モジュール２９０１でＭ２〜Ｍ４処理周期の３段階直
列に変調された楽音波形ｅ（Ｍ４）の１サンプル分が出
力され、上記動作を繰り返すことにより、Ｄ／Ａ変換器
２９１０、Ｌ　Ｐ　Ｆ２９１１を介して、サウンドシス
テム２９１２から対応する変調された楽音を放音させる
ことができる。
以上、第３３図（ａ）のフォーメーション例では、変調
が非常に深くかかるため、倍音成分の非常に豊かな楽音
波形が得られる。
次に、第３３図（ｂ）のフォーメーション例での動作を
第３２図（ｂ）の動作タイミングチャートに基づいて説
明する。
まず、Ｍ１処理周期での動作は、前記第３３図（ａ）の
フォーメーション例でのＭ１処理周期の動作と同様であ
り、ＣＫ２が論理１となる１、でＦ３が論理Ｏとなり、
第２９図の基本モジュール２９０１ては無変調の単一正
弦波である波形出力ｅ（Ｍｌ）が出力される。これと同
時に、し、で第３２図（［））のようにＦＯが論理１と
なってｅ（Ｍｌ）は累算器２９０７に入力し、ｔｌで第
３２図（ｂ）のようにＦ２が論理１で第３０図のアダー
３００１の被加算入力端子ＩＢはオール０となるため、
アダー３００１の加算出力端子Ａ＋Ｂからはｅ（Ｍｌ）
が出力され、ＣＫＩが論理１となるｔ２でＦ　／　Ｆ　
３００２にセラ１〜される。
次の、Ｍ２処理周期の動作は、第３３図（ａ）のフォー
メーション例の前記Ｍ２処理周期の場合と同じである。
すなわち、ＣＫ２が論理１となるｔ３で、第３０図の累
算器２９０７の出力端子ＯＵＴに（、！（Ｍｌ）が出力
され、同時にＦ３が論理１となることにより、第２９図
の基本モジュール２９０１ではｅ（Ｍｌ）に基づき変調
された波形出力ｅ（Ｍ２）が出力される。そして、ｔ３
でＦＯが論理１よりｅ（Ｍ２）が累算器２９０７に入力
し、同時にＦ２が論理１で第３０図のアダー３００１の
被加算入力端子ＩＢはオールＯとなるため、アダー３０
０１の加算出力端子Ａ　十Ｂからばｅ　（Ｍ２）が出力
され、ＣＫＩが論理１となるｔｌでＦ　／　Ｆ　３００
２にセットされる。
続＜Ｍ３処理周期では、Ｍ２処理周期と同様、ＣＫ２が
論理１となるＦ５で、第３０図の累算器２９０７の出力
端子ＯＵＴにｅ　（Ｍ２）が出力され、同時にＦ３が論
理１より、第２９図の基本モジュール２９０１ではｅ　
（Ｍ２）に基づいて変調された波形出力ｅ（Ｍ３）が出
力される。そして、ｔ５ではＦＯが論理０となるため前
記第３３図（ａ）のフォーメーション例のＭ４処理周期
の場合と同様、ｅ　（Ｍ３）は累算器２９０８に入力し
、同時にＦｌが論理１で第３１図のアダー３１０１の被
加算入力端子ＩＢはオールＯとなるため、アダー３１０
１の加算出力端子へ十Ｂからはｅ（Ｍ３）が出力される
。そして、このｅ　（Ｍ３）は、ＣＫＩが論理１となる
ｔ６でＦ／　Ｆ　３１０２にセラ１〜される。
そして、Ｍ４処理周期では、前記Ｍ１処理周期の場合と
同様、ＣＫ２が論理１となるｔｌでＦ３が論理０となり
、第２９図の基本モジュール２９０１では無変調の単一
正弦波である波形出力ｅ（Ｍ４）が出力される。これと
同時に、前記Ｍ３処理周期の場合と同様、第３２図（ｂ
）のようにＦＯが論理０よりｅ（Ｍ４）は累算器２９０
８に入力する。第３１図の累算器２９０８でば、ＣＫ２
が論理１となるｔｌでＦ　／　Ｆ　３１０２にセットさ
れているｅ（Ｍ３）が端子ＦＦ０ＵＴに出力され、同時
に第３２図（ｂ）のようにＦｌが論理０となるため、ア
ンド回路３１０３−１〜３１０３−１０がオンとなって
被加算入力端子ＩＢには上記ｅ　（Ｍ３）が入力し、ア
ダー３１０１の加算出力端子Ａ＋Ｂから出力端子ＯＵＴ
には、ｅ（Ｍ３）十ｅ　（Ｍ４）が出力される。そして
、このｅ（Ｍ３）十ｅ　（Ｍ４）は、Ｅ　ＣＬ　、Ｋが
論理１となるＬｌｌて第２９図のＦ　／　Ｆ　２９０９
にラッチされる。
上記Ｍ１〜Ｍ４処理周期での動作により、第２９図の基
本モジュール２９０１でＭ２、Ｍ３処理周朋の２段階直
列に変調された波形出力ｅ（Ｍ３）と、Ｍ４処理周期で
生成された正弦波ｅ（Ｍ４）とが加算された楽音波形ｌ
サンプル分が出力され、上記動作を繰り返すことにより
、Ｄ／Ａ変換器２９１ｏ、Ｌ　Ｐ　Ｆ２９１１を介して
、サウンドシステム２９１２がら対応する変調された楽
音を放音させることができる。
以上、第３３図（ｂ）のフォーメーション例では、変調
が強くかかった成分と１種類の正弦波成分とが混合され
た楽音波形が得られる。
続いて、第３３図（Ｃ）のフォーメーション例での動作
を第３２図（Ｃ）の動作タイミングチャートに基づいて
説明する。
まず、Ｍ１処理周期での動作は、前記第３３図（ａ）又
は第３３図（Ｉ））のフォーメーション例でのＭ１処理
周期の動作と同様であり、ＣＫ２が論理１となるＬｌで
Ｆ３が論理Ｏとなり、第２９図の基本モジュール２９０
１では無変調の単一正弦波である波形出力ｅ（Ｍｌ）が
出力される。これと同時に、ｔで第３２図（Ｃ）のよう
にＦＯが論理１となってｅ　（Ｍｌ）は累算器２９０７
に入力し、ｔ、で第３２図（Ｃ）のようにＦ２が論理Ｉ
で第３０図のアダー３００１の被加算入力端子ＩＢはオ
ールＯとなるため、アダー３゜Ｏｌの加算出力端子Ａ十
Ｂからはｅ（Ｍｌ、）が出力され、ＣＫＩが論理１とな
るＦ２でＦ　／　Ｆ　３００２にセットされる。
次のＭ２処理周期では、第３３図（ａ）のフォーメーシ
ョン例の前記Ｍ２処理周期の場合と同様、ＣＨ２が論理
１となるＦ３で、第３０図の累算器２９０７の出力端子
ＯＵＴにｅ（Ｍｌ）が出力され、同時にＦ３が論理１と
なることより、第２９図の基本モジュール２９０１では
ｅ（Ｍｌ）に基づいて変調された波形出力ｅ　（Ｍ２）
が出力される。そして、Ｆ３ではＦＯが論理Ｏとなるた
め前記第３３図（ａ）のフォーメーション例のＭ４処理
周期の場合と同様、ｅ（Ｍ２）は累算器２９０８に入力
し、同時にＦｌが論理１となり第３１図のアダー３１０
１の被加算入力端子ＩＢはオール０となるため、アダー
３１０１の加算出力端子Ａ、　＋　Ｂからはｅ　（Ｍ２
）が出力される。
そして、このｅ　（Ｍ２）は、ＣＫＩが論理１となるＦ
４でＦ　／　Ｆ　３１０２にセントされる。
続＜Ｍ３処理周期での動作は、前記Ｍ１処理周期での動
作と全く同様である。すなわち、ＣＨ２が論理ｌとなる
Ｆ５でＦ３が論理Ｏとなり、第２９図の基本モジュール
２９０１では無変調の単一正弦波である波形出力ｅ（Ｍ
３）が出力される。これと同時に、Ｆ５で第３２図（Ｃ
）のようにＦＯが論理１となりｅ（Ｍ３）は累算器２９
０７に入力し、Ｆ５で第３２図（Ｃ）のようにＦ２が論
理１で第３０図のアダー３００１の被加算入力端子ＩＢ
はオールＯとなるため、アダー３００１の加算出力端子
Ａ＋Ｂからはｅ　（Ｍ３）が出力され、ＣＫＩが論理Ｉ
となるＦ６でＦ／Ｆ３００２にセットされる。
Ｍ４処理周期では、ＣＨ２が論理１となるＦ７で、第３
０図の累算器２９０７の出力端子ＯＵＴにｅ（Ｍ３）が
出力され、同時にＦ３が論理１となることよって、第２
９図の基本モジュール２９０１ではｅ（Ｍ３）４こ基づ
いて変調された波形出力ｅ（Ｍ４）が出力される。そし
て、Ｆ７ではＦＯが論理０となるため前記第３３図（ａ
）のフォーメーション例のＭ４処理周期の場合と同様、
ｅ（Ｍ４）は累算器２９０８に入力する。第３１図の累
算器２９０８では、ＣＨ２が論理１となるＦ７でＦ　／
　Ｆ　３１０２にセットされているｅ（Ｍ２）が端子Ｆ
Ｆ０ＵＴに出力され、同時に第３２図（Ｃ）のようにＦ
ｌが論理０のため、アンド回路３１０３−１〜３１０３
−１０がオンとなって被加算入力端子ＩＢには上記ｅ（
Ｍ２）が入力し、アダー３１０１の加算出力端子Ａ＋Ｂ
から出力端子ＯＵＴには、ｅ　（Ｍ２）　十ｅ　（Ｍ４
）が出力される。そして、このｅ　（Ｍ２）　十ｅ　（
Ｍ４）は、Ｅ　ＣＬ　Ｋが論理１となるＦ８で第２９図
のＦ　／　Ｆ　２９０９にラッチされる。
上記Ｍ１〜Ｍ４処理周期での動作により、第２９図の基
本モジュール２９０１でＭ２処理周朋で変調された波形
出力ｅ　（Ｍ２）と、Ｍ４処理周期で変調された波形出
力ｅ（Ｍ４）とが加算された楽音波形１サンプル分が出
力され、」二記動作を繰り返すことにより、Ｄ／Ａ変換
器２９１０．１．、ＰＦ２９１１を介して、サウンドシ
ステム２９１２から対応する変調された楽音を放音させ
ることができる。
以上、第３３図（Ｃ）のフォーメーション例では、変調
された２種類の成分が混合された楽音波形が得られる。
次に、第３３図（ｄ）のフォーメーション例での動作を
第３２図（ｄ）の動作タイミングチャートに基づいて説
明する。
まずＭ１処理周期での動作は、ＣＨ２が論理１となるｔ
ｌでＦ３が論理０となり、第２９図の基本モジュール２
９０１では無変調の単一正弦波である波形出力ｅ（Ｍｌ
）が出力される。そして、ｔ、では第３２図（ｄ）のよ
うにＦＯが論理０のためｅ（Ｍｌ）は累算器２９０８に
入力し、同時にＦｌが論理１となり第３１図のアダー３
１０１の被加算入力端子ＩＢはオール０となるため、ア
ダー３１０１の加算出力端子Ａ＋Ｂからはｅ（Ｍｌ）が
出力され、ＣＫＩが論理１となるＦ２でＦ　／　Ｆ　３
１０２にセットされる。
次のＭ２処理周期では、ＣＨ２が論理１となるＦ３でＦ
３が論理０であるため、第２９図の基本モジュール２９
０１では無変調の単一正弦波である波形出力ｅ　（Ｍ２
）が出力される。これと同時に、第３２図（ｄ）のよう
にＦＯが論理Ｏよりｅ　（Ｍ２）は累算器２９０８に入
力する。第３１図の累算器２９０８では、ＣＫ２が論理
１となるＦ３でＦ　／　Ｆ　３１０２にセットされてい
るｅ（Ｍｌ）が端子ＦＦ０ＵＴに出力され、同時に第３
２図（ｄ）のようにＦｌが論理０となるため、アンド回
路３１０３−１〜３１０３−１０がオンとなって被加算
入力端子ＩＢには上記ｅ（Ｍｌ）が入力し、アダー３１
０１の加算出力端子Ａ＋Ｂから出力端子ＯＵＴには、ｅ
　（Ｍｌ）　十ｅ　（Ｍ２）が出力され、ＣＫＩが論理
１となるＦ４でＦ　／　Ｆ　３１０２にセットされる。
続＜Ｍ３処理周期での動作は、上記Ｍ２処理周期と同様
である。すなわち、ＣＫ２が論理ｌとなるｔ５でＦ３が
論理Ｏのため、第２９図の基本モジュール２９０１では
無変調の単一正弦波である波形出力ｅ（Ｍ３）が出力さ
れる。これと同時に、第３２図（ｄ）のようにＦＯが論
理０よりｅ（Ｍ３）ば累算器２９０８に入力する。第３
１図の累算器２９０８では、ＣＫ２が論理１となるｔ５
でＦ　／　Ｆ　３１０２にセットされているｅ　（Ｍｌ
）＋ｅ　（Ｍ２）が端子ＦＦ０ＵＴに出力され、同時に
第３２図（ｄ）のようにＦｌが論理０のため、アンド回
路３１０３−１〜３１０３−１０がオンとなって被加算
入力端子ＩＢには上記ｅ（Ｍｌ）＋ｅ　（Ｍ２）が入力
し、アダー３１０１の加算出力端子Ａ＋Ｂから出力端子
ＯＵＴには、ｅ（Ｍｌ）＋ｅ　（Ｍ２）　十ｅ　（Ｍ３
）が出力され、ＣＫＩが論理１となるｔ６でＦ　／　Ｆ
　３１０２にセットされる。
そして、Ｍ４処理周期では、第３３図（ｂ）のフォーメ
ーション例のＭ４処理周期と同様、ＣＫ２が論理１とな
るｔ７でＦ３が論理０となることより、第２９図の基本
モジュール２９０１では無変調の単一正弦波である波形
出力ｅ（Ｍ４）が出力される。
そして、Ｆ７ではＦＯが論理Ｏのため、ｅ（Ｍ４）は累
算器２９０８に入力する。第３１図の累算器２９０８で
は、ＣＫ２が論理１となるｔ７で、Ｆ　／　Ｆ　３１０
２にセットされているｅ　（Ｍｌ）＋ｅ　（Ｍ２）＋ｅ
（Ｍ３）が端子ＦＦ０ＵＴに出力され、同時に第３２図
（ｄ）のようにＦｌが論理Ｏのため、アンド回路３１０
３−１〜３１０３−１０がオンとなって被加算入力端子
ＩＢには上記ｅ　（Ｍ　１　）　＋ｅ　（Ｍ２）　＋ｅ
　（Ｍ３）が入力し、アダー３１０１の加算出力端子Ａ
＋Ｂから出力端子ＯＵＴには、ｅ　（Ｍｌ　）＋ｅ　（
Ｍ２）＋ｅ　（Ｍ３）＋ｅ　（Ｍ４）が出力される。そ
して、この出力は、ＥＣＬＫが論理１となるｔ８で第２
９図のＦ　／　Ｆ　２９０９にラッチされる。
上記Ｍ１〜Ｍ４処理周期での動作により、第２９図の基
本モジュール２９０１によって生成された４種類の正弦
波形が加算された楽音波形１ザンプル分が出力され、上
記動作を繰り返すことにより、Ｄ／Ａ変換器２９１０、
Ｌ　Ｐ　Ｆ２９１１を介して、ザウンドシステム２９１
２から対応する楽音を放音させることができる。
以上、第３３図（ｄ）のフォーメーション例では、いわ
ゆる４種類の正弦波成分が混合された正弦波合成方式に
よる楽音波形が得られる。
次に、第３３図（ｅ）のフォーメーション例での動作を
第３２図（ｅ）の動作タイミングチャートに基づいて説
明する。
まず、Ｍｌ処理周期では、ＣＫ２が論理１となる１、で
Ｆ３が論理０となり、第２９図の基本モジュール２９０
１では無変調の単一正弦波である波形出力ｅ（Ｍｌ）が
出力される。これと同時に、ｔで第３２図（ｅ）のよう
にＦＯが論理１となってｅ　（Ｍｌ）は累算器２９０７
に入力し、ｔ、で第３２図（ｅ）のようにＦ２が論理１
となり第３０図のアダー３００１の被加算入力端子ＩＢ
はオール０となるため、アダー３００１の加算出力端子
Ａ＋Ｂからはｅ（Ｍｌ）が出力され、ＣＫＩが論理１と
なるｔ２でＦ／Ｆ３００２にセットされる。
次のＭ２処理周期の場合は、まず、Ｍ１処理周期の場合
と同様、ＣＫ２が論理１となるｔ３でＦ３が論理０とな
り、第２９図の基本モジュール２９０１では無変調の単
一正弦波である波形出力ｅ　（Ｍ２）が出力される。こ
れと同時に、ｔ３で第３２図（ｅ）のようにＦＯが論理
１のためｅ（Ｍｌ）は累算器２９０７に入力する。第３
０図の累算器２９０７では、ＣＫ２が論理１となるｔ３
でＦ　／　Ｆ　３００２にセットされているｅ（Ｍｌ）
が出力端子ＯＵＴ側に出力される。これと同時に第３２
図（ｅ）のようにＦ２が論理０となるため、アンド回路
３００３−１〜３００３−１０がオンとなって被加算入
力端子ＩＢには上記ｅ（Ｍｌ）が入力し、アダー３００
１の加算出力端子Ａ＋Ｂからはｅ　（Ｍｌ）＋ｅ　（Ｍ
２）が出力され、ＣＫＩが論理１となるＦ４でＦ　／　
Ｆ　３００２にセットされる。
続＜Ｍ３処理周期での動作は、上記Ｍ２処理周期と同様
である。すなわち、ＣＫ２が論理１となるＦ５でＦ３が
論理０のため、第２９図の基本モジュール２９０１では
無変調の単一正弦波である波形出力ｅ　（Ｍ３）が出力
される。これと同時に、Ｆ５で第３２図（ｅ）のように
ＦＯが論理１のためｅ（Ｍｌ）は累算器２９０７に入力
する。第３０図の累算器２９０７では、ＣＫ２が論理１
となるＦ５でＦ　／　Ｆ　３００２にセットされている
ｅ　（Ｍｌ）＋ｃ　（Ｍ２）が出力端子ＯＵＴ側に出力
される。これと同時に第３２１１Ｄ　（ｅ）のようにＦ
２が論理Ｏのため、アンド回路３００３１〜３００．３
−１０がオンとなって被加算入力端子ＴＢには上記ｅ　
（Ｍｌ）　十ｅ　（Ｍ２）が入力し、アダー３００１の
加算出力端子Ａ＋Ｂからはｅ（Ｍｌ）十ｅ　（Ｍ２）　
＋ｅ　（Ｍ３）が出力され、ＣＫＩが論理１となるＦ６
でＦ　／　Ｆ　３００２にセットされる。
そして、Ｍ４処理周期では、第３３図（ａ）のフォーメ
ーション例のＭ４処理周期と同様、ＣＫ２が論理１とな
るｔｌで、第３０図の累算器２９０７の出力端子ＯＵＴ
にｅ　（Ｍｌ）　十ｅ　（Ｍ２）　十ｅ　（Ｍ３）が出
力され、同時にＦ３が論理１となることより、第２９図
の基本モジュール２９０１ではｅ（Ｍｌ）」−ｅ　（Ｍ
２）　十ｅ　（Ｍ３）に基づいて変調された波形出力ｅ
（Ｍ４）が出力される。そして、ｔｌではＦＯが論理Ｏ
となるためｅ（Ｍ４）は累算器２９０８に入力する。第
３１図の累算器２９０８では、ｔｌで第３２図（ｅ）の
ようにＦｌが論理１のため、アンド回路３１０３−１〜
３１０３−１０がオフとなり被加算入力端子ＴＢにはオ
ール０が人力し、アダー３１０１の加算出力端子Ａ＋Ｂ
から出力端子ＯＵＴにはｅ（Ｍ４）が出力される。そし
て、このｅ　（Ｍ４）は、ＥＣＬＫが論理１となるＦ８
で第２９図のＦ　／　Ｆ　２９０９にラッチされる。
上記Ｍ１〜Ｍ４処理周期での動作により、第２９図の基
本モジュール２９０１でＭ１〜Ｍ３処理周期で得られた
３種類の正弦波の混合波形により変調された楽音波形ｅ
（Ｍ４）の１サンプル分が出力され、上記動作を繰り返
すことにより、Ｄ／Ａ変換器２９１０、Ｌ　Ｐ　Ｆ２９
１１を介して、ザウントシステム２９１２から対応する
変調された楽音を放音させることができる。
更に、第３３図（ｆ）のフォーメーション例でのＩＪＪ
作を第３２図げ）の動作タイミングチャートに基づいて
説明する。
まず、Ｍ１処理周期での動作は、前記第３３図（ａ）の
フォーメーション例でのＭ１処理周期の動作と同様であ
り、ＣＫ２が論理１となるｔｌでＦ３が論理０となり、
第２９図の基本モジュール２９０１では無変調の単一正
弦波である波形出力ｅ（Ｍｌ）が出力される。これと同
時に、Ｌ、で第３２図（ｆ）のようにＦＯが論理１とな
ってｅ（Ｍｌ）は累算器２９０７に入力し、Ｌｌで第３
２図げ）のようにＦ２が論理１となり第３０図のアダー
３００１の被加算入力端子ＩＢはオール０となるため、
アダー３００１の加算出力端子Ａ十Ｂからばｅ（Ｍｌ）
が出力され、ＣＫ１が論理１となるＦ２でＦ　／　Ｆ　
３００２にセットされる。
次のＭ２処理周期では、ＣＫ２が論理１となるＦ３で第
３０図の累算器２９０７の出力端子ＯＵＴにｅ（Ｍｌ）
が出力され、同時にＦ３が論理１となることより、第２
９図の基本モジュール２９０１ではｅ（Ｍｌ）に基づい
て変調された波形出力ｅ　（Ｍ２）が出力される。そし
て、Ｆ３ではＦＯが論理０となるためｅ　（Ｍ２）は累
算器２９０８に入力し、同時にＦｌが論理１で第３１図
のアダー３１０１の被加算入力端子ＩＢはオール０とな
るため、アダー３１０１の加算出力端子Ａ十Ｂからはｅ
　（Ｍ２）が出力される。
そして、このｅ　（Ｍ２）は、ＣＫＩが論理１となるＦ
４でＦ　／　Ｆ　３１０２にセットされる。一方、前記
ｔ３ではＦＯが論理Ｏのため、第２９図のスイッチＳ　
Ｗ２９１３の端子Ｓ１は無接続である。今、スイッチ５
Ｗ２９１３において無接続の端子は論理０に接地される
とすれば、第２９図の累算器２９０７において、第３０
図のアダー３００１の加算入力端子ＴＡにはオール０が
入力する。また、Ｆ３でＦ２が論理Ｏのため、アンド回
路３００３−１〜３００３−１０がオンとなり、出力端
子ＯＵＴに出力されているｅ（Ｍｌ）が被加算入力端子
ＩＢに入力する。従って、アダー３００１の加算出力端
子Ａ　十Ｂには上記ｅ（Ｍｌ）か出力される。このｅ（
Ｍｌ）ば、ＣＫＩが論理１となるＦ４でＦ　／　Ｆ　３
００２にセットされる。
続＜Ｍ３処理周期では、ＣＫ２が論理１となるＦ５で第
３０図の累算器２９０７の出力端子ＯＵＴにｅ（Ｍｌ）
が出力され、同時にＦ３が論理１より、第２９図の基本
モジュール２９０１ではｅ（Ｍｌ）に基づいて変調され
た波形出力ｅ　（Ｍ３）が出力される。そして、Ｌ、で
ばＦＯが論理Ｏのためｃ　（Ｍ３）は累算器２９０８に
入力する。第３１図の累算器２９０８では、ＣＫ２が論
理１となるＦ５でＦ／Ｆ３１０２にセットされているｅ
（Ｍ２）が端子Ｆ　Ｆ　ＯＵＴに出力され、同時に第３
２図げ）のようにＦｌが論理Ｏとなるため、アンド回路
３１０３−１〜３１０３−１０がオンとなって被加算入
力端子ＩＢには上記ｃ　（Ｍ２）が入力し、アダー３１
０１の加算出力端子Ａ　−１−Ｂから出力端子ＯＵＴに
は、ｅ　（Ｍ２）−ｆ−ｃ　（Ｍ３）が出力され、ＣＫ
Ｉが論理１となるＦ４でＦ／Ｆ３１０２にセットされる
。一方、前記Ｍ２処理周期の場合と同様、前記Ｌ５では
ＦＯが論理０のため、第２９図のスイッチＳ　Ｗ２９１
３の端子Ｓ１は無接続で累算器２９０７において、第３
０図のアダー３００１の加算入力端子ＩＡにはオールＯ
が入力する。またＦ５でＦ２が論理０のため、アンド回
路３００３−１〜３００３−１０がオンとなり、出力端
子ＯＵＴに出力されているｅ（Ｍｌ）が被加算入力端子
ＩＢに入力する。
従って、アダー３００１の加算出力端子Ａ＋Ｂには上記
ｅ（Ｍｌ）が出力される。このｅ（Ｍｌ）は、ＣＫＩが
論理１となるＦ６でＦ　／　Ｆ　３００２にセットされ
る。
そしてＭ４処理周期では、Ｍ３処理周期の場合と同様、
ＣＫ２が論理１となるＦ７で第３０図の累算器２９０７
の出ノｊ端子ＯＵＴにｅ（Ｍｌ）が出力され、同時にＦ
３が論理１より、第２９図の基本モジュール２９０１で
はｅ（Ｍｌ）に基づいて変調された波形出力ｅ（Ｍ４）
が出力される。そしてＦ７ではＦＯが論理０のため、ｅ
（Ｍ４）は累算器２９０８に入力する。第３１図の累算
器２９０８では、ＣＫ２が論理１となるＦ７でＦ　／　
Ｆ　３１０２にセットされているｅ　（Ｍｌ　）　＋ｅ
　（Ｍ２）が端子ＦＦ０ＵＴに出力され、同時に第３２
図（ｆ）のようにＦｌが論理０であるため、アンド回路
３１０３−１〜３１０３−１０がオンとなって被加算入
力端子ＩＢには」二記ｅ（Ｍｌ）＋ｅ　（Ｍ２）が入力
し、アダー３１０１の加算出力端子Ａ十Ｂから出力端子
ＯＵＴには、ｅ（Ｍ２）十ｅ　（Ｍ３）＋ｅ　（Ｍ４）
が出力される。そして、この出力は、ＥＣＬＫが論理１
となるも、で第２９図のＦ　／　Ｆ　２９０９にラッチ
される。
上記Ｍ１〜Ｍ４処理周期での動作により、各々ｅ（Ｍｌ
）によって変調された３種類の波形出力ｅ　（Ｍ２）、
ｅ　（Ｍ３）及びｅ　（Ｍ４）を混合した楽音波形１サ
ンプル分が出力され、上記動作を繰り返すことにより、
Ｄ／Ａ変換器２９１０、Ｌ　Ｐ　Ｆ２９１１を介して、
サウンドシステム２９１２から対応する楽音を放音させ
ることができる。
最後に、第３３図（（２）のフォーメーション例での動
作を第３２図（匂の動作タイミングチャートに基づいて
説明する。
まず、Ｍ１処理周期での動作は、第３３図（ｅ）のＭ１
処理周期と同様である。すなわち、ＣＫ２が論理１とな
る１　、でＦ３が論理０となり、第２９図の基本モジュ
ール２９０１では無変調の単一正弦波である波形出力ｅ
（Ｍｌ）が出力される。これと同時に、ｔｌで第３２図
（員のようにＦＯが論理１となってｅ（Ｍｌ）は累算器
２９０７に入力し、Ｌｌで第３２図（（２）のようにＦ
２が論理１となり第３０図のアダー３００１の被加算入
力端子ＴＢはオール０となるため、アダー３００１の加
算出力端子Ａ　−１−Ｂからはｅ（Ｍｌ）が出力され、
ＣＫＩが論理１となるＦ２でＦ　／　Ｆ　３００２にセ
ットされる。
次のＭ２処理周期での動作は、第３３図（ｅ）のＭ２処
理周期と同様である。すなわち、ＣＫ２が論理１となる
Ｆ３でＦ３が論理０のため、第２９図の基本モジュール
２９０１では無変調の単一正弦波である波形出力ｅ　（
Ｍ２）が出力される。これと同時に、Ｆ３で第３２図（
ｇ）のようにＦＯが論理１であるためｅ（Ｍｌ）は累算
器２９０７に入力する。第３０図の累算器２９０７では
、ＣＫ２が論理１となるＦ３でＦ　／　Ｆ　３００２に
セットされているｅ（Ｍｌ）が出力端子ＯＵＴ側に出力
される。これと同時に第３２図（ｇ）のようにＦ２が論
理０となるため、アント回路３００３−１〜３００３−
１０がオンとなって被加算入力端子ＩＢには上記ｅ（Ｍ
ｌ）が入力し、アダー３００１の加算出力端子Ａ　＋　
Ｂからばｅ　（Ｍｌ）　＋ｅ　（Ｍ２）が出力され、Ｃ
ＫＩが論理１となるＦ４でＦ／　Ｆ　３００２にセット
される。
続＜Ｍ３処理周期での動作は、第３３図げ）のＭ２処理
周期と同様である。ずなわち、ＣＲ２が論理１となるＦ
５で第３０図の累算器２９０７の出力端子ＯＵＴにｅ　
（Ｍｌ）　十ｅ　（Ｍ２）が出力され、同時にＦ３が論
理１となることより、第２９図の基本モジュール２９０
１ではｅ　（Ｍｌ　）　＋ｅ　（Ｍ２）に基づいて変調
された波形出力ｅ　（Ｍ３）が出力される。そして、Ｆ
５でばＦＯが論理Ｏとなるためｅ（Ｍ３）は累算器２９
０８に入力し、同時にＦｌが論理１で第３１図のアダー
３１０１の被加算入力端子ＩＢはオールＯとなるため、
アダー３１０１の加算出力端子Ａ十Ｂからはｅ　（Ｍ３
）が出力される。そして、このｅ（Ｍ３）は、ＣＫＩが
論理１となるし６でＦ　／　Ｆ　３１０２にセットされ
る。一方、前記Ｌ５ではＦＯが論理０となるため、第２
９図のスイッチ５Ｗ２９１３の端子Ｓ１は無接続で論理
０に接地され、累算器２９０７において、第３０図のア
ダー３００１の加算入力端子ＩＡにはオール０が入力す
る。また、Ｆ５でＦ２が論理０のため、アンド回路３０
０３−１〜３００３−１０がオンとなり、出力端子ＯＵ
Ｔに出力されているｅ　（Ｍｌ）＋ｅ　（Ｍ２）が被加
算入力端子ＩＢに入力する。従って、アダー３００１の
加算出力端子Ａ十Ｂには上記ｅ　（Ｍｌ）＋ｅ　（Ｍ２
）が出力される。この出力は、ＣＫＩが論理１となるＦ
６でＦ　／　Ｆ　３００２にセットされる。
そしてＭ４処理周期での動作は、第３３図（ｆ）のＭ４
処理周期と同様である。すなわち、ＣＲ２が論理１とな
るＦ７で第３０図の累算器２９０７の出力端子ＯＵＴに
ｅ（Ｍｌ）−トｅ（Ｍ２）が出力され、同時にＦ３が論
理１より、第２９図の基本モジュール２９０１ではｅ　
（Ｍｌ）　十ｅ　（Ｍ２）に基づいて変調された波形出
力ｅ（Ｍ４）が出力される。そして、Ｆ７ではＦＯが論
理０のためｅ　（Ｍ４）は累算器２９０８に入力する。
第３１図の累算器２９０８では、ＣＲ２が論理１となる
Ｆ７でＦ　／　Ｆ　３１０２にセットされているｅ　（
Ｍ３）が端子ＦＦ０ＵＴに出力され、同時に第３２図（
ｇ）のようにＦｌが論理０となるため、アンド回路３１
０３−１〜３１０３−１０がオンとなって被加算入力端
子ＩＢには上記ｅ（Ｍ３）が人力し、アダー３１０１の
加算出力端子Ａ十Ｂから出力端子ＯＵＴには、ｅ　（Ｍ
３）＋ｅ　（Ｍ４）が出力される。そして、この出力は
、ＥＣＬＫが論理１となるＦ８で第２９図のＦ　／　Ｆ
　２９０９にラッチされる。
上記Ｍ１〜Ｍ４処理周期での動作により、各々ｅ　（Ｍ
ｌ）＋ｅ　（Ｍ２）によって変調された２種類の波形出
力ｅ　（Ｍ３）及びｅ（Ｍ４）を混合した楽音波形１サ
ンプル分が出力され、上記動作を繰り返すことにより、
Ｄ／Ａ変換器２９１０、■、ＰＦ２９１１を介して、サ
ウンドシステム２９１２から対応する楽音を放音させる
ことができる。
以上説明した第３３図（ａ）〜第３３図（ｇ）の各フォ
ーメーション例において、例えば第３３図（Ｃ）のよう
なフォーメーション例とした場合、Ｍ２処理周期におい
てＭ１処理周期で得られる正弦波によって１段だけ変調
された波形出力ｅ　（Ｍ２）が得られ、Ｍ３処理周期と
Ｍ４処理周期でも同様の波形出力ｅ（Ｍ４）が得られる
が、上記ｅ　（Ｍ２）又はｅ（Ｍ４）として得られる波
形出力は、第２９図の基本モジュール２９０１の三角波
デコーダ２９１４において、元々多くの倍音波形を含む
三角波を変調して得た波形出力のため、結果的に倍音成
分を豊富に含む各波形出力を得られる。これは、「背景
技術」の項で説明した正弦波を変調する方式を基本モジ
ュールに通用した場合に比較して、１段程度の変調だけ
でも、より豊富な倍音成分を含む楽音波形が得られるこ
とを示している。
また、第３３図（Ｃ）のＭ１処理周期又はＭ３処理周期
において、第２９図の基本モジュール２９０１に与える
振幅係数ＡＭＰＯ〜ＡＭＰ９の値を、発音開始後の時間
経過と共に１からＯに減少させることにより、Ｍ２処理
周ｊｌＪｌ又はＭ４処理周期で得られる各波形出力ｅ　
（Ｍ２）又はｅ（Ｍ４）の特性を、倍音成分を豊富に含
む状態から単一正弦波のみを含む状態に徐々に変化させ
ることが可能である。これは、「従来技術」の項で説明
した三角波を単純に変調する方式を基本モジュールに適
用した場合では実現できない動作例である。
また、本実施例では、第３３図（ｄ）のフォーメーショ
ン例によって各々単一正弦波成分の４種類の波形出力ｅ
　（Ｍｌ　）　〜ｅ　（Ｍ４　）を複数並列にＹ’ＩＮ
合したハモンド音のような楽音波形が得られるが、これ
も、上記従来例では実現できない。
以上のように、本実施例では単純なフォーメーションで
も十分な倍音成分を得られる一方、例えば単一正弦波成
分のみの波形出力又は周波数の異なる単一正弦波成分の
波形出力を複数並列に混合してハモンド音のような正弦
波合成音を得ることも容易となる。更に、各処理周期に
おいて振幅係数ＡＭＰＯ〜ＡＭＰ９の値の時間変化特性
を変化させるご七により、例えば発音開始直後は豊富な
倍音成分を含み、時間経過と共に次第に単一正弦波成分
のみを含むように変化する楽音波形を単純な接続組合わ
せで得ることが可能となる。すなわち、本実施例では、
従来容易には実現できなかった倍音成分を豊富に含む楽
音波形の発生から単一正弦波のみを含む楽音波形の発生
までを、任意かつ連続的に制御することが可能となる。
４の　　１のテ゛Ｈ 次に、本発明の第４の実施例につき説明する。
本実施例では、上述の第３の実施例の構成に加えて、ユ
ーザーにフォーメーションの設定を行わせるフォーメー
ション設定部３４０１と、設定されたフォーメーション
の表示を行うフォーメーション表示部３４０４とを有す
る。第３４図に第４の実施例の構成を示す。同図におい
て、コントローラ２９０６以外の構成は第２９図と同様
である。
第３４図において、コントローラ２９０６には、フォー
メーション設定部３４０１及びフォーメーション表示部
３４０４が接続される。
フォーメーション設定部３４０１ば、同図の如く、メー
カープリセット部３４０２とユーザーセット部３４０３
とから構成される。
メーカープリセット部３４０２は、ユーザーに、メ一カ
ー側で予め設定されているフォーメーションを指定させ
る部分である。メーカー側では例えば前記第３３図（ａ
）〜（（２）に示されるようなフォーメーションがプリ
セットされており、ユーザーは、例えば「ａ」〜’ｇＪ
のキーのうちいずれかを押すことにより、第３３図（ａ
）〜（ｇ）に示されるフォーメーションのうち何れかを
任意に選択することができる。これに対応して、コント
ローラ２９０６は、第３２図（ａ）〜（（至）の動作タ
イミングチャートで示されるようなフォーメーション情
報ＦＯ−Ｆ３等を出力して、前述した各フォーメーショ
ンに対応する処理を実行する。
一方、ユーザーセット部３４０３は、ユーザーに、メー
カー側で予め設定されているフォーメーション以外のフ
ォーメーションを任意に設定させる部分である。ユーザ
ーは、同図３４０３に示される設定キーを用いて任意の
フォーメーションを設定することができる。なお、各キ
ー操作については後述する。コントローラ２９０６ば、
ユーザーセンｌ一部３４０３における設定内容に従って
、一定の論理に従ってフォーメーション情報ＦＯ〜Ｆ３
等を生成し、対応する処理を実行する。
次に、フォーメーション表示部３４０４では、上記フォ
ーメーション設定部３４０１において設定されたフォー
メーションの内容が表示される。フォーメーション表示
部３４０４は、イメージ表示部３４０５、記号表示部３
４０６、演算式表示部３４０７とから構成される。
イメージ表示部３４０５は、例えば液晶表示パネルであ
り、この表示部には、第３３図（ａ）〜（匂と同様のフ
ォーメーションの接続関係が表示される。
記号表示部３４０６には、各フォーメーションの記号が
表示される。そして、メーカーによりプリセットされた
フォーメーションの場合には、例えば第３３図（ａ）〜
に）の各フォーメーションに対応する「ａ」〜’ｇＪの
記号が表示される。これに対して、ユーザーにより設定
されたフォーメーションの場合は、例えば「Ｕ」の記号
が表示される。
演算式表示部３４０７には、設定されたフォーメーショ
ンにおいてどのような演算が行われるかが表示される。
Ｍ１〜Ｍ４は、第３の実施例で前述した各処理周期であ
る。演算子ｒ　ＭＯＤ、は、例えば、ＭＩＭＯＤＭ２　
　とした場合、Ｍ１処理周期で得られた出力をＭ２処理
周期での変調入力とすることを示している。演算子「＋
」は、例えば、Ｍ１＋Ｍ２とした場合、Ｍ１処理周期で
得られた出力とＭ２処理周期で得られた出力とを混合す
ることを示している。従って、ｅ　−（ＭＩ　ＮＯＤ　
Ｍ２）　十Ｍ３＋Ｍ４は、ＭＩＭＯＤＭ２の演算で得ら
れるＭ２処理周期での出力と、Ｍ３処理周期での出力と
、Ｍ４処理周期での出力とを混合することにより、波形
出力ｅが得られることを示している。
上記関係より、フォーメーション設定部３４０１内のユ
ーザーセット部３４０３には、各演算子ｒ　Ｍ［：ｌＤ
Ｊ「＋ｊ等に対応する設定キーが設けられている。
なお、第３４図のユーザーセン１一部３４０３の「×」
キーは、第３の実施例では示さなかったが、例えばＭ１
処理周期とＭ２処理周期の各出力を乗算する演算を設定
するような場合に使用し、この場合、「Ｍ１×Ｍ２」と
表示される。
以上、第３４図に示されるようなフォーメーション設定
部３４０１及びフォーメーション表示部３４０４が設け
られることにより、ユーザーは、効率的なフォーメーシ
ョンの設定を行うことが可能となる。
５の　　１の舌゛■ 次に、本発明の第５の実施例につき説明する。
本実施例の原理構成及び具体的な構成は、前記第３の実
施例に関する第２８図及び第２９図〜第３１図と同じで
ある。そして、本実施例では、第２９図のコントローラ
２９０６の動作が第３の実施例と異なる。
第３の実施例では、演奏者が第３３図（ａ）〜（６）の
フォーメーションのうち任意のものを選択することによ
り、第２９図のコントローラ２９０６がフォーメーショ
ン情報ＦＯ〜Ｆ３．２相クロツクＣＫＩ、ＣＫ２及びラ
ッチクｏ　ツクＥ　ＣＩ−Ｋを、第３２図（ａ）〜（ｇ
）に示す如く生成する。これにより、前述した如く、選
択されたフォーメーションに対応するアルゴリズムで楽
音の生成が行われる。この場合、各フォーメーションは
演奏者のスイッチ操作によす、固定的に設定される。
これに対して本実施例では、演奏者が特には図示しない
鍵盤部等で押鍵操作を行い各楽音の発音を行う毎に、各
楽音の発音開始以後、予め設定されたタイミングでフォ
ーメーションを自動的に切り替えることができる。
すなわち、演奏者は、特には図示しないパラメータ設定
部を介して、第３５図の如く、発音動作時のフォーメー
ションが例えば前述の第３３図（ｂ）のフォーメーショ
ンから第３３図（ｅ）のフォーメーションへ変化するよ
うな設定を行うことができる。
この場合、演奏者は、各楽音の発音開始後、フォーメー
ションが第３５図のように変化するまでの時間も予め設
定することができる。
これにより、第２９図のコントローラ２９０６は、各楽
音の発音開始後、設定された時間が経過するまでは、第
３６図のＡ１に示すタイミングで、フォーメーション情
報ＦＯ〜Ｆ３．２相クロツクＣＫＩ、ＣＫ２及びラッチ
クロックＥ　ＣＬ　Ｋを生成する。
この動作タイミングは、前述の第３２図（ｂ）と同じで
あり、これにより、前記第３３図（ｂ）のフォーメーシ
ョンに対応するアルゴリズムで発音動作が行われる。そ
して、設定された時間が経過すると、コントローラ２９
０６は、第３６Ａ２に示すタイミングで、フォーメーシ
ョン情報ＦＯ〜Ｆ３．２相クロツクＣＫＩ、ＣＫ２及び
ラッチクロックＥＣＬＫを生成する。この動作タイミン
グは、前述の第３２図（ｅ）と同じであり、これにより
、前記第３３図（ｅ）のフォーメーションに対応するア
ルゴリズムで発音動作が行われる。
この場合、コントローラ２９０６は、演奏者が特には図
示しない鍵盤部等の演奏操作部を操作したタイミングと
して各楽音の発音開始時点を判別する。
また、コン１−ローラ２９０６は、その内部に各楽音の
発音開始時に起動する、特には図示しないタイマを有し
ており、これにより設定された時間が経過したか否かを
計測している。
このように、発音開始後にフォーメーションを変化させ
ることにより、発音開始後のフォーメーションが固定さ
れた場合に比較して、より多彩な倍音構成を有する楽音
を発音させることか可能となる。
なお、発音開始後に変化するフォーメーションの組合わ
せは２つに限られず、３つ以上としてもよい。この場合
、フォーメーションが変化する時間が２つ以上設定され
る。
第■■尖廉拠■脱凱 次に、本発明の第６の実施例につき説明する。
本実施例の原理構成及び具体的な構成も、前記第３の実
施例に関する第２８図及び第２９図〜第３１図と同じで
ある。そして、第３の実施例は、同時に発音可能な楽音
数ば１音として説明したが、本実施例では、８音ポリフ
オニツクで楽音を発音することが可能である。そのため
に、第２９図のコントローラ２９０６の動作が第３の実
施例と、若干界なる。
まず、本実施例の第１の態様について説明する。
本実施例の第１の態様では、第３７図（ａ）に示される
如く、各サンプリング周期が、８音ポリフオニツク音の
うちの各楽音の発音タイミングに対応する８つのチャネ
ル時間ＣＨＩ〜ＣＨ８に時分割され、更に、各チャネル
時間か、第３の実施例と同様のＭ１処理周朋〜Ｍ４処理
周期に時分割される。
そして、各チャネル時間において８音ポリフオニツクの
うちの各楽音の１サンプルが生成され、それらが各サン
プリング周期の末尾において第２９図の累算器２９０８
で累算される。従って、各サンプリング周期毎に、第２
９図のＦ　／　Ｆ　２９０９からＤ／Ａ２９１０を介し
て、８音分が加算された楽音が出力され、サウンドシス
テム２９１２からは聴覚的に８音が同時に発音される。
以下に、第３７図（ａ）を用いて上記動作を実現するだ
めの具体的処理を説明する。
第３７図（ａ）は、第２９図〜第３１図の構成において
、前述した第３３図（ａ）のフォーメーションに基づく
楽音が８音ポリフオニツクで発音される場合の、動作タ
イミングチャートである。同図の、各チャネル時間ＣＨ
Ｉ〜ＣＨ８における各動作タイミングは、前述した第３
２図（ａ）の動作タイミングとほぼ同しである。但し、
第３７図（ａ）では、フォーメーション情報Ｆ１がチャ
ネル時間Ｃ）Ｉ　１のＭ１処理周期でのみ論理１となり
、それ以外は論理０となる点が異なる。また、ラッチク
ロックＥＣＬ　Ｋば、チャネル時間ＣＨ８のＭ４処理周
ｊｌＪｌでのみ論理１になる点も異なる。
始めに、各サンプリング周期の先頭であるチャネル時間
ＣＨＩのＭ１処理周期で、Ｆｌが論理１となることによ
り累算器２９０８がクリアされる。
そして、第３２図（ａ）で前述したように、チャネル時
間ＣＨ１のＭ１〜Ｍ４処理周期での処理動作が実行され
、第３３図（ａ）のフォーメーションに基づく第１番目
の楽音データが生成される。この楽音データは、ＣＨＩ
のＭ４処理周期でクロックＣＫ１が論理１となるタイミ
ングで、第３１図の累算器２９０８のアダー３１０１を
通ってＦ　／　Ｆ　３１０２にセットされる。なお、第
３２図（ａ）の場合と異なり、ラッチクロックＥ　ＣＬ
　Ｋば論理Ｏであるため、Ｆ／Ｆ２９０９（第２９図）
でのラッチ動作は行われない。
次に、第３７図（ａ）のチャネル時間ＣＨ２のＭ１〜Ｍ
４処理周期での処理動作が実行され、第３３図（ａ）の
フォーメーションに基づいて第２番目の楽音データが生
成される。この楽音データは、ＣＨ２のＭ４処理周期で
クロックＣＫＩが論理１となるタイミングで、第３１図
の累算器２９０８のアダー３１０１の加算入力端子ＩＡ
に入力する。第３１図の累算器２９０８では、ＣＨ２の
Ｍ４処理周期でＣＫ２が論理１となるタイミングでＦ　
／　Ｆ　３１０２にセットされている第１番目の楽音デ
ータが端子ＦＦ０ＵＴに出力される。同時に第３７図（
ａ）の如＜Ｆｌが論理Ｏであるため、アンド回路３１０
３−１〜３１０３−１０がオンとなる。従って、アダー
３１０１の被加算入力端子ＩＢには、上記第１番目の楽
音データが入力する。これにより、アダー３１０１の加
算入力端子八十Ｂからは、第１番目と第２番目の楽音デ
ータが加算されたデータが出力され、ＣＫＩが論理１と
なるタイミングでＦ　／　Ｆ　３１０２にセットされる
。
以下、第３７図（ａ）のチャネル時間ＣＨ３〜ＣＨ８ま
で同様の処理が実行され、８音分の楽音データが加算さ
れる。
そして、第３７図（ａ）のチャネル時間ＣＨ８のＭ４処
理周期のクロックＣＫＩが論理１となるタイミングで同
時にラッチクロックＥＣＬＫが論理１となり、８音分が
加算された楽音データの１リーンプルが第２９図のＦ　
／　Ｆ　２９０９にラッチされる。
以上、第３７図（ａ）のチャネル時間ＣＨＩ〜ＣＨ８で
の動作により、第３３図（ａ）のフォーメーションに基
づいて生成された楽音が８音分加算されたデータの１サ
ンプル分が出力され、この処理を繰り返すことにより、
第２９図のＤ／Ａ変換器２９１０、ＬＰＦ２９１１を介
して、ザウントシステム２９１２から８音ポリフオニツ
クの楽音データが放音される。
以上、第３７図（ａ）の動作タイミングチャーＩ・に基
づいて、前述した第３３図（ａ）のフォーメーションに
基づく楽音が８音ポリフオニツクで発音される場合につ
いて説明したが、前述した第３３図（ｂ）〜第３３図（
ｇ）に対応するポリフォニックの発音動作も、同様にし
て実現することが可能である。
次に、第６の実施例の第２の態様について説明する。こ
の場合も、上記第１の態様の場合と同様、８音ポリフオ
ニツクで楽音を発音するが、第３１図の累算器２９０７
のＦ　／　Ｆ　３００２を８音分を処理可能なシフトレ
ジスタで構成することにより、Ｍ１〜Ｍ４の各処理周期
毎に８音各々の時分割処理を行う点が、第１の態様と異
なる。
すなわち、本実施例の第２の態様では、第３７図（ｂ）
に示される如く、各サンプリング周期が、Ｍ１処理周期
からＭ４処理周期の４つの区間に時分割され、更に各処
理周期がチャネル時間ＣＨＩ〜ＣＨ８に時分割される。
そして、上述した如く、第３１図の累算器２９０７のＦ
　／　Ｆ　３００２を８段のシフトレジスタで構成する
ことにより、各チャネル時間毎に、Ｍ１処理周期〜Ｍ４
処理周期での処理動作を並列に行うことができる。すな
わち、１つのチャネル時間例えばＣＨ１についてみれば
、Ｍ１処理周期からＭ４処理周期での各処理動作が、前
述した第３２図（ａ）の場合とほぼ同様に実行される。
なお、フォーメーション情報Ｆ１は、Ｍ１処理周期のチ
ャネル時間ＣＨ１でのみ論理１となり、それ以外は論理
０となる。
また、ラッチクロックＥＣＬＫば、Ｍ４処理周期のチャ
ネル時間ＣＨ８でのみ論理１になる。
そして、Ｍ４処理周期のチャネル時間ＣＨＩ〜ＣＨ８に
おいて、フォーメーション情報ＦＯが論理０となること
により、第２９図の基本モジュール２９０１から出力さ
れる第１番目〜第８番目の楽音データが第３１図の累算
器２９０８に順次入力する。更に、フォーメーション情
報Ｆｌが論理０となることにより、第３１図の累算器２
９０８において、Ｆ／Ｆ３１０２とアンド回路３１０３
−１〜３１０３−１０を介して、アダー３１０１が上記
８音分の楽音データを順次累算する。そして、第３７図
（ｂ）のＭ４処理周期のチャネル時間ＣＨ８のクロック
ＣＫＩが論理１となるタイミングで同時にラッチクロッ
クＥ　ＣＬ　Ｋが論理１となり、８音分が加算された楽
音データの１ザ１プルが第２９図のＦ　／　Ｆ　２９０
９にラッチされる。
以上、第１の態様の場合と同様に、８音ポリフオニツク
の楽音データの発音が可能となる。
なお、第２の態様の場合も、第３３図（ａ）に対応する
ポリフォニックの発音動作のみ示したが、前述した第３
３図（ｂ）〜（（２）に対応するポリフォニックの発音
動作も、同様にして実現することが可能である。
上述した第６の実施例では、８音ポリフオニツクの場合
について説明したが、他のポリフォニック数でも時分割
処理数を変更すれば、当然実現可能である。
筆ユ■実施±勿脱里 次に、本発明の第７の実施例につき説明する。
本実施例では、前述した第３の実施例と同様、基本モジ
ュールという概念が用いられる。第３の実施例では、第
２８図の構成の基本モジュール２８０１を第３３図（ａ
）〜（ｇ）に例示したフォーメーションに基づいて動作
させることにより、様々な倍音構成を有する楽音を発音
することができる。これに対して、本実施例は、更に基
本モジュールの出力を自らの基本モジュールの入力にフ
ィードバックさせる機能を有することにより、更に複雑
な倍音構成を有する楽音を発音することができる。
第３８図に本実施例における基本モジュール３８０１の
構成を有する。第２８図の基本モジュール２８０１では
、出力側すなわちデコーダ１０５からのデコード出力り
の振幅がＭ　Ｕ　Ｌ　１０６で制御される。これに対し
て、第３８図の基本モジュール３８０１では、デコーダ
１０５からのデコード出力りは出力端子０１１Ｔから直
接出力され、ＭＵＤ　ＩＮ端子から入力する変調信号Ｗ
Ｍの振幅がＭＵＬ１０３で制御される。この場合、両実
施例とも、成る基本モジュールの出力は他の基本モジュ
ールの変調入力とされるため、第３８図の基本モジュー
ル３８０１の動作は前述した第２８図の基本モジュール
２８０１の場合とほぼ同じである。
第３９図（ａ）〜（ｄ）に、第２８図の基本モジュール
３８０１を複数個用いたフォーメーションの例を示す。
なお、特には図示しないが、本実施例の場合も第３の実
施例の場合と同様、第２９図の如く１つの基本モジュー
ルを時分割処理によって動作させる構成例とすることも
できる。
第３９図（ａ）は、第１のフォーメーションの例である
。この例では、基本モジュール３８０１において、出力
端子ＯＵＴからの波形出力ｅは、楽音信号として出力さ
れると共に、そのまま自らの基本モジュール３８０１に
フィードバンクする構成を有する。
上記の構成によれば、基本モジュール３８０１の変調入
力として、自らの基本モジュール３８０１の波形出力ｅ
が用いられることになる。
この場合、ＭＵＬ１０３　　（第３８図）に入力する変
調深度関数Ｉ　（ｔ）の値を例えば０にすれば、波形出
力ｅは前記（２５）式において変調信号ＷＭが０となっ
た場合に等しくなり、第３の実施例で説明した如く単一
正弦波が出力される。これは、「背景技術」の項で説明
した三角波を単純に変調する方式を基本モジュールに適
用した場合では実現できない動作例であり、独自の効果
が得られる。
一方、変調深度関数１　（ｔ）の値を増加させた場合、
第３の実施例の場合と同様、多くの倍音成分が含まれる
ようになるが、本実施例では特に波形出力ｅをＭＯＤ　
ＩＮ端子にフィードバックさせたことにより、より複雑
な倍音構成を実現できる。そして、「背景技術」の項で
説明した正弦波を変調する方式を基本モジュールに適用
した場合に比較して、１段程度のフィードバックだけで
も、より複雑な倍音構成を実現することができる。
従って、変調深度関数ｒ　（ｔ）をＯから連続的に増加
させ、或いは大きい値から連続的に減少させることによ
り、単一正弦波から非常に複雑な変調がなされた波形ま
でを連続的に得ることが可能となる。
次に第３９図（ｂ）は、第７の実施例における第２のフ
ォーメーションの例である。この例では、第３９図（ａ
）と同様のフィードバックループを有する第１の基本モ
ジュール３８０１　（Ｎｏ、　１）の出力が更に第２の
基本モジュール３８０１（Ｎｏ、２）のＭＵＤ　ＴＮ端
子に入力され、基本モジュール３８０１　（Ｎｏ、２）
の波形出力ｅが楽音信号として出力される構成を有する
。
この場合、基本モジュール３８０１　（Ｎｏ、２）のＭ
　Ｕ　Ｌｉ２Ｓ（第３８図）に入力する変調深度関数１
　（ｔ）の値を例えば０にすれば、第３９図（ａ）の場
合と同様、波形出力ｅとして単一正弦波が出力される。
一方、上記変調深度関数■（し）の値を大きな値にする
と、倍音成分を強調させることができ、しかも第３９図
（ａ）の場合とは異なった倍音構成を得ることができる
。
そして、第３９図（ｂ）の場合、Ｎｏ、１とＮｏ、２の
各基本モジュール３８０１毎に、変調深度関数ｒ　（ｔ
）の値を制御できるため、第３９図（ａ）の場合より幅
の広い制御を行うことが可能となる。なお、両基本モジ
ュール３８０１の搬送波位相角ω、の周波数比を変化さ
せることにより、更に変化に冨んだ倍音構成を有する楽
音信号を得ることができる。
続いて、第３のフォーメーションの例として第３９図（
Ｃ）の如く、第３９図（ｂ）の構成に加えて、基本モジ
ュール３８０１　（Ｎｏ、　１）の出力に乗算器（ＭＵ
Ｌ）３９０１で変調深度関数Ｉ′（ｔ）が乗算された信
号が、基本モジュール３８０１　（Ｎｏ　、　２）のＮ
ＯＤ　ＩＮ端子に入力されるような構成とすることもで
きる。これにより、倍音を制御し得るパラメータとして
変調深度関数■′（Ｌ）が加わるため、第３９図（ｂ）
の場合より更に幅の広い倍音制御を行うことが可能とな
る。
第３９図（ｄ）は、第４のフォーメーションの例である
。この例では、第３９図（ａ）と同様のフィードパック
ループを有する基本モジュール３８０１が、ｎ個並列に
構成される。基本モジュール３８０１　（Ｎｏ、　１）
〜３８０１（Ｎｏ、ｎ）の出力は加算器（ＡＤＤ）３９
０２で加算され、その加算信号が更に別の基本モジュー
ル３８０１　（Ｎｏ、ｎ＋１）のＮＯＤ　ＩＮ端子に入
力される。そして、基本モジュール３８０１　（Ｎｏ、
ｎ＋１）の波形出力ｅが楽音信号として出力される。こ
の構成により、第３９図（ａ）〜（Ｃ）とは更に別の倍
音制御を実現することができる。
箪１４すｊ１小以菰灰 次に、本発明の第８の実施例について説明する。
本実施例では、上述した第７の実施例と全く同様の基本
モジュール（第３８図）が用いられる。
第７の実施例では、基本モジュール３８０１からの波形
出力ｅが自らの基本モジュールのＭＵＤ　ＩＮ端子にフ
ィードバンクする構成を有する。これに対して本実施例
では、波形出力ｅが何段か前の基本モジュール３８０１
のＭＯＤ　ＩＮ端子にフィードバックする構成を有する
。
第４０図に本実施例のフォーメーションの例を示す。同
図において、第１段目の基本モジュール３８０１　（Ｎ
ｏ、　１）の出力が第２段目の基本モジュール３８０１
（Ｎｏ、２）のＭＯＤ　ＩＮ端子に入力し、以下同様に
カスケードに接続されて、最終段である第ｎ段目の基本
モジュール３８０１（Ｎｏ、ｎ）の波形出力ｅが楽音信
号として出力されると共に、第１段目の基本モジュール
３８０１　（Ｎｏ、　１）のＭＯＤ　ＩＮ端子に入力す
る構成を有する。この構成例により、第７の実施例とは
別の倍音制御を実現でき、独自の効果が得られる。
７９の　乍　の云゛■ 続いて、本発明の第９の実施例について説明する。
始めに、第９の実施例の原理から説明する。第４１図に
第９の実施例の原理構成を示す。
同図の原理構成の特徴は、変調信号ＷＭが、第１図の如
く変調ＲＯＭ１０２で生成される単純な正弦波ではなく
、変調波位相角ＲＯＭ４１０１及び三角波デコーダ４１
０２を介して生成される様々な特性を有する信号である
点である。
まず、搬送波ＲＯＭｌ０Ｉには前述の第２図に示す関数
波形が記憶されている。従って、同図１、■及び■の各
領域での搬送波位相角ωｃｔ　（ｒａｄ　）と搬送信号
Ｗ（（ｒａｄ　）との関係は、前述の（３）式と同様と
なる。
一方、変調波位相角ＲＯＭ４１０１での変調波位相角ω
＋ｎｔ（ｒａｄ　）と変調波補正位相角ω、・〔ｒａｄ
］との関係は、 ω、・−丁　（ω、、Ｌ）　　　　　　　　　　・・・
（２６）で表される。　但し、ｆは変調関数として定義
される。
また、三角波デコーダ４１０２における変調波補正位相
角ω１・（ｒａｄ　）とＭ　Ｕ　Ｌ　１０３を通過した
後の変調信号ＷＭ　　［：ｒａｄ　）との関係は、ＷＭ
−１（ｔ）　ＴＲＩ　（ω、・）　　　　　・・・（２
７）となる。但し、ＴＲＩ　（χ）は、三角波関数とし
て定義される。
従って、　変調波位相角ωｍｔ　（ｒａｄ　）と変調信
号Ｗイ　（ｒａｄ　）との関係は、上記（２７）式に前
記（２６）式を代入して、 ＷＭ　＝　Ｉ　（ｔ）　ＴＲＩ　（ｆ　　（ωｍｔ）　
）　　　・・・（２８）となる。
前記（３）式及び上記（２８）式によって演算される搬
送信号Ｗ。及び変調信号ＷＭが加算され、デコーダ１０
５に入力することにより、デコーダ１０５がらデコード
出力りが出力される。そして、この出力にＭ　Ｕ　Ｌ　
１０６で振幅係数Ａが乗算された後の波形出力ｅは、 ・　・　・（２９） となる。
ここで、まず、変調深度関数ｒ　（ｔ）の値がＯｌすな
わち無変調の場合、デコーダ１０５への入力波形は前記
（３）式で定まる搬送信号ＷＣそのものとなる。これは
、第１図において変調深度関数ｒ（ｔ）の値がＯの場合
に対応し、従って、波形出力ｅは、前記（６）式と同様
となる。また、搬送信号Ｗ、と搬送波位相角ω。、は、
第１図の場合と同様、第３図の関係Ａで示される。一方
、デコーダ１０５において演算される三角波関数Ｄ＝Ｔ
ＲＩ（Ｘ）（但し、Ｘは入力）は、第１図の場合と同様
、前記（７）式で定義され、第３図の関係Ｂに示す関数
である。従って、第１図の場合と同様、波形出力ｅは、
前記（８）式のように変形され、単一正弦波Ａ−ｓｉｎ
ω。
となる。すなわち、例えば振幅係数Ａ＝１とすれば、無
変調時の搬送波位相角ω。、と波形出力ｅとの関係は、
第３図の関係Ｃのようになる。
以上の関係より、楽音が減衰して単一正弦波成分のみに
なってゆく過程、あるいは単一正弦波成分のみからなる
楽音の生成を実現するためには、前記（２７）式で変調
深度関数Ｉ（ｔ）の値を時間と共に０に近づければよい
ことがわかる。
次に、変調深度関数１（ｔ）の値を増加させた場合の波
形出力ｅの変化について考える。この場合、第１図にお
いて、変調深度関数Ｔ　（ｔ）の値を増加させていった
場合と同様の効果か胃、られる。ずなわち、変調深度関
数Ｔ　（ｔ、）の値を増加させると、第４１図のＡ　Ｄ
　Ｄ　１０４から出力される加算波形ＷＣ＋ＷＭには、
１殿送信号ＷＣの成分以外に変調信号ＷＭの成分が重畳
されるため、波形出力ｅは、単一正弦波でなく時間軸上
で歪んだ波形となり、高次の倍音成分を多く含む周波数
特性になる。
この場合、第４１図の変調波位相角ＲＯＭ４１０１には
、前記（２６）式で示される変調関数ｆとして、例えば
第４２図（ａ）〜（Ｃ）に示すように複数の変調関数ｆ
が記憶されている。そして、これら各変調関数ｆに対応
して最終的にＭＵＬ１０３から出力される変調信号ＷＭ
の変調波位相角ω、ｔに対する特性は、前記（２８）式
で例えばｒ（ｔ、）−１とすることにより、第４２図（
ａ）〜（Ｃ）のように定まる。
本実施例では、第４１図の変調波位相角ＲＯＭ４１０１
において、上記各変調関数ｆを選択可能とすることによ
り、変調信号ＷＭとして第４２図（ａ）〜（Ｃ）に示ず
ような鋸歯状波、矩形波、パルス波等から任意に選択し
たものを出力させることが可能である。そして、これら
の波形は、それ自身で倍音成分を多く含んでおり、この
ような波形を１殿送信号Ｗｃに重畳させることにより、
波形出力ｅとして、より多くの倍音成分を含んだ波形を
出力でき、更に変調信号ＷＭの波形を選択することによ
り、波形出力ｅにおける倍音成分の含まれ方を変化させ
ることができる。
今、第４２図（ａ）〜（Ｃ）には示されていないが第４
１図の変調波位相角ＲＯＭ４１０１に、例えば第２図又
は前記（３）弐で示した搬送波ＲＯＭ　１０１の記憶内
容と同様のものを記憶させ、これにより第４１図の三角
波デコーダ４１０２を駆動させると、第３図又は前記（
８）式で説明したように、変調信号Ｗごとして単一正弦
波を出力させることができる。すなわち、前記（２８）
式は、第１図の場合の（４）弐と同一となる。そして、
このような単一正弦波の変調信号ＷＭを第４１図のＡ　
Ｄ　Ｄ　１０４で搬送信号ＷＣに重畳させ、デコーダ１
０５に入力させて得られる波形出力ｅは、第１図の場合
の（５）式ど同一となる。
従って、上記のようにして変調信号ＷＭを単一正弦波と
し、変調深度関数１　（ｔ）の値を時間的に増加させて
得られる波形出力ｅの周波数特性のヒストグラム（度数
分布）は、前述したように第６図（ａ）で示される。同
図かられかるように、変調深度関数ｒ　（ｔ）を変化さ
せると倍音構成が複雑に変化し、また、特定の周波数に
倍音構成が片寄る傾向がある。すなわち、低次倍音はＩ
　（ｔ）の増加と共に減少してゆくが、高次倍音は逆に
増加してゆき、ｒ（ｔ）の増加に従い、倍音構成が低次
から高次ヘシフトしていく傾向がある。
一方、第４１図の変調波位相角ＲＯＭ４１０１に、例え
ば第４２図（ａ）に示すようなものを記憶させ、これに
より第４１図の三角波デコーダ４１０２を駆動させて、
第４２図（ａ）に示すような鋸歯状波の変調信号ＷＭを
生成できる。そして、この信号を第４１図のＡ　Ｄ　Ｄ
　１０４で搬送信号Ｗｃに重畳させ、デコーダ１０５に
入力させることにより前記（２９）式に基づいて波形出
力ｅが得られる。この場合に、変調深度関数１（ｔ）の
値を時間的に増加させて得られる波形出力ｅの周波数特
性のヒストグラムを第４３図に示す。この場合、変調深
度関数１　（ｔ）の値をあまり大きくしなくても、かな
り高次の倍音成分まで含ませることができ、かつ、Ｉ（
＋、）を変化させても倍音成分のパワーの凹凸が比較的
少ない特性となる。
以上、第６図（ａ）又は第４３図に示すように、本実施
例では変調信号ＷＭの波形を選択することにより、様々
な倍音特性を有する波形出力ｅを生成することができる
。この場合、例えば第６図（ａ）のような特性は、倍音
構成の分布に片寄りがあるピアノをはじめとする打弦系
の楽音波形を生成するのに有効であり、これに対して、
例えば第４３図のような特性は、倍音構成が一様でかな
り高次の倍音まで有するストリング、プラス系の楽音波
形を生成するのに有効である。
また、上記特徴に加え、第４１図の原理構成では第１図
の場合と同様、変調深度関数Ｉ（ｔ）の値を０〜２π（
ｒａｄ　〕程度の間で変化させることにより、楽音が減
衰して単一正弦波成分のみになってゆく過程、あるいは
単一正弦波成分のみからなる楽音を生成することができ
ると共に、周波数成分として高次の倍音成分まで明確に
存在する楽音を容易に生成することが可能となる。
以上の原理構成では、前記（７）式又は第３図の関係Ｂ
に示す特性を有するデコーダ１０５に対して、その波形
出力ｅが正弦波となるような前記（３）式又は第２図若
しくは第３図の関係Ａに示ずような搬送信号ＷＣを搬送
波ＲＯＭｌ０Ｉに記憶させることにより、単一正弦波の
生成を可能にしている。しかし、これに限られるもので
はなく、第１図の場合と同様、第８図（ａ）〜（ｄ）の
ような組み合わせとしても、同様の効果を得ることがで
きる。これらの関係は、前述の（９）弐〜０６）式で示
した通りである。
また、第４１図のＭＵＬ１０６で乗算される振幅係数Ａ
は一定値として説明したが、実際には時間的に変化し得
るものであり、これにより楽音に振幅変調されたエンベ
ロープ特性を付加できる。
次に、上記第９の実施例の原理構成に基づく第９の実施
例の具体的構成について説明する。
まず、第９の実施例の全体的な構成は、第１０図の第１
の実施例と同じである。また、第１０図の搬送信号発生
回路１００３及び三角波デコーダ１００９等の具体的回
路例も、前述の第１の実施例の場合と同様、第１１図又
は第１３図及び第１５図等で示される。
第９の実施例が前述の第１の実施例と異なるのは、変調
信号発生回路１００５の構成である。変調信号発生回路
１００５の構成は、基本的には第４１図の変調波位相角
ＲＯＭ４１０１及び三角波デコーダ旧０２の構成からな
っている。
まず、変調波位相角ＲＯＭ４１０１の構成を第４４図に
示す。このＲＯＭは、ＡＯ−Ａ１３の１４ビツトのアド
レス入力を有し、まず、上位３ビツトのアドレスＡＩｌ
〜Ａ１３に波形ナンバーセレクト信号ＷＮｏとして、０
〜７の値（１０進）を入力させることにより、例えば第
４２図（ａ）〜（Ｃ）又は第２図等に示される最大８種
類の各変調関数ｆが記憶されているアドレス領域のうち
任意の１つを指定することができる。なお、この指定は
、特には図示しない選択スイッチにより演奏者が任意に
行えるようにし、このスイッチ状態を第１０図のコント
ローラ１００Ｉが検出し、それに対応する値を有する波
形ナンバーセレクト信号Ｗ　Ｎｏを変調信号発生回路１
００５に供給するようにすればよい。
このようにして、上記変調関数ｆを選択した後、ＡＯ〜
ＡＩＯの下位１１ビツトに、第１０図のアダー１００４
からの変調波位相角ωｍｔＯ〜ω、ｔ１０を入力させる
ことにより、特には図示しないが各変調波位相角ωｍｔ
ｏ〜ωｍｔ１０に対応する変調波補正位相角ω、・（第
４１図参照）を、出力端子りから得ることができる。
上記変調波補正位相角ω、・は、第１０図の変調信号発
生回路１００５内の第４１図の三角波デコーダ４１０２
に対応する回路に入力されるが、この三角波デコーダは
、既に説明した第１５図の三角波デコーダ１００９と同
様の構成で実現できる。これにより、波形ナンバーセレ
クト信号Ｗ　Ｎｏ、で選択された変調関数ｆに対応する
変調信号ＷＭＯ〜Ｗ　Ｍｌｏを第１０図の変調信号発生
回路１００５及び乗算器１００７を介して出力させるこ
とができる。
このように、本実施例では、第１０図の変調信号発生回
路１００５内の変調波位相角ＲＯＭ　（第４４図）にお
いて、複数の変調関数ｆを選択可能とすることにより、
複数種類の変調信号ＷＭＯ〜Ｗ　Ｍ　１０を選択的に出
力させることができ、従って、第１０図の三角波デコー
ダ１００９からのデコード出力ＭＡＯ〜ＭＡ９として、
様々な倍音特性の楽音波形を生成することが可能となる
。
１０、　１０の　　の 次に、本発明の第１０の実施例につき説明する。
始めに、第１０の実施例の基本的な原理は、第１図〜第
９図を用いて前述した第１の実施例の原理構成及び動作
と同しである。
第１０の実施例の具体的構成は第４５図に示される。こ
の実施例では、左及び右の各チャネルに対応して時分割
処理が行われ、楽音をステレオで発音させることができ
る。この場合、変調波位相角ωｍｔＯ〜ωｍｔｌＯ及び
変調深度関数１０〜１１０を各チャネル毎に設定するこ
とができ、左及び右の各チャネルでわずかに異なる変調
が行われたステレオ出力を得ることが可能であるという
特徴を有する。
第４５図において、第１０図の第１の実施例と同じ番号
・記号を付した回路又は信号等は、第１０図の場合と同
じ機能を有するものとする。
コントローラ４５０１は、第１０図のコントローラ１０
０１と同様、キャリア周波数ＣＦ、モジュレータ周波数
ＭＦ及びエンベロープ情報ＥＤ（エンベロブの各レート
値、レベル値等）を生成・出力する手段である。この場
合、コントローラ４５０１は、後に詳述するように、上
記各パラメータを左及び右の各チャネルに対応して独立
して設定する。この点が、第１０図のコントローラ１０
０１と異なる。
累算器４５０２又は４５０３は、第１０図のアダー１０
０２又は１００４と同様、搬送波位相角ω。、０〜ωｃ
ｔ１０又は変調波位相角ω□、０〜ω、ｔ１０を生成す
る。この場合、累算器４５０２又は４５０３は各位相角
を左右チャネル独立に生成する点が、第１０図のアダー
１００２又は１００４と異なる。
搬送信号発生回路１００３及び変調信号発生回路１００
５の基本的な機能は、第１０図の場合と同様であるが、
更に、左及び右の各チャネルに対応して時分割処理を行
う機能を有する。
一方、エンベロープジェネレータ４５０４は、第１０図
のエンベロープジェネレータ１００６と同様、コントロ
ーラ４５０１からのエンベロープ情報ＥＤに基づいて変
調深度関数ＩＯ〜１１０及び振幅係数ＡＭＰＯ〜ＡＭＰ
ＩＯを出力する。この場合、変調深度関数ＩＯ〜１１０
が左右チャネル独立に生成される点が、第１０図のエン
ベロープジェネレータ１００６と異なる。
次に、第４５図の搬送信号発生回路１００３の具体的回
路例は、前述の第１の実施例の場合と同様、第１１図又
は第１３図で示され、それらの動作は第１２図又は第１
４図で説明した通りである。
また、第４５図の三角波デコーダ１００９の具体的回路
例は、前述の第１の実施例の場合と同様、第１５図で示
され、その動作も前述した通りである。
更に、第４５図の変調信号発生回路１００５の具体的回
路としては、第１の実施例において前述した如く、２又
は２周期分のｓｉｎ波形をＲＯＭに記憶させ、第１１図
又は第１３図と同様に１周期分の波形を生成する回路と
して実現できる。
乗算器１００７、アダー１００８、乗算器１０１０の基
本的機能は、第１０図の場合と同様であるが、更に、左
及び右の各チャネルに対応して時分割処理を行う機能を
有する。
乗算器１０１０を介して出力されたデジタル楽音信号は
、Ｄ／Ａ変換器１０１１でアナログ信号に変換された後
、左右の時分割チャネル別に、ゲー）　４５０７（Ｒ）
及び４５０７　（Ｌ）を通った後、サンプルホールド回
路４５０５（Ｒ）及び４５０５　（Ｌ）に入力してサン
プルホールドされる。これら各チャネルの信号は、更に
ローパスフィルタ（以下、ＬＰＦと呼ふ）　４５０６（
Ｒ）及び４５０６（１，）によりアナログ楽音信号に変
換され、左右チャネル別に特には図示しないサウンドシ
ステムから放音される。ここで、ゲート４５０７　（Ｒ
）及び４５０７　（Ｌ）は、各々サンプルホールド信号
Ｓ／Ｈ（Ｒ）及びＳ／１１（Ｌ）により開閉制御される
。また、サンプルホールド回路４５０５　（Ｒ）及び４
５０５　（Ｌ）は、各々第４５図に概略的に示される如
く、各チャネル信号をホールドするだめのキャパシタと
バッファアンプ等によって構成される。
次に、本実施例のステレオ動作を実現するための累算器
４５０２．４５０３、及びエンベロープジェネレータ４
５０４の構成を示す。
第′４６図に第４５図の累算器４５０３の構成を示す。
同図において、各信号ＭＦ（Ｒ）　、ＭＦ（Ｌ）は第４
５図のモジュレーク周波数ＭＦに対応し、ＲＣＬＫ、、
ＬＣＬＫ、、Ｒ３ＥＴ、ＬＳＥＴ、ＲＣＬＲ。
ＬＣＬＲは、第４５図では省略しであるが、各々コント
ローラ４５０１から供給される制御信号である。
また、各回路の番号に’（Ｒ）　Ｊが付与されているも
のは右チヤネル用、’（Ｌ）Ｊが付与されているものは
左チャネル用の回路である。
まず、右チヤネル用の回路構成につき説明する。
コントローラ４５０１からの右チヤネル用モジュレータ
周波数Ｍ　Ｆ　（Ｒ）は、フリップフロップ（以下、Ｆ
／Ｆと呼ぶ）　４６０１（Ｒ）に入力し、コントローラ
４５０１からクロック端子ＣＬ　Ｋに入力する右チヤネ
ル用セット信号Ｒ３ＥＴに従ってセットされる。
Ｆ　／　Ｆ　４６０１　（Ｒ）の出力は、アダー４６０
２（Ｒ）の入力Ａとして入力する。アダー４６０２（Ｒ
）の出力Ａ＋Ｂは、Ｆ　／　Ｆ　４６０３　（Ｒ）を介
して入力Ｂとしてフィードバックされる。この構成によ
りＦ　／　Ｆ　４６０１　（Ｒ）を介して入力する右チ
ヤネル用モジュレータ周波数Ｍ　Ｆ　（Ｒ）が順次累算
される。
ここで、累算結果のクリア動作は、コントローラ４５０
１からの右チヤネル用クリア信号ＲＣＬＲがＦ　／　Ｆ
　４６０３（Ｒ）をクリアすることにより実行される。
また、Ｆ　／　Ｆ　４６０３（Ｒ）では、そのクロック
端子ＣＬＫに入力する右チヤネル用クロックＲＣＬＫの
立ち下がりに同期してアダー４６０２（Ｒ）の出力Ａ＋
Ｂがセットされ、また、同クロックの立ち上がりに同期
してセットされた内容が出力される。
このフリップフロップを介して順次累算動作が実行され
る。
上記構成において、アダー４６０２（Ｒ）の出力Ａ十Ｂ
として得られる右チヤネル用の累算結果は、右チヤネル
用クロックＲＣＬＫがハイレベルとなってアント回路４
６０４　（Ｒ）がオンとなる右チャネルの時分割タイミ
ングで、アンド回路４６０４　（Ｒ）からオア回路４６
０５を通り、第４５図の変調波位相角ω、ｔＯ〜ω□Ｌ
ＩＯとして変調信号発生回路１００５に出力される。
次に、左チャネル用のＦ／Ｆ４６０１（Ｌ）　、アダー
４６０２（Ｌ）　、Ｆ／Ｆ４６０３（１、）及びアンド
回路４６０４（１，）は、上記右チヤネル用のＦ／Ｆ４
６０１（Ｒ）　、アダー４６０２（Ｒ）　、Ｆ／Ｆ４６
０３（Ｒ）及びアンド回路４６０４　（Ｒ）と全く同様
の動作をする。そして、各回路は、コントローラ４５０
１からの左チヤネル用モジュレータ周波数ＭＦ（Ｌ）、
左チヤネル用クロックＬ　ＣＬ、　Ｋ、左チヤネル用セ
ット信号ＬＳＥＴ及び左チヤネル用クリア信号ＬＣＬＲ
に基づいて動作する。そして、アダー４６０２（Ｌ）の
出力Ａ十Ｂである左チャネル用の累算結果は、左チヤネ
ル用クロックＬ　ＣＬＫがハイレベルとなってアンド回
路４６０４　（Ｌ）がオンとなる左チャネルの時分割タ
イミングで、アンド回路４６０４　（Ｌ）からオア回路
４６０５を通り、第４５図の変調波位相角ωｍｔｏ〜ω
−ｔｌＯとして変調信号発生回路１００５に出力される
。
次に第４７図に、第４５図の累算器４５０２の構成を示
す。
Ｆ　／　Ｆ　４７０１、アダー４７０２、Ｆ　／　Ｆ　
４７０３は、前記右チヤネル用の］”／Ｆ４６０１（Ｒ
）　、アダー４６０２　（Ｒ）、Ｆ　／　Ｆ　４６０３
（Ｒ）と全く同様の動作をする。そして、各回路は、コ
ントローラ４５０１からのキャリア周波数ＣＦ、右チヤ
ネル用クロックＲＣＬＫ、右チヤネル用セット信号Ｒ３
ＥＴ及び右チヤネル用クリア信号ＲＣＬＲに基づいて動
作する。アダー４７０２の出力Ａ＋Ｂである累算結果は
、左及び右の各チャネル共通の搬送波位相角ωｃｉ［）
〜ωＣｔ１０として、第４５図の搬送信号発生回路１０
０３に出力される。
更に第４８図に、第４５図のエンベロープジェネレータ
４５０４の構成を示す。
同図において、各信号ＥＤ（Ｒ）　、ＥＤ（Ｌ）　、Ｅ
Ｄ　（Ａ）は第４５図の設定データＥＤに対応し、ＲＣ
ＬＫ、ＬＣＬＫは、第４５図では省略しであるが、各々
コントローラ４５０１から供給される制御信号である。
右チヤネル変調深度関数用エンベロープデータ発生回路
４８０１　（Ｒ）は、予めコン１〜ローラ４５０］より
設定される右チヤネル変調深度関数用設定データＥ　Ｄ
　（Ｒ）に基づいて、右チャネルの変調深度関数用のエ
ンベロープデータを右チヤネル用クロックＲＣＬＫの立
ち上がりに同期して発生ずる。この回路は、通常の電子
楽器に用いられる公知のエンベロープジェネレータをそ
のまま適用できるため、詳細は省略する。
上記右チャネル変調深度関数用エンベロープデータ発生
回路４８０１　（Ｒ）の出力は、右チヤネル用クロック
ＲＣＬＫがハイレベルとなってアンド回路４８０２（Ｒ
）がオンとなる右チャネルの時分割タイミングで、アン
ド回路４８０２（Ｒ）からオア回路４８０３を通り、変
調深度関数ＩＯ〜１１０として第４５図の乗算器１００
７に出力される。
左チャネル変調深度関数用エンベロープデータ発生回路
４８０１（Ｌ）ば右チャネル変調深度関数用エンベロー
プデータ発生回路４８０１　（Ｒ）と同様、予めコント
ローラ４５０１より設定される左チヤネル変調深度関数
用設定データＥ　Ｄ　（Ｌ）に基づいて左チャネルの変
調深度関数用のエンベロープデータを、左チヤネル用ク
ロックＬ　ＣＬ　Ｋの立ち上がりに同期して発生する。
上記左チャネル変調深度関数用エンベロープデータ発生
回路４８０１（Ｌ）の出力は、左チヤネル用クロックＬ
ＣＬＫがハイレベルとなってアンド回路４８０２（Ｌ）
がオンとなる左チャネルの時分割タイミングで、アンド
回路４８０２（Ｌ）からオア回路４８０３を通り、変調
深度関数ＩＯ〜１１０として第４５図の乗算器１００７
に出力される。
振幅係数用エンベロープデータ発生回路４８０４も右チ
ャネル変調深度関数用エンベロープデータ発生回路４８
０１　（Ｒ）等と同様、予めコントローラ４５０１より
設定される振幅係数用設定データＥ　Ｄ　（Ａ）に基づ
いて、振幅係数用のエンベロープデータを右チヤネル用
クロックＲＣＬＫの立ち上がりに同期して発生する。
上記振幅係数用エンベロープデータ発生回路４８０４の
出力は、振幅係数ＡＭＰＯ〜ＡＭＰ９として第４５図の
乗算器１０１０に出力される。
以上に示される累算器４５０２．４５０３及びエンベロ
ープジェネレータ４５０４を中心とした第４５図の回路
全体の動作について、第４９図の動作タイミングチャー
トに従って説明する。
まず、演奏者は、特には図示しない設定部で、右チャネ
ルから出力したい楽音のエンベロープを設定する。これ
により、第４５図のコントローラ４５０１は、第４８図
の右チヤネル変調深度関数用設定データＥ　Ｄ　（Ｒ）
として、右チヤネル変調深度関数用エンベロープデータ
発生回路４８０１（Ｒ）にパラメータを設定する。次に
、演奏者は同様に左チャネルから出力したい楽音のエン
ベロープを設定する。これにより、左チヤネル変調深度
関数用設定データＥ　Ｄ　（Ｌ）として、左チャネル変
調深度関数用エンベロープデータ発生回路４８０１（Ｌ
）にパラメータが設定される。更に、演奏者は同様に左
及び右の各チャネル共通の出力振幅のエンベロープを設
定する。これにより、振幅係数用設定データＥＤ　（Ａ
）として、振幅係数用エンベロープデータ発生回路４８
０４にパラメータが設定される。
上記設定動作の後に演奏動作が開始され、特には図示し
ない鍵盤部等で演奏者が押鍵動作を行って音高を指定す
ると、第４５図のコントローラ４５０１がその音高情報
に対応するキャリア周波数ＣＦを第４７図のＦ　／　Ｆ
　４７０１にセットする。これと共に、上記キャリア周
波数ＣＦに対して特定の関係にある右チヤネル用モジュ
レータ周波数Ｍ　Ｆ　（Ｒ）が第４６図のＦ　７　Ｆ　
４６０１　（Ｒ）にセットされ、また、右チャネルと若
干界なる関係にある左チャネル用モジュレーク周波数Ｍ
　Ｆ　（Ｌ）がＦ　／　Ｆ　４６０１　（Ｌ）にセット
される。
続いて、第４６図のＦ／Ｆ４６０３（Ｒ）　、４６０３
（Ｌ）、及び第４７図のＦ　／　Ｆ　４７０３の各々が
、各クリア信号ＲＣＬＲＸＬＣＬＲによってクリアされ
る。その後、右チヤネル用クロックＰＣＩ、Ｋ及び左チ
ヤネル用クロックＬＣＬＫに従って、順次累算動作が実
行される。
この場合、第４５図の累算器４５０３では、第４９図（
濁のように右チヤネル用クロックＲＣＬＫがハイレベル
となる右チャネルの時分割タイミングで第４６図のアン
ド回路４６０４　（Ｒ）がオンとなることにより、変調
波位相角ω。ＬＯ〜ω、、Ｌｌｏとして、第４９図（ａ
）のように右チヤネル用のデータが出力される。逆に、
左チヤネル用クロックＬＣＬＫがハイレベルとなる左チ
ャネルの時分Ｓ１ｊタイミングで、第４６図のアンド回
路／１６０４（Ｌ）がオンとなることにより、第４９図
（ａ）のように左チャネル用のデータが出力される。
上記と同様に、第４５図のエンベローブジェネレータ４
５０４内の変調深度関数を出力する部分では、右チャネ
ル及び左チャネルの各時分割タイミングで第４８図のア
ンド回路４８０２（１１）及び４８０２（Ｌ、）が交互
にオンとなることにより、変調深度関数ＩＯ〜１１０と
して、第４９図（Ｃ）のように右チヤネル用及び左チャ
ネル用のデータが交互に出力される。
一方、第４５図の累算器４５０２では、右チャネルの時
分割タイミングの区切り毎に累算動作が実行されるため
、搬送波位相角ω。、０〜ωｃｄＯとして、第４９図（
ｂ）に示すように左及び右の各チャネル共通のデータが
出力される。
同様に、第４５図のエンベローブジェネレータ４５０４
内の振幅係数を出力する部分では、右チャネルの時分割
タイミングの区切り毎に新たなエンベロープデータが出
力されるため、振幅係数ＡＭＰＯ〜ＡＭＰ９として、第
４９図（ｄ）に示すように左及び右の各チャネル共通の
データが出力される。
以上のようにして出力される各データに基づいて、第４
５図の搬送信号発生回路１００３、変調信号発住回９１
００５、乗算器１００７、アダー１００８、三角波デコ
ーダ１００９及び乗算器１０１ｏが、既に説明した各処
理を実行することにより、右チャネル及び左チャネルの
各々に対応するデコード出力ＭＡ　Ｏ−ＭＡ９が、各時
分割タイミングで得られる。
ここで、第４９図（ｅ）及び（ｆ）のように、右チャネ
ル及び左チャネルの各時分割タイミングにおいて、各サ
ンプルホールド信号Ｓ／Ｈ（Ｒ）及びＳ／Ｈ（Ｌ）が交
互にハイレベルとなって、ゲート４５０７　（Ｒ）及び
４５０７（Ｌ）が交互にオンとなる。これにより、前記
右チャネル及び左チャネルの各々に対応するデコード出
力ＭＡ　Ｏ〜ＭＡ　９が、Ｄ／Ａ変換器１０１１テアす
０グ信号に変換された後、各チャネル対応のサンプルホ
ールド回路４５０５　（Ｒ）及び４５０５　（Ｌ）に交
互に振り分けられる。そして、Ｌ　Ｐ　Ｆ４５０６（Ｒ
）及び４５０６　（Ｌ）を介して、右チャネル及び左チ
ャネルの各々に対応する楽音出力が得られ、特には図示
しないサウンドシステムから放音される。
以上のように、第４５図の回路全体が、左及び右の各チ
ャネルに対応して時分割動作し、この場合、各チャネル
毎に生成される変調波位相角。島。
０〜ω１ｎｔ１０及び変調深度関数ＩＯ〜＋１０によっ
て、各チャネルで互いにわずかに異なる変調が行われた
ステレオ出力が得られる。
この場合、例えば、ステレオでコーラス感を得たければ
、変調波位相角ωｍｔｏ〜ω、、１００を数Ｈｚ〜数十
Ｈｚに設定し、その場合、右チャネルと左チャネルで変
調波位相角ωｍｔｏ〜ωｍｔ１０の周波数をわずかに周
波数を異ならせるか、あるいは、変調深度関数ＩＯ〜１
１０の値をわずかに異ならせればよい。
上記第１０の実施例では、変調波位相角ω□ｔ０〜ωｍ
ｔ１０及び変調深度関数１０〜ＩＩＯを左及び右の各チ
ャネルで別々に設定できるようにしている。
これに対して、搬送波位相角ω。、０〜ωｃｖｌＯを、
演奏操作に基づく音高指定値に基づいて、左及び右の各
チャネルでわずかにデチューンしたり、振幅係数ＡＭＰ
Ｏ−ＡＭＰ９の値を左及び右の各チャネルで異ならせる
ようにしてもステレオ効果を得ることができる。
また、本実施例では、左及び右の各ステレオチー１−ネ
ルあたり各々１チヤネルずつの楽音波形を出力するため
の回路として説明した。これに対して、第４５図の各回
路を更にポリフォニックで時分割動作されるように構成
し、各サンプルボールド回路４５０５（Ｒ）及び４５０
５（Ｌ）の人力段で、各時分割チャネルの楽音が各サン
プリング周期毎に累算されるように構成すれば、複数の
楽音波形が並列にステレオで発音されるようにすること
が可能となる。
更に、本実施例は、変調を１段のみ行う電子楽器として
実現したが、前述した第２の実施例等のように、１段の
変調回路を１モジユールとして、複数のモジュールを任
意に組合わせて接続された回路に適用することも可能で
ある。これにより、より豊かな倍音成分を含む楽音の発
音が可能となる。
なお、２チヤネルのステレオだけでなく、例えば４チヤ
ネル、５チヤネル等、多チャネルのステレオで楽音を発
音する回路を構成することも可能である。
１１の　　１の云゛■ 続いて、本発明の第１１の実施例について説明する。
第５０図は、本発明の第１１の実施例の構成図である。
同図において、搬送波ＲＯＭｌ０Ｉ、変調波ＲＯＭ１０
２　、ＭＵＬ１０３　、ＡＤＤ１０４　、デコーダ１０
５及びＭ　Ｕ　Ｌ　１０６からなる基本的構成部分は、
第１図の第１の実施例と同様であり、従って、その基本
的な動作も前述した通りである。
この場合、本実施例では、搬送波位相角ω。５、変調波
位相角ω、ｔ、変調深度関数Ｉ　（ｔ）及び振幅係数Ａ
　（ｔ）の生成の仕方に特徴がある。自然楽器においで
、演奏者の演奏操作に応じて楽音が発音される場合、そ
の楽音のピ・ソチ、音色、音量等は、時間的に一定の割
合で変化するだけでなく、−ｉにある程度ランダムにゆ
らぐ場合が多い。そこで、本実施例では、上記各信号が
生成される場合に、ランダムな変化が付加されるように
、制御が行われる。これにより、本実施例は、単一正弦
波のみの楽音から多くの倍音成分を有する楽音まで連続
的に生成することができると同時に、発音される楽音の
ピッチ、音色、音量等に自然なゆらぎを付加することが
可能となる。
第５０図において、演奏者が鍵盤部５００１を操作する
ことにより、操作された鍵に対応する周波数ナンバー情
報が、周波数ナンバーメモリ５００２から読み出される
。
周波数ナンバー情報は、搬送波ＲＯＭｌ０Ｉから搬送信
号Ｗｃを読み出すときの読み出し幅を示す情報である。
そして、周波数ナンバー情報は、ＡＤＤ５００３、Ｍ　
Ｕ　Ｌ　５００７を介して累算器５００９に入力し、こ
こで同情報が順次累算されることにより搬送波位相角ω
。、が生成される。
この場合、搬送波位相角ω、はＭ　ｔＪ　Ｌ　１０６か
ら発音される波形出力ｅの基本的なピッチを決定するた
め、周波数ナンバー情報が大きい値であれば波形出力ｅ
のピッチは高くなり、小さい値であれば波形出力ｅのピ
ッチは小さくなる。なお、ＭＵＬ　５００７では、値が
１以上の係数ｋが周波数ナンバー情報に乗算され、これ
により累算器５００９から出力される搬送波位相角ωｃ
ｌの振幅は、累算器５０１２から出力される変調波位相
角ω、、の振幅に比較して、相対的に大きくなる。この
処理は、搬送波ＲＯＭｌ０Ｉから出力される搬送信号Ｗ
Ｃの周波数が、後述する変調波ＲＯＭ１０２を介して出
力される変調信号Ｗ、の周波数より相対的に大きくなる
ようにして、楽音のピッチが搬送信号Ｗｃの周波数に基
づいて制御されるようにするための処理である。
今、ランダム用エンベロープジェネレータ５００４（以
下、ランダム用ＥＣ；５００４と呼ぶ）は、鍵盤部５０
０１での押鍵の速さに応じた第５１図に示されるような
特性のエンベロープ信号を生成する。ここで、ＡＴはア
タック部、ＤＫはデイケイ部、ＳＵはサスティーン部、
ＲＥはリリース部を示す。そして、このエンベロープ信
号は、Ａ　Ｄ　Ｄ５００６を通ってＡ　Ｄ　Ｄ　５００
３において周波数ナンバー情報に加算される。従って、
波形出力ｅのピッチは第５１図のエンベロープ特性に従
って変化する。すなわち、例えばキーオン直後のアタッ
ク部ＡＴにおいてピッチが急激に高くなり、デイケイ部
ＤＫでピッチが減衰し、サスティーン部ＳＵで一定のピ
・ソチになり、キーオフ後のリリース部ＲＥで更にピッ
チが減衰する。
上記動作において、ランダム用ＥＧ５００４がアタック
部ＡＴのエンベロープ信号を出力している場合に、ラン
ダムジェネレータ５００５　（以下、ＲＮＤ５００５と
呼ぶ）に指示が出される。ＲＮ　Ｄ５００５は、乱数値
を発生してランダム信号として出力する装置である。こ
れにより、アタック部ＡＴの期間のみＲＮ　Ｄ　５００
５からランダム信号が出力され、ＡＤＤ　５００６にお
いてランダム用ＥＧ５００４からのエンベロープ信号に
加算される。そして、上記加算結果はＡ　Ｄ　Ｄ　５０
０３において周波数ナンバー情報に加算される。従って
、アタック部ＡＴの期間のみ、周波数ナンバー情報の変
化成分にランダムに変化する成分が付加され、発音開始
直後の楽音のピッチに自然なゆらぎを付加することがで
きる。
次に、Ａ　Ｄ　Ｄ５００３から出力される周波数ナンバ
ー情報は、Ａ　Ｄ　Ｄ５０１１を通って累算器５０１２
に入力し、ここで順次累算される。そして、累算器５０
１２の出力として変調波位相角ω、Ｌが生成される。
この場合、変調波位相角ω、、はＭ　Ｕ　Ｌ　１０６か
ら発音される波形出力ｅの音色を決定し、特に波形出力
ｅの倍音成分の周波数を決定する。
上記動作において、ランダム用ＥＧ５００４が、前述し
た如くアタック部ＡＴのエンベロープ信号を出力してい
る場合に、ＲＮ　Ｄ５０１０に指示が出される。ＲＮ　
Ｄ５０１０は、ＲＮ　Ｄ　５００５とは非同期に乱数値
を発生してランダム信号として出力する装置である。こ
れにより、アタック部ＡＴの期間のみＲＮＤ５０１０か
らランダム信号が出力され、ＡＤＤ５０１１において周
波数ナンバー情報に加算される。従って、アタック部Ａ
Ｔの期間のみ、周波数ナンバー情報の変化成分に、前記
搬送波位相角ωｃｔの生成時とは別のランダムに変化す
る成分が付加され、発音開始直後の楽音の音色、特に倍
音成分の周波数に自然なゆらぎを付加することができる
。
次に、変調信号ＷＭの振幅はＭ　Ｕ　Ｌ　１０３で乗算
される変調深度関数Ｉ　（ｔ）によって制御され、これ
により第１の実施例で説明したように変調の深さが決ま
り（第４図（ａ）〜（Ｃ）等参照）、波形出力ｅの倍音
成分の各振幅特性が定まる。そして、変調深度関数ｒ　
（ｔ）の基本的な特性は、変調深度関数用エンベロープ
ジェネレータ５０１３　（以下、変調深度関数用ＥＧ５
０１３と呼ぶ）で決定される。
今、変調深度関数用ＥＧ５０１３は、ランダム用ＥＧ　
５００４と同様、鍵盤部５００１での押鍵の速さに応じ
てエンベロープ信号を生成する。その特性は、第５１図
と同様である。もちろん、アタック部ＡＴ、デイケイ部
ＤＫ、サスティーン部ＳＵ及びリリース部ＲＥの各特性
は、異なるものとしてよい。そして、このエンベロープ
信号は、ＡＤＤ５０１５を通って変調深度関数ｒ　（ｔ
）としてＭ　Ｕ　Ｌ　１０３に供給される。従って、上
記エンベロープ信号の特性に基づいて、搬送信号Ｗｃに
よる変調特性が変化し、波形出力ｅの音色、特に倍音成
分の各振幅特性が変化する。
上記動作において、変調深度関数用ＥＧ５０１３がサス
ティーン部ＳＵ（第５１図参照）のエンベロープ信号を
出力している場合に、ＲＮ　Ｄ５０１４に指示が出され
る。ＲＮＤ５０１４は、ＲＮ　Ｄ　５００５、ＲＮＤ５
０１０とは非同期に乱数値を発生してランダム信号とし
て出力する装置である。これにより、サスティーン部Ｓ
Ｕの期間のみＲＮ　Ｄ５０１０がらランダム信号が出力
され、ＡＤＤ５０１５において変調深度関数用ＥＧ５０
１３からのエンベロープ信号に加算される。そして、上
記加算結果は前述の如く変調深度関数１　（ｔ）として
、Ｍ　Ｕ　Ｌ　１０３において変調信号ＷＭに乗算され
る。従って、サスティーン部ＳＵの期間のみ、変調信号
ＷＭの変化成分にランダムに変化する成分が付加され、
ザスティーン部分における楽音の音色、特に倍音成分の
振幅特性の変化に自然なゆらぎを付加することができる
。
次に、波形出力ｅの最終的な振幅（音量）は、Ｍ　Ｕ　
Ｌ　１０６で乗算される振幅係数Ａ　（ｔ）によって制
御され、これにより波形出力ｅの音量特性が定まる。そ
して、振幅係数Ａ　（ｔ）の基本的な特性は、音量用エ
ンベロープジェネレータ５０１８　（以下、音量用ＥＣ
；５０１６と呼ぶ）で決定される。
今、音量用Ｅ　Ｇ５０１６は、ランダム用ＥＧ５００４
、変調深度関数用ＥＧ５０１３と同様、鍵盤部５００１
での押鍵の速さに応じてエンベロープ信号を生成する。
その特性は、第５１図と同様である。このエンベロープ
信号は、Ａ　Ｄ　Ｄ５０１Ｂを通って振幅係数Ａ　（ｔ
）としてＭ　Ｕ　Ｌ　１０６に供給される。従って、上
記エンベロープ信号の特性に基づいて、波形出力ｅの振
幅特性すなわち音量特性が変化する。
上記動作において、音量用ＥＧ５０１６がサスティーン
部ＳＵ（第５１図参照）のエンベロープ信号を出力して
いる場合に、ＲＮ　Ｄ５０１７に指示が出される。ＲＮ
　Ｄ５０１７は、ＲＮ　Ｄ　５００５、ＲＮ　Ｄ５０１
０、ランタム５０１４とは非同期に乱数値を発生してラ
ンダム信号として出力する装置である。これにより、サ
スティーン部ＳＵの期間のみＲＮ　Ｄ５０１７からラン
ダム信号が出力され、ＡＤＤ５０１８において音量用Ｅ
Ｇ５０１６からのエンヘロープ信号に加算される。
そして、上記加算結果は前述の如く振幅係数Ａ　（ｔ、
）として、Ｍ　Ｕ　Ｌ　１０６においてデコート出力り
に乗算される。従って、サスティーン部ＳＵの期間のみ
、波形出力ｅの変化成分にランダムに変化する成分が付
加され、サスティーン部分における楽音の音量の変化に
自然なゆらぎを付加することができる。
以上の実施例では、楽音特性のアタック部ＡＴにおいて
ピンチ特性及び倍音成分の周波数特性にランダムに変化
する成分が付加されるようにし、また、サスティーン部
ＳＵにおいて倍音成分の振幅特性及び音量特性にランダ
ムに変化する成分が付加されるようにしたが、これに限
られるものではなく、アタック部ＡＴ、デイケイ部ＤＫ
、ザスティーン部ＳＵ、リリース部ＲＥ等の任意の部分
で上記動作が行われるようにしてもよい。
また、上記実施例では、電子鍵盤楽器における鍵盤部５
００１での演奏操作に基づいて制御が行われるようにし
たが、これに限られるものではなく、電子管楽器、電子
弦楽器等による演奏操作に基づいて制御が行われるよう
にしてもよい。
１２の　施ＩＩの云゛Ｈ 最後に、本発明の第１２の実施例について説明する。
第５２図は、本発明の第１２の実施例の構成図である。
同図において、搬送波ＲＯＭ１０１、変調波ＲＯＭ１０
２　、ＭＵＬ１０３　、ＡＤＤ１０４　、デコーダ１０
５及びＭ　Ｕ　Ｌ　１０６からなる基本的構成部分は、
第１図の第１の実施例と同様であり、従って、その基本
的な動作も前述した通りである。
この場合、本実施例では、搬送波位相角ω。、と変調波
位相角ω、の設定の仕方に特徴がある。自然楽器におい
て、発音される楽音の倍音成分の周波数構成は、楽音の
音色（楽器の種類）によって異なるのみでなく、例えば
低音域と高音域、或いは演奏操作の速さ（強弱）等によ
っても変化する場合が多い。そこで、本実施例では、上
記各信号が生成される場合に、音色設定及び演奏操作に
応じて発音される楽音の倍音特性が変化するように制御
が行われる。これにより、本実施例は、単一正弦波のみ
の楽音から多くの倍音成分を存する楽音まで連続的に生
成することができると同時に、そのときの倍音成分の周
波数構成を音色設定及び演奏操作に応じて変化させるこ
とが可能となる。
第５２図において、演奏者が鍵盤部５２０１を操作する
ことにより、操作された鍵に対応する周波数ナンバー情
報が、周波数ナンバーメモリ５２０２から読み出される
。
周波数ナンバー情報は、搬送波ＲＯＭｌ０Ｉから搬送信
号ＷＣを読み出すときの読め出し幅を示す情報である。
そして周波数ナンバー情報は、ＭＵＬ　５２０３を介し
て累算器５２０５に入力し、ここで同情報が順次累算さ
れることにより搬送波位相角ωｃｌが生成される。
この場合、第１１の実施例の場合と同様、搬送波位相角
ωｃＬばＭ　Ｕ　Ｌ　１０６から発音される波形出力ｅ
の基本的なピッチを決定するため、周波数ナンバー情報
が大きい値であれば波形出力ｅのピッチは高くなり、小
さい値であれば波形出力ｅのピッチは小さくなる。
一方、周波数ナンバーメモリ５２０２から読み出された
上記周波数ナンバー情報は、Ｍ　Ｕ　Ｌ　５２０６を通
って累算器５２０７に入力し、ここで順次累算される。
そして、累算器５２０７の出力として、変調波位相角ω
１が生成される。
この場合、第１１の実施例の場合と同様、変調波位相角
ω１はＭ　Ｕ　Ｌ　１０６から発音される波形出力ｅの
音色を決定する。
ここで、上述のようにして生成される搬送波位相角ω、
及び変調波位相角ω、の各値の比は、波形出力ｅの倍音
成分の周波数構成を決定する。そこで、本実施例では、
搬送波位相角ω、と変調波位相角ω、ｔの各僅の比を、
以下のようにして制御する。
周波数比制御情報発生器５２０４は、演奏者によって設
定される音色の種類、各音色毎に鍵盤部５２０１で押鍵
される鍵の音域と押鍵の速さムこまって、異なる周波数
比制御情報Ｋｃとに０の組を記憶している。従って、特
には図示しない音色設定スイッチによって音色の設定が
なされ、その後、演奏者による鍵盤部５２０１での押鍵
操作により鍵盤部５２ｏ１から発生されるキーコードＫ
Ｃ及びベロシティ■に基づいて、対応する周波数比制御
情報ＫｃとＫｍＯ組が周波数比制御情報発生器５２０４
がら出力される。
そして、上記周波数比制御情報Ｋｃは、Ｍ　Ｕ　Ｌ５２
０３において搬送波位相角ω、を生成するための周波数
ナンバー情報に乗算される。また、上記周波数比制御情
報に、は、Ｍ　Ｕ　Ｌ　５２０６において変調波位相角
ω、を生成するための周波数ナンバー情報に乗算される
。これにより、設定された音色、押鍵された鍵の音域及
び押鍵の速さによって、搬送波位相角ω。と変調波位相
角ω、Ｌの値の比が変化し、Ｍ　Ｕ　Ｌ　１０６から出
力される波形出力ｅの倍音成分の周波数構成が変化する
。
上記動作により、設定された音色のみならず、押鍵され
た鍵の音域及び押鍵の速さによっても、楽音の倍音成分
の周波数構成を変化させることができ、アコースティッ
ク楽器の楽音と同様に変化する楽音を発音させることが
可能となる。
なお、変調波位相角ω。、に基づいて変調波ＲＯＭ１０
２から出力される変調信号ＷＭの振幅は、ＭＵ　Ｌ　１
０３で乗算される変調深度関数ｒ　（ｔ）によって制御
され、これにより第１の実施例で説明した如く変調の深
さが決まり（第４図（ａ）〜（Ｃ）等参照）、波形出力
ｅの倍音成分の各振幅特性が定まる。この場合、変調深
度関数ｒ　（ｔ）は、特には図示していないが、鍵盤部
５２０１における押鍵の速さ、及び押鍵後の時間経過等
によって変化するように構成できる。これにより、波形
出力ｅの倍音成分の各振幅特性を制御できる。
また、波形出力ｅの最終的な振幅（音量）は、Ｍ　Ｕ　
Ｌ　１０６で乗算される振幅係数Ａ　（ｔ）によって制
御され、これにより波形出力ｅの音量特性が定まる。こ
の場合、振幅係数Ａ　（ｔ）も、特には図示していない
が、鍵盤部５２０１における押鍵の速さ、及び押鍵後の
時間経過等によって変化するように構成できる。これに
より、波形出力ｅの音量特性を制御できる。
以上の実施例において、周波数比制御情報発生器５２０
４から出力される周波数比制御情報■（。とに、ｎの値
の組合わせは、例えば「１と２ｊ　町と３１「１と４」
の如くであり、これにより搬送波位相角ωｃｔに基づく
波形出力ｅのピッチ周波数は、周波数ナンバーメモリ５
２ｏ２からの周波数ナンバー情報に直接対応する周波数
となる。しかし、ＫｃとＫの組合わせを例えば「２と５
Ｊ　「３と６」の如くとしてもよく、この場合は、波形
出力ｅのピッチ周波数は、周波数ハンハー情報にに、の
値を乗じた値に対応する周波数となる。
また、上記実施例では、電子鍵盤楽器における鍵盤部５
２０１での演奏操作に基づいて制御が行われるようにし
たが、これに限られるものではなく、電子管楽器、電子
弦楽器等の電子楽器における演奏操作に基づいて制御が
行われるようにしてもよい。
〔発明の効果〕
本発明の第１の態様によれば、楽音波形の周波数特性と
して倍音成分を付加させることができ、実際の楽器の楽
音に近い楽音を合成できるほか、個性的な合成音等も得
ることができる。
特に、波形出力部における所定の関数関係として、正弦
関数、余弦関数以外の関数関係を設定することにより、
出力される楽音波形に、より多くの高次倍音成分を含ま
せることができる。
更に、混合制御部で、搬送信号に対する変調信号の混合
率を任意に設定変更できるようにすることで、様々な周
波数特性を有する楽音波形を発生できる。
この場合、上記混合率を演奏開始前に設定するだけでな
く、楽音波形の発音開始以後時間的に変化させることに
より、楽音波形の周波数特性を発音開始以後徐々に変化
させることが可能となる。
特に、本発明では、混合制御部で予め変調信号の混合率
をＯに設定しておけば、単一周波数の正弦波又は余弦波
のみからなる楽音波形を発生させることが可能である。
又は、演奏中において、楽音の発音開始直後は例えば混
合率が高い値になるようにし、それ以後の時間経過と共
に混合率をＯに近づけることで、高次倍音を多く含む状
態から単一正弦波成分又は単一余弦波成分のみを含む状
態になるように、徐々に楽音波形の周波数特性を制御す
ることができる。このように、実際の楽器の楽音の如く
、発音開始以後、高次の倍音成分の振幅が徐々に減少し
てゆき、最終的には単一正弦波成分のみが残るような過
程を実現できる。
なお、混合率が所定の値で搬送信号と変調信号の波形形
状が特定の形状である場合に、同一の効果が得られるよ
うにすることも可能である。
また、上記制御と共に、振幅包絡制御部によって、波形
出力部から出力される楽音波形の振幅包絡特性も、時間
的に例えば減衰するように制御することにより、実際の
楽器の楽音の如く、発音開始以後、楽音波形が徐々に減
衰してゆく過程を実現することができる。
以上のように、本発明の第１の態様では、高次倍音を多
く含む状態と単一正弦波成分又は単一余弦波成分のみを
含む状態の両者を容易に生成することができ、しかも、
それを実現するための構成として、通常のＲＯＭ、デコ
ーダ、加算器、乗算器等の組み合わせのみで実現できる
ため、複雑な楽音波形を簡単な回路構成で実現すること
が可能となり、結果として、質のよい電子楽器等を低コ
ストで提供することが可能となる。
次に、本発明の第２の態様によれば、第１の態様での特
徴に加え、混合制御部での混合特性を、演奏開始前に設
定するだけでなく演奏情報であるベロシティ情報又は鍵
域情報等に対応して変化させることにより、楽音波形の
周波数特性を演奏操作に応じて変化させることが可能と
なる。特に、混合特性を制御することにより、搬送信号
と変調信号とで定まる倍音成分の各振幅値を制御するこ
とが可能となる。
これにより、演奏中において、例えば強く押鍵したとき
に混合率が高い値になるようにし、逆に、弱く押鍵した
ときに混合率を０に近づけるようにすると、演奏操作に
応じて高次倍音を多く含む状態及び単一正弦波成分又は
単一余弦波成分のみを含む状態を任意に生成することが
できる。また、混合率を時間的に変化させるようにして
、楽音波形の周波数特性が時間的に変化するように制御
することもでき、なおかつ、演奏情報に応じて混合率の
時間的な変化度合を制御すれば、演奏操作に応じて楽音
波形の周波数特性の時間的な変化特性も可変させること
ができる。
以上のように、本発明の第２の態様では、高次倍音を多
く含む状態と単一正弦波成分又は単一余弦波成分のみを
含む状態の両者を容易に生成することができると共に、
その状態を演奏操作に応して任意に可変させることがで
きる。
続いて、本発明の第３の態様によれば、まず、基本処理
部１つで、第１の態様と同様に、単一周波数の正弦波又
は余弦波のみからなる楽音波形から、多くの高次倍音成
分を含む楽音波形まで、容易に生成することができる。
そして、その基本処理部に対して、第１の接続を行えば
単一正弦波又は余弦波のみからなる波形信号を生成でき
る。また、第２の接続を行えば、変調された波形信号を
更に次の変調波形として用いるため、非常に深く変調が
なされた波形信号を生成できる。更に、第３の接続を行
えば、異なる倍音成分を含む波形信号が混合された波形
信号が得られる。そして、これらの各接続を組み合わせ
て最終的に楽音波形を得ることにより、非常に複雑な特
性を有する楽音波形を生成できる。
特に、本発明では、単純な接続組合わせでも十分な倍音
成分を得られる一方、単一正弦波成分又は単一余弦波成
分のみの楽音波形も容易に得ることができる。
また、第３の態様において、基本処理部を複数個接続す
る構成ではなく、１つの基本処理部を時分割動作させる
構成とすることにより、１つの基本処理部を用いて、上
述の場合と同様の効果を得ることができ、回路規模を縮
小できると共に、接続組合わせの自由度の高い構成を実
現できる。
本発明の第４の態様によれば、ユーザである演奏者は、
第３の態様の楽音波形発生装置において、効率的な接続
組合わせの設定を行うことができ、これを分かり易い形
式で表示させることができるため、非常に操作性の良い
楽音波形発生装置を実現することができる。
本発明の第５の態様によれば、例えば高次倍音成分を非
常に多く含む楽音波形を発生できる接続組合わせから、
単一正弦波又は余弦波成分のみを含む楽音波形を発生で
きる接続組合わせに、発音途中で自動的に変更すること
ができるため、非常に幅の広い発音動作を行うことが可
能となる。
本発明の第６の態様によれば、第３の態様に基づく動作
をポリフォニックで実現することが可能となる。
次に、本発明の第７の態様によれば、第３の態様におけ
る第１〜第３の接続に加えて、１つの基本処理部への変
調信号入力を自己の基本処理部で得られる波形信号をフ
ィードハックした信号とする第４の接続を含むことによ
り、楽音波形の倍音成分の振幅包絡特性を特有なものに
することができ、Ｕ徴的な楽音波形を生成するご七がで
きる。
特に、本発明のように、単純な接続組合わせでも十分な
倍音成分を得られる一方、単一正弦波成分又は単一余弦
波成分のみの楽音波形も容易に得ることができる構成に
適用した場合、大きな効果が得られる。
本発明の第８の態様によれば、第７の態様と異なり、波
形信号を変調信号へフィードバックする基本処理部を、
自己の基本処理部ではなく、いくるか前の基本処理部と
することにより、楽音波形の倍音成分の振幅包絡特性を
、第７の態様とは異なる特有なものにすることができ、
特徴的な楽音波形を生成することができる。
本発明の第９の態様にはれば、変調信号発生部で複数種
類の変調信号を選択的に発生できるため、混合制御部で
搬送信号に混合される変調信号の特性を可変させること
が可能となる。この結果、波形出力部から様々な倍音特
性を有する多くの種類の楽音波形を出力させることが可
能となる。
次に、本発明の第１０の態様によれば、例えば変調信号
や混合率等が各ステレオチャネル間で互いに異なるよう
に各ステレオチャネル毎にごれらを独立して制御し、搬
送信号は共通にして、各ステレオチャネル毎の混合信号
を生成すると共に、これら独立に生成された混合信号に
基づいて変調を行うことにより、各ステレオチャネル毎
の楽音波形を容易に得ることができる。
また、予め、或いは時間経過と共に、混合率制御部にお
ける搬送信号に対する変調信号の混合率を、０とそれ以
外の値との間で任意に設定することにより、高次倍音を
多く含む状態から単一正弦波成分又は単一余弦波成分の
みを含む状態までを自在に生成制御することが可能であ
り、これにより、実際の楽器の楽音に近い楽音又は個性
的な合成音等をステレオで得ることができる。
本発明の第１１の態様によれば、本発明の特徴である単
一正弦波又は余弦波のみの成分を有する楽音波形から多
くの倍音成分を有する楽音まで連続的に生成できると同
時に、発音される楽音のピッチ、音色、音量等に自然な
ゆらぎを付加できる。
これにより、自然楽器のゆらぎに似た特性を実現するこ
とが可能となる。
最後に本発明の第１２の態様によれば、第２の態様と同
様、設定音色、押鍵操作又は押鍵された鍵の鍵域に応じ
て、楽音波形の周波数特性を変化させることが可能とな
る。特に、搬送信号と変調信号の周波数比を制御するこ
とにより、倍音成分の周波数構成そのものを制御するこ
とが可能となる。この結果、第２の態様とは異なった特
有の特性を、楽音波形に付加させることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
第１図は、第１の実施例の原理構成図、第２図は、第１
の実施例の原理構成における搬送波ＲＯＭの記憶内容を
示した図、 第３図は、第１の実施例の原理構成の無変調時の動作説
明図、 第４図（ａ）〜（ｉ）は、第１の実施例の原理構成にお
けるＩ　（ｔ）と波形出力ｅの関係を示した図（ωｍｔ
−ωｃｔ）、 第５図（ａ）〜（ｉ）は、第１の実施例の原理構成にお
けるＢｔ）と波形出力ｅの周波数特性の関係を示した図
（ω１−ω。、）、 第６図は、第１の実施例の原理構成における波形出力ｅ
の周波数特性の比較図、 第７図（ａＬ　（ｂ）は、第１の実施例の原理構成にお
けるωｃｔとω、ｔの比及びＩ（＋、）の値を変化さ−
Ｕたときの波形出力ｅを示した図、 第８図（ａ）〜（ｄ）は、第１の実施例の原理構成にお
ける搬送波ＲＯＭと三角波デコーダの記憶波形の他の態
様を示した図、 第９図（ａ）〜（Ｃ）は、第１の実施例の原理構成にお
ける変調波ＲＯＭの記憶波形の例を示した図、第１０図
は、第１の実施例の具体的構成図、第１１図は、第１の
実施例の具体的構成における搬送信号発生回路の第１の
回路例を示した図、第１２図（ａ）〜（ｆ）は、第１の
実施例の具体的構成における搬送信号発生回路の第１の
回路例の動作説明図、 第１３図は、第１の実施例の具体的構成における搬送信
号発生回路の第２の回路例を示した図、第１４図（ａ）
〜（（２）は、第１の実施例の具体的構成における搬送
信号発生回路の第２の回路例の動作説明図、 第１５図は、第１の実施例の具体的構成における三角波
デコーダの回路例を示した図、第１６図は、第２の実施
例の具体的構成図、第１７図は、第２の実施例の具体的
構成におけるエンベロープジェネレータの出力特性図、
第１８図は、第２の実施例の具体的構成におけるアドレ
スデータ値と設定データの種類の関係図、第１９図は、
第２の実施例の具体的構成におけるメイン動作フローチ
ャート、 第２０図は、第２の実施例の具体的構成におけるＣＦセ
ソ１−の動作フローチャート、第２１図は、第２の実施
例の具体的構成におけるＭＦ上セツト動作フローチャー
ト、 第２２図は、第２の実施例の具体的構成におけるＣｈｉ
セットの動作フローチャート、第２３図は、第２の実施
例の具体的構成におけるＣｈ２セットの動作フローチャ
ート、第２４図は、第２の実施例の具体的構成における
オン処理の動作フローチャート、 第２５図は、第２の実施例の具体的構成におけるオフ処
理の動作フローチャート、 第２６図は、第２の実施例の具体的構成における音色デ
ータを示した図、 第２７図は、第２の実施例の具体的構成におけるエンベ
ロープジェネレータの動作例を示した図、第２８図は、
第２の実施例の原理構成図、第２９図は、第２の実施例
の具体的構成図、第３０図は、第２の実施例の具体的構
成におりる累算器２９０７の回路例を示した図、第３１
図は、第２の実施例の具体的構成における累算器２９０
８の回路例を示した図、第３２図（ａ）〜（ｇ）は、第
２の実施例の具体的構成の動作タイミングチャート、 第３３図（ａ）〜（匂は、第２の実施例の具体的構成に
おけるフォーメーション例を示した図、第３４図は、第
４の実施例の具体的構成図、第３５図は、第５の実施例
におりるフォーメーションの変化例を示した図、 第３６図は、第５の実施例の動作タイミングチャート、 第３７図（ａ）、（ｂ）は、第６の実施例の動作タイミ
ングチャート、 第３８図は、第７の実施例の具体的構成図、第３９図（
ａ）〜（ｄ）は、第７の実施例の具体的構成におけるフ
ォーメーション例を示した図、第４０図は、第８の実施
例におけるフォーメーション例を示した図、 第４１図は、第９の実施例の原理構成図、第４２図（ａ
）〜（Ｃ）は、第９の実施例の原理構成における変調波
位相角ＲＯＭと三角波デコーダの動作説明図、 第４３図は、第９の実施例の原理構成におけるＷ９が鋸
歯状波の場合のＷＭと波形出力ｅの周波数特性との関係
を示した図、 第４４図は、第９の実施例の具体的構成における変調波
位相角ＲＯＭの回路例を示した図、第４５図は、第１０
の実施例の具体的構成図、第４６回は、第１０の実施例
の具体的構成における変調信号用の累算器の回路例を示
した図、第４７図は、第１０の実施例の具体的構成にお
ける搬送信号用の累算器の回路例を示した図、第４８図
は、第１０の実施例の具体的構成におけるエンヘローブ
ジェネレータの回路例を示した図、 第４９図（ａ）〜（ｈ）は、第１０の実施例の具体的構
成におけるステレオ動作のタイミングチャー１−１第５
０図は、第１１の実施例の構成図、第５１図は、アタッ
ク部、デイケイ部、サスティーン部及びリリース部の特
性例を示した図、第５２図は、第１２の実施例の構成図
である。 １０１・・・搬送波ＲＯＭ。 １０２・・・変調波ＲＯＭ、 １０３．１０６・・・乗算器（ＭＵＬ）、１０４・・・
加算器（ＡＤＤ）、 １０５・・・デコーダ。 特許出願人　　　カシオ計算機株式会社ｔギ）２　、　
実ジグ（−ブグ゛ｊの具う）Ｖり不斉カ＼（でシタ・９
−づシ第 図 アア′以デニフづれ占ス犬デー）、ずＹ炙曵、ル弓Ｉ脣
ｍｌ第 １日 １ご（（ 第２．、ハ軍汐゛ｊっ呉）干自力季与へ１て状１つＣＦ
、、ソＦ、、７勤）￥フロ一方−）・第２０図 第２２図 第２１ 図 −ｉ２．ｊミシらヘテ−５７“ｊ（−二か２−弾ブ千６
１ツノ１〉、に乃゛１りｃｈ２ヒ・ン）一つ予力）丁７
０−一ラ＼・−）−第２３図 ■ 館員 配甲 ≦ 個 （Ｃ） 第７の寅ｊ←停止Ｊの翼体的省旨戊・１ミｈ−／するフ
オーメ第３９図 ブタンイ列苓示した図 （Ｇ） ＷＭ （ｂ 素９の実施４列の重工Ｔ横）戎二１１・ｔプろ月有自う
皮イ立半目角ＲＯＭと三角浪デ゛コータの更力作説明図
第４２図 楓塚

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １）搬送信号に変調信号を混合して得た混合信号に基づ
    いて楽音波形を発生する楽音波形発生装置であって、 搬送信号を発生する搬送信号発生手段と、 変調信号を発生する変調信号発生手段と、 該変調信号を前記搬送信号発生手段から発生される搬送
    信号に混合して混合信号を出力し、その場合の前記変調
    信号の前記搬送信号に対する混合率を０から任意の混合
    率までの間で制御する混合制御手段と、 入力と出力が所定の関数関係を有し前記混合制御手段か
    ら出力される混合信号を入力として楽音波形を出力する
    波形出力手段と、 を含み、 前記波形出力手段における前記所定の関数関係は正弦関
    数、余弦関数のいずれの関係でもなく、かつ、前記搬送
    信号発生手段から発生される搬送信号は、前記混合制御
    手段で前記変調信号の前記搬送信号に対する混合率が０
    になるように制御された場合に前記波形出力手段から発
    生される前記楽音波形が単一周波数の正弦波又は余弦波
    となるように設定される信号である、 ことを特徴とする楽音波形発生装置。 ２）前記搬送信号発生手段は、時間的に一定の角速度で
    増加する搬送波位相角ω＿ｃ＿ｔ〔ｒａｄ〕を入力とし
    て、次式に示される搬送信号Ｗ＿ｃ〔ｒａｄ〕を出力し
    （πは円周率、ｓｉｎは正弦波演算を示す）、Ｗ＿ｃ＝
    （π／２）ｓｉｎω＿ｃ＿ｔ ・・・（０≦ω＿ｃ＿ｔ≦π／２） Ｗ＿ｃ＝π−（π／２）ｓｉｎω＿ｃ＿ｔ ・・・（π／２≦ω＿ｃ＿ｔ≦３π／２） Ｗ＿ｃ＝２π＋（π／２）ｓｉｎω＿ｃ＿ｔ・・・（３
    π／２≦ω＿ｃ＿ｔ≦２π） 前記波形出力手段は、混合信号ｘを入力として次式に基
    づいて楽音波形Ｄを出力する、 Ｄ＝（２／π）ｘ ・・・（０≦ｘ≦π／２） Ｄ＝−１＋（２／π）（３π／２−ｘ） ・・・（π／２≦ｘ≦３π／２） Ｄ＝−１＋（２／π）（ｘ−３π／２） ・・・（３π／２≦ｘ≦２π） ことを特徴とする請求項１記載の楽音波形発生装置。 ３）前記搬送信号発生手段は、時間的に一定の角速度で
    増加する搬送波位相角ω＿ｃ＿ｔ〔ｒａｄ〕を入力とし
    て、次式に示される搬送信号Ｗ＿ｃ〔ｒａｄ〕を出力し
    （πは円周率、ｓｉｎは正弦波演算を示す）、Ｗ＿ｃ＝
    （π／４）ｓｉｎω＿ｃ＿ｔ ・・・（０≦ω＿ｃ＿ｔ≦π／２） Ｗ＿ｃ＝−（π／４）ｓｉｎω＿ｃ＿ｔ＋π・・・（π
    ／２≦ω＿ｃ＿ｔ≦３π／２） Ｗ＿ｃ＝（π／４）ｓｉｎω＿ｃ＿ｔ＋２π・・・（３
    π／２≦ω＿ｃ＿ｔ≦２π） 前記波形出力手段は、混合信号ｘを入力として次式に基
    づいて楽音波形Ｄを出力する、 Ｄ＝（４／π）ｘ ・・・（０≦ｘ≦π／４） Ｄ＝１ ・・・（π／４≦ｘ≦３π／４） Ｄ＝−（４／π）ｘ＋４ ・・・（３π／４≦ｘ≦５π／４） Ｄ＝−１ ・・・（５π／４≦ｘ≦７π／４） Ｄ＝（４／π）ｘ−８ ・・・（７π／４≦ｘ≦２π） ことを特徴とする請求項１記載の楽音波形発生装置。 ４）前記搬送信号発生手段は、時間的に一定の角速度で
    増加する搬送波位相角ω＿ｃ＿ｔ〔ｒａｄ〕を入力とし
    て、次式に示される搬送信号Ｗ＿ｃ〔ｒａｄ〕を出力し
    （πは円周率を示す）、 Ｗ＿ｃ＝ω＿ｃ＿ｔ／２ ・・・（０≦ω＿ｃ＿ｔ≦π／２） Ｗ＿ｃ＝ω＿ｃ＿ｔ／２＋π／２ ・・・（π／２≦ω＿ｃ＿ｔ≦３π／２） Ｗ＿ｃ＝ω＿ｃ＿ｔ／２＋π ・・・（３π／２≦ω＿ｃ＿ｔ≦２π） 前記波形出力手段は、混合信号ｘを入力として次式に基
    づいて楽音波形Ｄを出力する（ｓｉｎは正弦波演算を示
    す）、 Ｄ＝ｓｉｎ２ｘ ・・・（０≦ｘ≦π／４） Ｄ＝１ ・・・（π／４≦ｘ≦３π／４） Ｄ＝ｓｉｎ（２ｘ−π） ・・・（３π／４≦ｘ≦５π／４） Ｄ＝−１ ・・・（５π／４≦ｘ≦７π／４） Ｄ＝ｓｉｎ（２ｘ−２π） ・・・（７π／４≦ｘ≦２π） ことを特徴とする請求項１記載の楽音波形発生装置。 ５）前記搬送信号発生手段は、時間的に一定の角速度で
    増加する搬送波位相角ω＿ｃ＿ｔ〔ｒａｄ〕を入力とし
    て、次式に示される搬送信号Ｗ＿ｃ〔ｒａｄ〕を出力し
    （πは円周率、ｓｉｎは正弦波演算を示す）、Ｗ＿ｃ＝
    ω＿ｃ＿ｔ ・・・（０≦ω＿ｃ＿ｔ≦π／２） Ｗ＿ｃ＝−（π／２）ｓｉｎω＿ｃ＿ｔ＋π・・・（π
    ／２≦ω＿ｃ＿ｔ≦３π／２） Ｗ＿ｃ＝ω＿ｃ＿ｔ ・・・（３π／２≦ω＿ｃ＿ｔ≦２π） 前記波形出力手段は、混合信号ｘを入力として次式に基
    づいて楽音波形Ｄを出力する、 Ｄ＝ｓｉｎｘ ・・・（０≦ｘ≦π／２） Ｄ＝−（２／π）ｘ＋２ ・・・（π／２≦ｘ≦３π／２） Ｄ＝ｓｉｎｘ ・・・（３π／２≦ｘ≦２π） ことを特徴とする請求項１記載の楽音波形発生装置。 ６）前記搬送信号発生手段は、時間的に一定の角速度で
    増加する搬送波位相角ω＿ｃ＿ｔ〔ｒａｄ〕を入力とし
    て、次式に示される搬送信号Ｗ＿ｃ〔ｒａｄ〕を出力し
    （πは円周率、ｓｉｎは正弦波演算を示す）、Ｗ＿ｃ＝
    （π／２）ｓｉｎω＿ｃ＿ｔ ・・・（０≦ω＿ｃ＿ｔ≦π／２） Ｗ＿ｃ＝ω＿ｃ＿ｔ ・・・（π／２≦ω＿ｃ＿ｔ≦３π／２） Ｗ＿ｃ＝（π／２）ｓｉｎω＿ｃ＿ｔ＋２π・・・（３
    π／２≦ω＿ｃ＿ｔ≦２π） 前記波形出力手段は、混合信号ｘを入力として次式に基
    づいて楽音波形Ｄを出力する、 Ｄ＝（２／π）ｘ ・・・（０≦ｘ≦π／２） Ｄ＝ｓｉｎｘ ・・・（π／２≦ｘ≦３π／２） Ｄ＝（２／π）ｘ−４ ・・・（３π／２≦ｘ≦２π） ことを特徴とする請求項１記載の楽音波形発生装置。 ７）前記混合制御手段による前記変調信号の前記搬送信
    号に対する混合率を、前記楽音波形の発音開始以後時間
    的に変化させる混合率制御手段を含む、 ことを特徴とする請求項１記載の楽音波形発生装置。 ８）前記波形出力手段から出力される前記楽音波形の振
    幅包絡特性を時間的に変化させる振幅包絡制御手段を含
    む、 ことを特徴とする請求項１記載の楽音波形発生装置。 ９）前記搬送信号発生手段、変調信号発生手段、混合制
    御手段及び波形出力手段は、複数の発音チャネルに対し
    て時分割で処理を行い、該各発音チャネルに対応して割
    り当てられた複数の楽音波形をポリフォニックで出力す
    る、 ことを特徴とする請求項１記載の楽音波形発生装置。 １０）搬送信号に変調信号を混合して得た混合信号に基
    づいて楽音波形を発生する楽音波形発生方法であって、 搬送信号を発生する搬送信号発生ステップと、変調信号
    を発生する変調信号発生ステップと、該変調信号を前記
    搬送信号発生ステップにより発生される搬送信号に混合
    して混合信号を出力し、その場合の前記変調信号の前記
    搬送信号に対する混合率を０から任意の混合率までの間
    で制御する混合制御ステップと、 入力と出力が所定の関数関係を有し前記混合制御ステッ
    プにより出力される混合信号を入力として楽音波形を出
    力する波形出力ステップと、を含み、 前記波形出力ステップにおける前記所定の関数関係は正
    弦関数、余弦関数のいずれの関係でもなく、かつ、前記
    搬送信号発生ステップにより発生される搬送信号は、前
    記混合制御ステップにおいて前記変調信号の前記搬送信
    号に対する混合率が０になるように制御された場合に前
    記波形出力ステップにより発生される前記楽音波形が単
    一周波数の正弦波又は余弦波となるように設定される信
    号である、 ことを特徴とする楽音波形発生方法。 １１）搬送信号に変調信号を混合して得た混合信号に基
    づいて楽音波形を発生し、該楽音波形の特性を演奏操作
    に応じて発生される演奏情報に基づいて制御する楽音波
    形発生装置であって、 前記演奏情報に対応する搬送信号を発生する搬送信号発
    生手段と、 前記演奏情報に対応する変調信号を発生する変調信号発
    生手段と、 該変調信号を前記搬送信号発生手段から発生される搬送
    信号に混合して混合信号を出力し、その場合の前記変調
    信号の前記搬送信号に対する混合率が前記演奏情報に対
    応した混合特性に従って変化するように制御する混合制
    御手段と、 入力と出力が所定の関数関係を有し前記混合制御手段か
    ら出力される混合信号を入力として楽音波形を出力する
    波形出力手段と、 を含み、 前記波形出力手段における前記所定の関数関係は正弦関
    数、余弦関数のいずれの関係でもなく、かつ、前記搬送
    信号発生手段から発生される搬送信号は、前記混合制御
    手段で前記変調信号の前記搬送信号に対する混合率が０
    になるように制御された場合に前記波形出力手段から発
    生される前記楽音波形が単一周波数の正弦波又は余弦波
    となるように設定される信号である、 ことを特徴とする楽音波形発生装置。 １２）前記演奏操作は鍵盤の押鍵操作であり、前記混合
    制御手段は、前記混合特性を前記押鍵操作の速さ又は前
    記押鍵された鍵の鍵域のうち少なくとも一方に対応させ
    て制御する、 ことを特徴とする請求項１１記載の楽音波形発生装置。 １３）前記波形出力手段から出力される前記楽音波形の
    振幅包絡特性を前記演奏情報に対応させて時間的に変化
    させる振幅包絡制御手段を含む、ことを特徴とする請求
    項１１記載の楽音波形発生装置。 １４）前記搬送信号発生手段、変調信号発生手段、混合
    制御手段及び波形出力手段は、複数の発音チャネルに対
    して時分割で処理を行い、該各発音チャネルに対応して
    割り当てられた複数の楽音波形をポリフォニックで出力
    する、 ことを特徴とする請求項１１記載の楽音波形発生装置。 １５）各々が、搬送信号を発生する搬送信号発生手段と
    、該搬送信号に変調信号を混合して混合信号を出力する
    混合信号出力手段と、入力と出力とが所定の関数関係を
    有すると共に前記混合信号出力手段により出力される前
    記混合信号を入力として波形信号を出力する波形出力手
    段と、該波形出力手段により出力される前記波形信号の
    時間的な振幅包絡特性を制御する振幅包絡特性制御手段
    とを含む少なくとも１つの基本処理手段と、 ０又は０近傍の値をとる前記変調信号を１つの前記基本
    処理手段に入力する第１の接続、又は他の波形信号を新
    たな変調信号入力として１つの前記基本処理手段に入力
    する第２の接続、又は１つの前記基本処理手段で得られ
    る波形信号に他の少なくとも１つの前記基本処理手段で
    得られる各波形信号を混合して新たな波形信号を得る第
    ３の接続を、予め設定された接続組合わせに基づいて組
    み合わせることにより、前記基本処理手段を接続し、最
    終段から出力される波形信号を楽音波形として出力する
    波形入出力制御手段と、 を含み、 前記波形出力手段における前記所定の関数関係は正弦関
    数、余弦関数のいずれの関係でもなく、かつ、前記搬送
    信号発生手段により発生される搬送信号は、前記混合信
    号出力手段にて混合される前記変調信号の前記搬送信号
    に対する混合率が０である場合に前記波形出力手段によ
    り発生される前記波形信号が単一周波数の正弦波又は余
    弦波となるように設定される信号である、 ことを特徴とする楽音波形発生装置。 １６）搬送信号を発生する搬送信号発生ステップと、該
    搬送信号に変調信号を混合して混合信号を出力する混合
    信号出力ステップと、入力と出力とが所定の関数関係を
    有すると共に前記混合信号出力ステップにより出力され
    る前記混合信号を入力として波形信号を出力する波形出
    力ステップと、該波形出力ステップにより出力される前
    記波形信号の時間的な振幅包絡特性を制御する振幅包絡
    特性制御ステップと、からなる基本処理ステップと、複
    数の処理タイミングを１演算周期とし、該各演算周期内
    の前記各処理タイミング毎に、前記変調信号入力を値０
    又は０近傍の値として前記基本処理ステップを実行して
    波形信号を得る第１の演算、又は現在の処理タイミング
    より前の処理タイミングで得られた波形信号を新たな変
    調信号入力として前記基本処理ステップを実行して新た
    な波形信号を得る第２の演算、又は前記第１若しくは第
    ２の演算と同様の演算を実行して波形信号を得てそれに
    現在の処理タイミングより前の少なくとも１つの処理タ
    イミングで得られた各波形信号を混合する第３の演算を
    、予め設定された接続組合わせに基づいて実行し、前記
    各演算周期内の最後の処理タイミングで得られた波形信
    号をその演算周期の楽音波形として発生する波形入出力
    制御ステップと、 を含み、 前記波形出力ステップにおける前記所定の関数関係は正
    弦関数、余弦関数のいずれの関係でもなく、かつ、前記
    搬送信号発生ステップにより発生される搬送信号は、前
    記混合信号出力ステップにて混合される前記変調信号の
    前記搬送信号に対する混合率が０である場合に前記波形
    出力ステップにより発生される前記波形信号が単一周波
    数の正弦波又は余弦波となるように設定される信号であ
    る、 ことを特徴とする楽音波形発生方法。 １７）搬送信号を発生する搬送信号発生手段と、該搬送
    信号に変調信号を混合して混合信号を出力する混合信号
    出力手段と、入力と出力とが所定の関数関係を有すると
    共に前記混合信号出力手段により出力される前記混合信
    号を入力として波形信号を出力する波形出力手段と、該
    波形出力手段により出力される前記波形信号の時間的な
    振幅包絡特性を制御する振幅包絡特性制御手段と、から
    なる基本処理手段と、 複数の処理タイミングを１演算周期とし、該各演算周期
    内の前記各処理タイミング毎に、前記変調信号入力を値
    ０又は０近傍の値として前記基本処理手段を動作させて
    波形信号を得る第１の演算、又は現在の処理タイミング
    より前の処理タイミングで得られた波形信号を新たな変
    調信号入力として前記基本処理手段を動作させて新たな
    波形信号を得る第２の演算、又は前記第１若しくは第２
    の演算と同様の演算を実行して波形信号を得てそれに現
    在の処理タイミングより前の少なくとも１つの処理タイ
    ミングで得られた各波形信号を混合する第３の演算を、
    予め設定された接続組合わせに基づいて実行し、前記各
    演算周期内の最後の処理タイミングで得られた波形信号
    をその演算周期の楽音波形として発生する波形入出力制
    御手段と、を含み、 前記波形出力手段における前記所定の関数関係は正弦関
    数、余弦関数のいずれの関係でもなく、かつ、前記搬送
    信号発生手段により発生される搬送信号は、前記混合信
    号出力手段にて混合される前記変調信号の前記搬送信号
    に対する混合率が０である場合に前記波形出力手段によ
    り発生される前記波形信号が単一周波数の正弦波又は余
    弦波となるように設定される信号である、 ことを特徴とする楽音波形発生装置。 １８）前記波形入出力制御手段は、 第１及び第２の累算手段と、 前記基本処理手段から出力される波形信号を前記第１又
    は第２の累算手段に選択的に入力させる第１のスイッチ
    手段と、 値０又は０近傍の値又は前記第２の累算手段の出力を前
    記基本処理手段への変調信号として選択的に入力させる
    第２のスイッチ手段と、 複数の処理タイミングを１演算周期とし、該各演算周期
    内の前記各処理タイミング毎に、前記第１及び第２の累
    算手段での累算動作、並びに前記第１及び第２のスイッ
    チ手段の選択動作を、前記予め設定された接続組合わせ
    に基づいて制御することにより、前記各処理タイミング
    単位で前記基本処理手段を多段動作させる多段動作制御
    手段と、前記各演算周期の終了時毎に前記第１の累算手
    段の出力をその演算周期の楽音波形として出力する楽音
    波形出力手段と、 を含むことを特徴とする請求項１７記載の楽音波形発生
    装置。 １９）前記接続組合わせをユーザに設定させるための設
    定手段と、 該設定手段で設定された接続組合わせを表示する表示手
    段と、 を含むことを特徴とする請求項１７記載の楽音波形発生
    装置。 ２０）前記設定手段は、ユーザに対して、前記各処理タ
    イミング間の前記基本処理手段における入出力関係をシ
    ンボル化された演算式によって設定させることにより、
    前記接続組合わせを設定させ、前記表示手段は、前記各
    処理タイミング間の前記基本処理手段における入出力関
    係をシンボル化された演算式によって表示することによ
    り、前記該設定手段で設定された接続組合わせを表示す
    る、ことを特徴とする請求項１９記載の楽音波形発生装
    置。 ２１）前記表示手段は、前記各処理タイミング毎の前記
    基本処理手段を１ユニットとし、該ユニット間の接続関
    係を図形として表示することにより、前記設定手段で設
    定された接続組合わせを表示する、 ことを特徴とする請求項１９記載の楽音波形発生装置。 ２２）前記波形入出力制御ステップでは、前記第１、第
    ２又は第３の演算が、各楽音波形の発音開始後に時間的
    にその組合わせが変化する予め設定された接続組合わせ
    に基づいて実行されることにより楽音波形が発生される
    、 ことを特徴とする請求項１６記載の楽音波形発生方法。 ２３）前記波形入出力制御手段は、前記第１、第２又は
    第３の演算を、各楽音波形の発音開始後に時間的にその
    組合わせが変化する予め設定された接続組合わせに基づ
    いて実行することにより楽音波形を発生する、 ことを特徴とする請求項１７記載の楽音波形発生装置。 ２４）前記波形入出力制御ステップでは、複数の発音チ
    ャネルに対して時分割で処理が行われ、該各発音チャネ
    ルに対応して割り当てられた複数の楽音波形がポリフォ
    ニックで出力される、 ことを特徴とする請求項１６記載の楽音波形発生方法。 ２５）前記波形入出力制御手段は、複数の発音チャネル
    に対して時分割で処理を行い、該各発音チャネルに対応
    して割り当てられた複数の楽音波形をポリフォニックで
    出力する、 ことを特徴とする請求項１７記載の楽音波形発生装置。 ２６）各々が、搬送信号を発生する搬送信号発生手段と
    、該搬送信号に変調信号を混合して混合信号を出力しそ
    の場合の前記変調信号の前記搬送信号に対する混合率を
    ０から任意の混合率までの間で制御する混合制御手段と
    、入力と出力とが所定の関数関係を有すると共に前記混
    合制御手段から出力される混合信号を入力として波形信
    号を出力する波形出力手段とを含む、複数の基本処理手
    段と、 ０又は０近傍の値をとる前記変調信号を１つの前記基本
    処理手段に入力する第１の接続、又は他の波形信号を新
    たな変調信号入力として１つの前記基本処理手段に入力
    する第２の接続、又は１つの前記基本処理手段で得られ
    る波形信号に他の少なくとも１つの前記基本処理手段で
    得られる各波形信号を混合して新たな波形信号を得る第
    ３の接続、又は１つの前記基本処理手段への変調信号入
    力を該自己の基本処理手段で得られる波形信号をフィー
    ドバックした信号とする第４の接続を、予め設定された
    接続組合わせに基づいて組み合わせることにより、前記
    複数の基本処理手段を接続し、最終段から出力される波
    形信号を楽音波形として出力する波形入出力制御手段と
    、 を含み、 前記波形出力手段における前記所定の関数関係は正弦関
    数、余弦関数のいずれの関係でもなく、かつ、前記搬送
    信号発生手段により発生される搬送信号は、前記混合制
    御手段にて混合される前記変調信号の前記搬送信号に対
    する混合率が０である場合に前記波形出力手段により発
    生される前記波形信号が単一周波数の正弦波又は余弦波
    となるように設定される信号である、 ことを特徴とする楽音波形発生装置。 ２７）各々が、搬送信号を発生する搬送信号発生手段と
    、該搬送信号に変調信号を混合して混合信号を出力しそ
    の場合の前記変調信号の前記搬送信号に対する混合率を
    ０から任意の混合率までの間で制御する混合制御手段と
    、入力と出力とが所定の関数関係を有すると共に前記混
    合制御手段から出力される混合信号を入力として波形信
    号を出力する波形出力手段とを含む、複数の基本処理手
    段と、 前段の前記基本処理手段で得られる波形信号を新たな変
    調信号入力として現在の前記基本処理手段に入力する接
    続を、複数段連続に組み合わせ、最終段の前記基本処理
    手段で得られる波形信号を、楽音波形として出力すると
    共に、初段の前記基本処理手段への前記変調信号入力と
    してフィードバックする波形入出力制御手段と、 を含み、 前記波形出力手段における前記所定の関数関係は正弦関
    数、余弦関数のいずれの関係でもなく、かつ、前記搬送
    信号発生手段により発生される搬送信号は、前記混合制
    御手段にて混合される前記変調信号の前記搬送信号に対
    する混合率が０である場合に前記波形出力手段により発
    生される前記波形信号が単一周波数の正弦波又は余弦波
    となるように設定される信号である、 ことを特徴とする楽音波形発生装置。 ２８）搬送信号に変調信号を混合して得た混合信号に基
    づいて楽音波形を発生する楽音波形発生装置であって、 搬送信号を発生する搬送信号発生手段と、 複数種類の変調信号を選択的に発生する変調信号発生手
    段と、 該選択的に発生された変調信号を前記搬送信号発生手段
    から発生される搬送信号に混合して混合信号を出力し、
    その場合の前記変調信号の前記搬送信号に対する混合率
    を０から任意の混合率までの間で制御する混合制御手段
    と、 入力と出力が所定の関数関係を有し前記混合制御手段か
    ら出力される混合信号を入力として楽音波形を出力する
    波形出力手段と、 を含み、 前記波形出力手段における前記所定の関数関係は正弦関
    数、余弦関数のいずれの関係でもなく、かつ、前記搬送
    信号発生手段から発生される搬送信号は、前記混合制御
    手段で前記変調信号の前記搬送信号に対する混合率が０
    になるように制御された場合に前記波形出力手段から発
    生される前記楽音波形が単一周波数の正弦波又は余弦波
    となるように設定される信号である、 ことを特徴とする楽音波形発生装置。 ２９）前記変調信号発生手段は、 複数種類の変調関数を予め記憶する記憶手段と、該記憶
    手段に記憶されている前記複数種類の変調関数のうち１
    つを選択する選択手段と、 入力される変調波位相角信号を上記選択手段により選択
    された変調関数により変換して変調波補正位相角信号を
    生成し、更にこの変調波補正位相角信号を三角波関数に
    基づいて変換することにより、前記変調信号を出力する
    出力手段と、 を含むことを特徴とする請求項２８記載の楽音波形発生
    装置。 ３０）前記波形出力手段から出力される前記楽音波形の
    振幅包絡特性を時間的に変化させる振幅包絡制御手段を
    含む、 ことを特徴とする請求項２８記載の楽音波形発生装置。 ３１）前記搬送信号発生手段、変調信号発生手段、混合
    制御手段及び波形出力手段は、複数の発音チャネルに対
    して時分割で処理を行い、該各発音チャネルに対応して
    割り当てられた複数の楽音波形をポリフォニックで出力
    する、 ことを特徴とする請求項２８記載の楽音波形発生装置。 ３２）搬送信号に変調信号を混合して得た混合信号に基
    づいて楽音波形をステレオで発生する楽音波形発生方法
    であって、 前記変調信号の特性、搬送信号の特性又は混合特性のう
    ち少なくとも１つが各ステレオチャネル間で互いに異な
    るように、前記搬送信号と変調信号を混合する処理を実
    行する第１のステップと、前記各ステレオチャネル毎に
    、前記第１のステップで得られる各混合信号を入力とし
    て独立して変調されたステレオ楽音波形を出力する第２
    のステップと、 を含むことを特徴とする楽音波形発生方法。 ３３）搬送信号に変調信号を混合して得た混合信号に基
    づいて楽音波形をステレオで発生する楽音波形発生装置
    であって、 搬送信号を発生する搬送信号発生手段と、 変調信号を発生する変調信号発生手段と、 該変調信号を前記搬送信号発生手段から発生される搬送
    信号に混合して混合信号を出力する混合手段と、 前記混合手段による前記変調信号の前記搬送信号に対す
    る混合率を、０から任意の混合率までの間で時間的に変
    化させる混合率制御手段と、入力と出力が所定の関数関
    係を有し前記混合手段から出力される混合信号を入力と
    して楽音波形を出力する波形出力手段と、 前記搬送信号発生手段、変調信号発生手段又は混合率制
    御手段のうち少なくとも１つが各ステレオチャネル間で
    互いに異なる値を発生するようこれらを時分割制御し、
    これに基づいて各時分割タイミング毎に前記混合手段か
    ら出力される各ステレオチャネル毎の混合信号を前記波
    形出力手段に入力させることにより、前記各ステレオチ
    ャネル毎に独立して変調された各楽音波形を出力させる
    時分割制御手段と、 を含み、 前記波形出力手段における前記所定の関数関係は正弦関
    数、余弦関数のいずれの関係でもなく、かつ、前記搬送
    信号発生手段から発生される搬送信号は、前記混合率制
    御手段で前記変調信号の前記搬送信号に対する混合率が
    ０になるように制御された場合に前記波形出力手段から
    発生される前記楽音波形が単一周波数の正弦波又は余弦
    波となるように設定される信号である、 ことを特徴とする楽音波形発生装置。 ３４）前記波形出力手段から前記各ステレオチャネル毎
    に独立して出力される前記各楽音波形の振幅包絡特性を
    、前記各ステレオチャネル間で互いに異なる特性で時間
    的に変化させる振幅包絡制御手段を含む、 ことを特徴とする請求項３３記載の楽音波形発生装置。 ３５）前記搬送信号発生手段、変調信号発生手段、混合
    手段、混合率制御手段、波形出力手段及び時分割制御手
    段は、前記各ステレオチャネルを更に複数の発音チャネ
    ルに時分割して処理を行い、該各発音チャネルに対応し
    て割り当てられた複数の楽音波形をステレオかつポリフ
    ォニックで出力する、 ことを特徴とする請求項３３記載の楽音波形発生装置。 ３６）前記搬送信号発生手段で発生される前記搬送信号
    、又は前記変調信号発生手段で発生される前記変調信号
    、又は前記混合制御手段が制御する混合率の少なくとも
    １つが、ランダムに変化する成分を含むように制御する
    ランダム制御手段を含むことを特徴とする請求項１記載
    の楽音波形発生装置。 ３７）前記搬送信号発生手段で発生される前記搬送信号
    、又は前記変調信号発生手段で発生される前記変調信号
    、又は前記混合制御手段が制御する混合率の少なくとも
    １つが、前記楽音波形の発音開始以後所定の時間区間で
    ランダムに変化する成分を含むように制御するランダム
    制御手段を含むことを特徴とする請求項１記載の楽音波
    形発生装置。 ３８）前記所定の時間区間は、前記楽音波形の振幅包絡
    特性におけるアタック部、ディケイ部、サスティーン部
    又はリリース部のいずれかであることを特徴とする請求
    項３７記載の楽音波形発生装置。 ３９）前記波形出力手段から出力される前記楽音波形の
    振幅包絡特性が、前記楽音波形の発音開始以後所定の時
    間区間でランダムに変化する成分を含むように制御する
    振幅包絡ランダム制御手段を含む、 ことを特徴とする請求項３７記載の楽音波形発生装置。 ４０）搬送信号に変調信号を混合して得た混合信号に基
    づいて楽音波形を発生し、該楽音波形の特性を演奏操作
    に応じて発生される演奏情報に基づいて制御する楽音波
    形発生装置であって、 搬送信号を発生する搬送信号発生手段と、 変調信号を発生する変調信号発生手段と、 該変調信号を前記搬送信号発生手段から発生される搬送
    信号に混合して混合信号を出力し、その場合の前記変調
    信号の前記搬送信号に対する混合率を０から任意の混合
    率までの間で制御する混合制御手段と、 入力と出力が所定の関数関係を有し前記混合制御手段か
    ら出力される混合信号を入力として楽音波形を出力する
    波形出力手段と、 前記搬送信号と前記変調信号の周波数比が前記演奏情報
    に対応する周波数比となるように制御を行う周波数比制
    御手段と、 を含み、 前記波形出力手段における前記所定の関数関係は正弦関
    数、余弦関数のいずれの関係でもなく、かつ、前記搬送
    信号発生手段から発生される搬送信号は、前記混合制御
    手段で前記変調信号の前記搬送信号に対する混合率が０
    になるように制御された場合に前記波形出力手段から発
    生される前記楽音波形が単一周波数の正弦波又は余弦波
    となるように設定される信号である、 ことを特徴とする楽音波形発生装置。 ４１）前記周波数比制御手段は、前記周波数比の制御を
    発音される前記楽音波形の音色により行うことを特徴と
    する請求項４０記載の楽音波形発生装置。 ４２）前記演奏操作は鍵盤の押鍵操作であり、前記周波
    数比制御手段は、前記周波数比の制御を前記押鍵操作の
    速さ又は前記押鍵された鍵の鍵域のうち少なくとも一方
    に対応させて行う、ことを特徴とする請求項４０記載の
    楽音波形発生装置。 ４３）搬送信号に変調信号を混合して得た混合信号に基
    づいて楽音波形を発生する楽音波形発生装置であって、 搬送信号を発生する搬送信号発生手段と、 変調信号を発生する変調信号発生手段と、 該変調信号を前記搬送信号発生手段から発生される搬送
    信号に混合して混合信号を出力し、その場合の前記変調
    信号の前記搬送信号に対する混合率を制御する混合制御
    手段と、 入力と出力が所定の関数関係を有し前記混合制御手段か
    ら出力される混合信号を入力として楽音波形を出力する
    波形出力手段と、 を含み、 前記波形出力手段における前記所定の関数関係は、前記
    混合率が所定の値で前記搬送信号と前記変調信号の波形
    形状が特定の形状である場合に、単一周波数の正弦波又
    は余弦波が前記波形出力手段から発生されるように決定
    される、 ことを特徴とする楽音波形発生装置。
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