JPH02239286A - 楽音波形発生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野］ 本発明は、電子楽器における楽音波形発生装置に係り、
更に詳しくは周波数変調を行って様々な倍音特性を有す
る楽音波形を発生する楽音波形発生装置に関する。

〔従来の技術〕

デジタル信号処理技術の進歩により、当該デジタル処理
を用いた電子楽器の第１の従来例として、単純な特性の
楽音波形を発生するのみならず、自然楽器の楽音・人間
又は自然界の音声等（以下、まとめて自然音と呼ぶ）を
直接サンプリングして記憶し、任意の音高で再生が可能
なＰＣＭ方弐の電子楽器が実現されている。

一方、様々な種類の複雑な特性の楽音波形をデジタル的
に発生可能な電子楽器の第２の従来例として、特公昭５
４−３３５２５号公報又は特開昭５０−１２６４０６号
公報等に記載のＦＭ方式に基づく電子楽器がある。この
方式は基本的には、 ｅ　＝Ａ−ｓｔｎ　（　ωｃｔ＋Ｉ（Ｌ）　ｓｉｎ　（
Ｌ）．Ｌ｝・・・（１） なる演算式により得られる波形出力ｅを楽音波形とする
ものであり、搬送波周波数ω。とそれを変調するための
変調波周波数ω１を適当な比で選択し、時間的に変化し
得る変調指数ｒ（ｔ）を設定し、また、同様に時間的に
変化し得る振幅係数Ａを設定することにより、複雑な倍
音特性を有し、かつ時間的にその倍音特性が変化し得る
非常に個性的な合成音等を得ることができる。

また、ＦＭ方式を改良した第３の従来例として、特公昭
６１−１２２７９号公報に記載の電子楽器がある。

この方式は、前記（１）式のｓｉｎ演算の代わりに三角
波演算を用い、 ｅ−Ａ・Ｔ　（α＋Ｔ（ｔ）　Ｔ　（θ））　　−−・
（２）なる演算式により得られる波形出力ｅを楽音波形
とするものである。ここで、Ｔ（θ）は、搬送波位相角
θによって生成される三角波関数である。

そして、搬送波位相角αと変調波位相角θを適当な進行
速度比で進め、また、前記第１の従来例と同様に変調指
数１　（ｔ）と振幅係数Ａを設定することにより、楽音
波形を合成できる． 〔発明が解決しようとする課題〕 上記のような従来技術を背景として、近年では電子楽器
に対して、電子楽器特有の非常に個性的な楽音から自然
音までダイナミックに発音させることのできる性能が求
められている。

しかし、第１の従来例であるＰＣＭ方式の電子楽器は、
自然音そのものを発音させることは非常に得意であるが
、その自然音を加工して個性的な音色を出そうとした場
合の処理が不得意である．すなわち、例えば原音から正
弦波等に連続的に変化させたいような場合、デジタルフ
ィルタ又はアナログフィルタ等で原音の倍音成分を削る
等して正弦波を得るようにしているが、デジタルフィル
タではその回路規模が比較的太き《なってしまい、また
、エンベローブ等の時間関数でその特性を変化させよう
とした場合、自然音のデータに更に加えてフィルタの特
性に対応したフィルタ係数を記憶する必要がある。一方
、アナログフィルタでは、所望の特性が得に《く、また
、複数の楽音を並列して発音させるための時分割動作を
行わせることができないという問題点を有している。

更に、上記とは逆に、原音から更に複雑な倍音構成の楽
音に連続的に変化させたいような場合、上記フィルタで
原音の倍音構成を削る等の方式では、新たな倍音成分を
生成することは不可能であるという問題点を有している
。

一方、例えば、ピアノ等の実際の楽器の楽音には、ピッ
チ周波数に基づく基本波成分の他に、その整数倍の複数
の周波数の倍音成分が含まれ、かなり高次の倍音成分ま
で存在する。更には、非整数倍の倍音成分が含まれるこ
ともある。また、楽器の種顯によって、各高次倍音の含
まれる割合等も異なり、楽器によって様々な倍音特性が
存在する。このように各楽器固有の倍音成分の存在によ
って豊かな音質の楽音が生成されている。しかし、前記
第２又は第３の従来方式であるＦＭ方式に基づく電子楽
器は、発音される楽音の倍音構成を操作するのは非常に
得意であるが、出力として上記のような各楽器特有の所
望の楽音を得たい場合、そのパラメータを最通に設定す
るのが困難である。

すなわち、前記第２の従来例では、正弦波による変調を
基本としているため、前記（１）式で生成される楽音は
、その周波数成分が低次の（周波数の低い）倍音成分に
集中し、変調指数１　（ｔ）を大きな値にして変国を深
くかけても高次の（周波数の高い）倍音成分がうまく現
れない。従って、上記第２の従来例では、実際の楽音の
ような豊かな音質の楽音を生成することができず、生成
可能な楽音の音質が制限されてしまうという問題点を有
している。

これに対して、前記（２）式に基づく第３の従来例では
、元々多くの倍音を含む三角波による変調を基本として
いるため、周波数成分として一応高次の倍音成分まで明
確に存在する楽音を容易に生成することが可能であるが
、出力として所望の楽音を得たい場合、それに対応して
前記（２）式における搬送波位相角αと変調波位相角θ
の進行速度比、変調指数ｒ　（ｔ）及び振幅係数Ａ等を
最適に決定するのは困難である．これに加え第３の従来
例は、三角波で三角波を駆動する方式のため、例えば楽
音が発音開始してから徐々に減衰してゆく過程で、高次
の倍音成分から順にその振幅が減少してゆき、最終的に
ピッチ周波数に対応する単一正弦波成分のみになるよう
な過程を実現することができないという問題点を有して
いる。

本発明の課題は、小さな回路規模で自然音を忠実に発音
させることが可能で、かつ、その倍音成分を容易かつ連
続的に制御でき、単一正弦波等の楽音も容易に合成でき
るようにすることにある。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は、まず、搬送信号を発生する搬送信号発生手段
を有する。同手段は、例えば位相角が１周期の間で時間
経過に対し順次線形に増加する動作を繰り返す搬送波位
相角信号を入力とし、それを一定の関数に従って変換し
て搬送信号として出力する手段であり、搬送波位相角信
号をアドレス入力とするＲＯＭ等によって構成される．
なお、出力される搬送信号の特性については後述する。

次に、変調信号を発生する変調信号発生手段を有する．
同手段は、例えば前記搬送波位相角信号を入力とし、そ
れを一定の関数に従って変換して変調信号として出力す
る手段であり、搬送波位相角信号をアドレス入力とする
ＲＯＭ等によって構成される。なお、出力される変調信
号の特性については後述する。

また、上記変調信号を前記搬送信号発生手段から発生さ
れる搬送信号に混合する場合の前記変調信号の前記搬送
信号に対する混合率を０から任意の混合率までの間で制
御し、前記搬送信号と前記変調信号とが当該混合率で混
合された混合信号を出力する混合制御手段を有する。同
手段は、例えば前記変調信号発生手段から出力される変
調信号に対して、例えば値がＯから１の間で変化し得る
変調指数を乗算する乗算器と、該乗算器の出力信号と前
記搬送信号発生手段から発生される搬送信号を加算し、
混合信号として出力する加算器である。なお、上記混合
率は、前記楽音波形の発音開始以後時間的に変化し得る
。すなわち例えば上記乗算器で乗算される変調指数は、
前記楽音波形の発音開始以後経過する各時間毎に前記乗
算器で乗算させるように動作する。

更に、入力と出力が所定の関数関係を有し前記混合制御
手段から出力される混合信号を人力として変調された楽
音波形を出力する波形出力手段を有する．同手段は、例
えば前記混合信号を上記所定の関数関係に従って変換し
て楽音波形として出力するデコーダである．又は、前記
混合信号をアドレス入力とするＲＯＭ等である。

上記構成と共に、前記所定の関数関係と前記搬送信号は
、前記混合制御手段で前記変調信号の混合率が０になる
ように制御された場合に、前記波形出力手段から発生さ
れる前記楽音波形が単一周波数の正弦波又は余弦波とな
るような関係を有する． また、前記変調信号は前記所定の関数関係及び前記搬送
信号に対し、前記混合制御手段で前記変調信号の混合率
が所定の混合率例えば１になるように制御された場合に
、前記波形出力手段から所望の楽音波形が得られるよう
に設定される。この場合、前記搬送信号及び前記変調信
号は、前記波形出力手段から所望の楽音波形が所定の周
期で繰り返し出力されるように、前記搬送信号発生手段
及び前記変調信号発生手段から各々前記所定の周期で繰
り返し発生される信号である。又は、前記搬送信号発生
手段及び前記変調信号発生手段は、各々一定周期間隔の
複数の各波形区間毎に、前記波形出力手段から該対応す
る波形区間の前記所望の楽音波形が出力されるような搬
送信号及び変調信号を発生する。

以上の各構成に加え、前記波形出力手段から出力される
前記楽音波形の振幅包絡特性を時間的に変化させる振幅
包絡制御手段を有する。同手段は、例えば波形出力手段
から出力される楽音波形に対し、楽音波形の発音開始以
後、所定の振幅包絡関数に従って値が例えばＯから１の
間で時間的に変化し得る振幅係数を乗算する乗算器であ
る。なお、同手段は、前記波形出力手段の出力の振幅を
正規化して前記所望の楽音波形に一致させるための手段
としてもよい． 〔作　　　用〕 本発明の作用は以下の通りである。

波形出力手段から出力される楽音波形は、基本的には搬
送信号発生手段から出力される搬送信号を所定の関数関
係に従って変換した特性を有しており、更に、混合制御
手段において上記搬送信号に前記変調信号が混合される
ことにより、上記楽音波形が上記変調信号で変調された
特性が付加される。

この場合、前記波形出力手段における前記所定の関数関
係と前記搬送信号発生手段からの搬送信号との関係を、
前記混合制御手段で前記変調信号の混合率がＯになるよ
う制御された場合に、波形出力手段から発生される楽音
波形が単一周波数の正弦波又は余弦波となるような関係
に設定する。

これにより、前記混合制御手段で予め変調信号の混合率
をＯに設定しておけば、単一周波数の正弦波又は余弦波
のみからなる楽音波形を発生させることが可能である。

更に、前記変調信号は前記所定の関数関係及び前記搬送
信号に対し、前記混合制御手段で前記変調信号の混合率
が例えば１になるように制御された場合に、前記波形出
力手段から所望の楽音波形が得られるように設定される
。これにより、前記混合制御手段で予め変調信号の混合
率を例えば１に設定しておけば、自然楽器の楽音等の所
望の楽音波形を得ることが可能である。

また、演奏中において、楽音の発音開始直後は例えば混
合率を１に設定し、それ以後の時間経過と共に混合率を
０に近づけることで、所望の楽音波形の状態から単一正
弦波成分又は単一余弦波成分のみを含む状態になるよう
に、徐々に楽音波形の周波数特性を制御することができ
る。又は、混合率を連続的に例えば１以上になるように
変化させることにより、所望の楽音波形の状態から更に
複雑な倍音構成を有する個性的な楽音が発音されるよう
に制御することができる。

以上の動作と共に、振幅包絡制御手段によって、波形出
力手段から出力される楽音波形の振幅包絡特性も、時間
的に例えば減衰するように制御することにより、実際の
楽器の楽音の如く、発音開始以後、楽音波形が徐々に減
衰してゆく過程を実現することができる。

〔実　　施　　例〕

以下、図面を参照しながら本発明の実施例を説明する． の　１の　　の 第１図は、本発明による楽音波形発生装置の第１の実施
例の原理構成図である。

その値がＯ〜２π（ｒａｄ　）の間で順次線形に増加し
、２πの直前に達した後は再び０から増加する状態を繰
り返す搬送波位相角ω。、は、搬送波ＲＯＭＩのアドレ
スとされて搬送信号Ｗｃを読み出させる．ここで搬送波
位相角ω，ｔは、角速度ω６（ｒａｄ／ｓｅｃ　）に時
間ｔ　（ｓｅｅ　）を乗じた値であるが、以後特に言及
しない限りは、「．」をまとめて添字で表すこととする
。

また、前記搬送波位相角ω．は、変調波ＲＯＭ２のアド
レスにもなり、ここから出力される変調信号に乗算器（
以下、ＭＵＬと呼ぶ）３で、時間的に変化し得る変調指
数ｒ（ｔ）が乗算されることで、変調信号ＷＭが得られ
る。

上記変調信号Ｗκと前記搬送信号Ｗｃは、加算器（以下
、ＡＤＤと呼ぶ）４で加算され、その加算波形Ｗｃ＋Ｗ
κ　Ｃｒａｄ　）は更にデコーダ５でデコードされてデ
コード出力Ｄを得る。

そして、デコード出力ＤはＭＵＬ６で振幅係数Ａと乗算
され、この出力として最終的な波形出力ｅが得られる。

上記構成の楽音波形発生装置において、まず、搬送波Ｒ
ＯＭＩには第２図に示す関数波形が記憶されている．今
、πを円周率とし、同図Ｉ、■及び■の各領域での搬送
波位相角ωＣＬ　（ｒａｄ　）と搬送信号Ｗ（　　（ｒ
ａｄ　）との関係は、各々、Ｗｅ　＝　（　Ｋ　／　２
　）　ｓｔｎ　（１）ｃｔ・・　（頷域Ｉ：０≦ω．≦
π／２） Ｗｃ　＝π−　（π／２）ｓｉｎ　ｌＪｃｔ・・　（領
域■：π／２≦ωｃｔ≦３π／２）Ｗ（　＝２π＋　（
π／２）ｓｔｎ　ωｃｔ・・　（領域■；３π／２≦ω
．≦２π）・・・（３） となる。

一方、変調波位相角ＲＯＭ２における搬送波位相角ωｄ
とＭＵＬ３を通過した後の変調信号Ｗκ［ｒａｄ　）と
の関係は、 ｗｌ４＝ｔ（ｔ）Δｆ（ωｃＬ）・・・（４）となる。

但し、関数Δｆは、後述する位相差関数である。

上記（３）式及び（４）式によって演算される搬送信号
Ｗｃ及び変調信号ＷＰｌが加算され、デコーダ５に入力
することにより、デコーダ５からデコード出力Ｄが出力
され、更にこれに、ＭＵＬ６で振幅係数Ａが乗算された
後の波形出力ｅは、 ｅ＝Ａ　４ＲＩ　｛　（ｇ／２）ｓｉｎ　（１）ａｔ＋
　Ｉ　（ｔ）Δｆ（ωｃｔ）　） ・・　（Ｏ≦ω，，≦π／２） ｅ＝Ａ　４ＲＩ　｛ｚ−（π／２）　ｓｉｎ　ａ）ｃｔ
十ｔ　（ｔ）Δｒ（ωｃ，）　） ・・　（π／２≦ω．≦３π／２） ｅ＝Ａ−ＴＲＩ　（２　ｘ＋　（ｚ／２）　ｓｉｎ　ω
ｃｔ＋　Ｉ　（ｔ）Δｆ（ωｃｔ）　） ・・　（３π／２≦ωｃｔ≦２π） ・（５） となる。

ここで、まず、変調指数１　（ｔ）の値がＯ、すなわち
無変調の場合、デコーダ５への入力波形は前記（３）式
で定まる搬送信号Ｗｃそのものとなる．すなわち、 ｅ　＝Ａ−ＴＲＩ　（Ｗｅ　）　　　　　　　　　・・
・（６）である。なお、搬送信号Ｗ，と搬送波位相角ω
ｃｔは、前記（３）式又は第２図より、第３図の関係Ａ
で示される。

一方、デコーダ５において演算される三角波関数Ｄ−Ｔ
ＲＩ　（Ｘ）　　（但し、Ｘは入力）は、Ｄ＝ＴＲＩ　
（ｘ）　＝　（２／π）　ｘ・・　（領域Ｉ：０≦Ｘ≦
π／２） Ｄ　−ＴＲＩ　（ｘ）　＝−１＋　（２／π）（３π／
２−ｘ）・・　（領域■：π／２≦Ｘ≦３π／２）Ｄ＝
ＴＲＩ　（Ｘ）　＝　　１　＋　（２／ｘ）（ｘ−３　
ｚ／２）・・（領域■；３π／２≦Ｘ≦２π） ・・・（７） で定義され、第３図の関係Ｂに示す関数である。

第３図の関係Ａ及び関係Ｂからわかるように、デコーダ
５への入力波形である搬送信号Ｗ，と、デコーダ５で演
算される三角波間数Ｄ＝ＴＲｒ（ｘ）は、前記（３）式
又は（７）式で定義されている各頷域ｒ、■及び■にお
いて単調増加関数となっており、従って、前記（３）式
での入力である搬送波位相角ω．と前記（７）式での入
力Ｘは、常に同じ区間の値をとることになるので、前記
（３）式、（６）式及び（７）式は、同一区間どうしで
合成できる。すなわち、前記（３）式及び（７）式を前
記（６）式に代入すると、ｅ＝Ａ−ＴＲＩ　　（　（π
／２）ｓｉｎ　　ωｅｔ）＝Ａ　・（２／ｉ）ｈｒ／２
）　ｓｉｎ　　ωｅｔ”　Ａ　’　Ｓｉｎ　　ωｃｔ ・（領域Ｉ：０≦ω．≦π／２） ｅ＝Ａ−ＴＲＩ　［Ｋ　−　（ｚ／２）ｓｉｎ　ωｅｔ
）＝Ａ・　｛−１＋（２／π）（３π／２−π＋　（π
／２）ｓｉｎ　　ωｃｔ）　）＝　Ａ　−Ｓｉｎ　　ω
ｃｔ ・・　（？Ｊ域■：π／２≦ω．≦３π／２）ｅ＝Ａ−
ＴＲＩ　（２π＋　（ｚ／２）ｓｉｎ　ωｃｔ）＝Ａ・
　（−１＋（２／π）（２π＋ ＋（π／２）ｓｆｎωｃｔ　　３π／２）｝””　Ａ　
−Ｓｆｆｌ　　（＋）　ｃｔ・・　（領域■：３π／２
≦ω．≦２π）・　・　・（８） となる．すなわち、無変調時には、搬送波位相角ωｃＬ
のいずれの領域に対しても、高次倍音を全く含まない単
一正弦波Ａ　−　ｓｉｎωｅＬが出力される。

すなわち、例えば振幅係数Ａ＝１とすれば、無変調時の
搬送波位相角ωｄと波形出力ｅとの関係は、第３図の関
係Ｃのように単一正弦波となる．以上の関係より、楽音
が減衰して単一正弦波成分のみになってゆく過程、ある
いは単一正弦波成分のみからなる楽音の生成を実現する
ためには、前記（５）式で変調指数１（ｔ）の値を時間
と共に０に近づければよいことがわかる。

次に、第１図の変調波ＲＯＭ２における位相差関数Δｒ
（ωｃｔ）は、ＭＵＬ３で乗算される変調指数１　（ｔ
）の値を１としてＡＤＤ４から出力される加算波形Ｗｅ
　＋ｗ．＝ｗＣ＋Δｆ（ωｃＬ）（前記（４）式参照）
を用いて、デコーダ５をアクセスした場合に、第４Ａ図
（Ｃ）に示すように波形出力ｅとして、例えば振幅の絶
対値の最大値が１に正規化された１波形区間分の鋸歯状
波が読み出されるようなデータであり、加算波形Ｗｃ＋
Δｆ（ωｃｔ）から搬送信号Ｗｃを減算した同図（ｂ）
の斜線部の波形すなわち同図（ａ）の波形が記憶されて
いる。

また、波形出力ｅとして例えば第４Ｂ図（Ｃ）に示すよ
うに振幅の絶対値の最大値が１に正規化された１波形区
間分の矩形波が読み出されるようなデ一夕であり、加算
波形ｗｅ＋Δｒ（ωｃｔ）から搬送信号ＷＣを減算した
同図伽）の斜線部の波形すなわち同図（ａ）の波形が記
憶されている。

更に別の例として、波形出力ｅとして例えば第４Ｃ図（
Ｃ）に示すように振幅の絶対値の最大値が１に正規化さ
れた１波形区間分の非対称矩形波が読み出されるような
データであり、加算波形ＷＣ　＋Δｆ（ωｃｔ）から搬
送信号Ｗｃを減算した同図（ｂ）の斜線部の波形すなわ
ち同図（ａ）の波形が記憶されている。

これらの関係からわかるように、変調指数ｒ　（ｔ）の
値を１としたときに波形出力ｅとして所望の鋸山状波、
矩形波又は非対称矩形波を得たい場合には、対応する位
相差関数Δｒ（ωｃＬ）を求める必要がある．その求め
方は以下の通りである。

■まず、振幅が±１以内に正規化された１周期の波形出
力ｅの任意の搬送波位相角ω．につき、その位相角に対
応する正規化された波形出力ｅの振幅を求める． ■振幅の絶対値の最大値が１である三角波関数（前記（
７）式参照）上で、上記■で求まった振幅と等しい位置
の位相角を求める。

■上記■で求まる位相角から前記■の搬送波位相角ωｃ
ｔに対応する搬送信号Ｗｅの値を減算し、前記■の搬送
波位相角ωｃｌに対応する位相差関数Δｆ（ωｃｔ）を
求める． ■搬送波位相角ωｃｌを波形出力ｅ内の全域で変化させ
て上記■〜■の処理を繰り返し、波形出力ｅの各搬送波
位相角ω．に対応する位相差関数Δｒ（ωｃＬ）を求め
る。

以上■〜■の処理で求まる位相差関数Δｒ（ωｃｔ）を
第１図の変調波ＲＯＭ２に格納する。

上記位相差関数Δｒ（ωｅｔ）を、第４Ａ図〜第４Ｃ図
等に例示される複数の波形出力ｅにつき求めて変調波Ｒ
ＯＭ２に格納しておき、必要に応じて選択して出力する
ようにし、ＭＵＬ３で乗算される変調指数Ｂｔ）の値を
１とすることにより、第４Ａ図〜第４Ｃ図等に例示され
る鋸歯状波、矩形波、非対称矩形波等の様々な波形出力
ｅを得ることができる。

次に、第１図において、ＭＵＬ３で乗算される変調指数
Ｉ（ｔ）の値を変化させた場合について考える。

まず、変調指数Ｉ（ｔ）　＝０．０　　（時間的に一定
値）とすれば、第５図（ａ）のように加算波形ｗｃ＋Ｗ
．＝Ｗｃとなり無変調のｓｉｎ波の波形出力ｅを得るこ
とができる。

また、変調指数Ｂｔ）の値を０．３　、０．６　，　１
．０と変化させることにより（時間的に一定値）、第５
図ら）、（Ｃ）、（ｄ）のように順次深く変調された波
形出力ｅを得ることができる。このようにして、変調指
数ｒ　Ｂ）の値を変化させることにより、ｓｉｎ波から
原波形までの様々な変調波形を得られる。

また、変調指数１　（ｔ）を発音開始から消音までの間
で連続的に変化させることにより、例えば変調が深くか
かった状態から、楽音の減衰と共にｓｉｎ波に変化する
ような波形出力ｅを得ることも可能となる。更に、変調
指数１　（ｔ）の値を１以上にすれば、より深い変調が
かかった波形出力ｅを得られる。

１の　　　の　　　　におけるー゛コー　５と以上の楽
音波形発生装置に関する原理構成では、前記（７）式又
は第３図の関係已に示す特性を有するデコーダ５に対し
て、その波形出力ｅが正弦波となるような前記（３）式
又は第２図若しくは第３図の関係Ａに示すような搬送信
号Ｗｃを搬送波ＲＯＭ１に記憶させることにより、単一
正弦波の生成を可能にし、変調指数Ｉ（ｔ）＝Ｏの場合
には前記（６）式より波形出力ｅとしてｓｉｎ波が得ら
れた。

また、変調波ＲＯＭ２に第４Ａ図（ａ）、第４Ｂ図（ａ
）又は第４Ｃ図（ａ）に例示されるような位相差関数Δ
ｆ（ωｃＬ）を記憶させ、前記（５）式において変調指
数１（Ｌ）＝１とおくことにより、第４Ａ図（Ｃ）、第
４Ｂ図（Ｃ）、第４Ｃ図（Ｃ）に例示されるような所望
の波形出力ｅが得られた。

従って、変調指数Ｉ（ｔ）＝Ｏのときにｓｉｎ波が得ら
れ、Ｉ（Ｌ）−１のときに所望の波形出力ｅが得られれ
ば、デコーダ５の特性と搬送波ＲＯＭＩに記憶される搬
送信号ＷＣの特性の組合わせは、前記（７）式又は第３
図の関係Ｂと前記（３）式又は第２図若しくは第３図の
関係Ａとの組合わせに限られるものではなく、デコーダ
５で単一正弦波以外の元々倍音成分を含んでいる関数の
演算を行わせ、これに対してそのデコード出力Ｄが正弦
波となるような関数を搬送波ＲＯＭＩに記憶させ、その
上で変調波ＲＯＭ２に波形出力ｅが所望の波形となるよ
うな位相差関数Δｆ（ωｃｔ）を記憶させることで同様
の効果を得ることができる。第６図（ａ）〜（ｄ）に、
デコーダ５で演算される関数及び搬送波ＲＯＭＩに記憶
される関数の組み合わせの例を示す．同図において、搬
送波位相角ω．と搬送信号Ｗｃとを関係付ける関数が搬
送波ＲＯＭＩに記憶され、入力Ｘとデコード出力Ｄとを
関係付ける関数がデコーダ５で演算される。また、第６
図（ａ）〜（ｄ）に対応する特性を以下に示す． まず、第６図（ａ）に対応して第１図のデコーダ５で演
算される関数は以下のようになる。

Ｄ＝　（４／π）Ｘ ・　・　・　（０≦Ｘ≦π／４） Ｄ＝１ ・　・　・　（π／４≦Ｘ≦３π／４）Ｄ＝−　　（４
／π）Ｘ千４ ・　・　・　（３π／４≦Ｘ≦５π／４）Ｄ＝−　１ ・　・　・　（５π／４≦Ｘ≦７π／４）Ｄ＝　　（４
／π）ｘ−８ ・　・　・　（７π／４≦Ｘ≦２π） ・　・　・（９） また、第６図（ａ）に対応して第１図の搬送波ＲＯＭ１
に記憶される関数は以下のようになる。

Ｗｃ　−　（　π／　４　）　ｓｉｎ　（ｄｃｔ・・・
　（０≦ω．≦π／２） Ｗｃ　＝　−　（π／４）ｓｉｎ　ωｃｔ＋π・・・　
（π／２≦ω。、≦３π／２）Ｗｅ　＝　（π／４）ｓ
ｉｎ　ω，ｔ＋２π・・・　（３π／２≦ω．≦２π） ・・・Ｏｏ） 次に、第６図［有］）に対応して第１図のデコーダ５で
演算される関数は以下のようになる。

Ｄ＝ｓｉｎ２ｘ Ｄ＝１ （０≦Ｘ≦π／４） （π／４≦Ｘ≦３π／４） 更に、第６図（Ｃ）に対応して第１図のデコーダ５で演
算される関数は以下のようになる。

Ｄ＝ｓｉｎ　ｘ ・　（Ｏ≦Ｘ≦π／２） Ｄ＝ｓｔｎ　　（２Ｘ−π） ・　・　・　（３π／４≦Ｘ≦５π／４）Ｄ＝−１ Ｄ−−　（２／π）ｘ＋２ ・　・　・　（π／２≦Ｘ≦３π／２）Ｄ＝ｓｉｎ　　
ｘ ・　・　・　（５π／４≦Ｘ≦７π／４）Ｄ＝ｓｉｎ　
　（２ｘ−２π） （７π／４≦Ｘ≦２π） ・　・　・０１） また、第６図（ｂ）に対応して第１図の搬送波ＲＯＭ１
に記憶される関数は以下のようになる。

ＷＣ　＝ωｃｔ／２ ・　・　・　（０≦ω．≦π／２） Ｗｃ　　＝ωｃｔ／２＋ｚ／２ ・　・　・　（π／２≦ωｃｔ≦３π／２）Ｗｃ”ωｃ
ｔ／２＋π （３π／２≦ω．≦２π） ・　・　・０２） ・　・　・　（３π／２≦Ｘ≦２π） ・　・　・０３） また、第６図（Ｃ）に対応して第１図の搬送波Ｒ○Ｍ１
に記憶される関数は以下のようになる。

Ｗｃ＝ωｃＬ ・　・　・　（０≦ω．≦π／２） ＷＣ　　＝−　（π／　２）　ｓｉｎ　ω１＋π・　・
　・　（π／２≦ωｃ１≦３π／２）Ｗｃ”ω． ・　・　・　（３π／２≦ω。，≦２π）・　・　・０
滲 そして、第６図（ｄ）に対応して第１図のデコーダ５で
演算される関数は以下のようになる。

Ｄ＝　（２／π）Ｘ ・　・　・　（０≦Ｘ≦π／２） Ｄ＝ｓｉｎ　　ｘ ・　・　・　（π／２≦Ｘ≦３π／２）Ｄ＝　　（２／
π）Ｘ−４ ・　・　・　（３π／２≦Ｘ≦２π） ・　・　・０５） また、第６図（ｄ）に対応して第１図の搬送波ＲＯＭ１
に記憶される関数は以下のようになる。

Ｗｃ　＝　（π／２）ｓｉｎ　ωｃｔ ・・・　（Ｏ≦ωｃｔ≦π／２） ＷＣ　＝ωｃＬ ・　・　・　（π／２≦ωｃｔ≦３π／２）Ｗｃ　　＝
　　（π／２）ｓｔｎ　　ωｃｔ＋２π・　・　・　（
３π／２≦ωｃＬ≦２π）・０６） 以上、（９）式とＧＯ）式、ＯＤ式と０２１式、０３）
式と側式、ａＳ式と０６）式の組み合わせで、第１図の
ＭＵＬ３における変調指数１　（Ｌ）の値をＯとした場
合に、搬送波ＲＯＭＩから出力される搬送信号ＷＣがデ
コ−ダ５への入力Ｘとして入力されることにより、波形
出力ｅとして単一正弦波を出力させることができる． また、第６図（ａ）〜（ｄ）に示したようなデコーダ５
の関数により、変調深度関数Ｉ　（ｔ）の値を１にした
ときに、波形出力ｅとして鋸歯状波、矩形波、非対称矩
形波等の所望の波形出力を得るためには、前記第４Ａ図
〜第４Ｃ図の場合に説明した前記■〜■の手順と同様に
して、位相差関数Δｒ（ωｃｔ）を決定し、変調波ＲＯ
Ｍ２に記憶させればよい。

なお、第１図のＭＵＬ６で乗算される振幅係数Ａは、上
記各実施例では一定値として説明したが、実際には時間
的に変化し得るものであり、これにより楽音に振幅変調
されたエンベローブ特性を付加させることができる。

の　１の　　　の塁　　　　の ｋ皿 次に、第７図は、上記楽音波形発生装置の第１の実施例
の具体的構成図である。同図は、第１図の楽音波形発生
装置の第１の実施例の原理構成を基本としているため、
以下の説明では随時第１図等を参照しながら説明する。

コントローラ７は、特には図示しないパラメータ設定部
における設定状態及び例えば鍵盤部等の操作に従って、
キャリア周波数ＣＦ、モジュレータ周波数ＭＦ及びエン
ベローブ情報ＥＤ（エンベローブの各レート値、レベル
値等）を生成・出力する手段である。

アダー８は、その出力を被加算端子Ｂにフィードバック
させ、加算端子Ａにキャリア周波数ＣＦを入力させるこ
とにより、当該周波数のステップ幅ずつ順次増加してゆ
くｌＯビットの搬送波位相角ωＣｔＯ〜ωｃＬＩＯを生
成するための累算器である．ここで、搬送波位相角ωｃ
ｔＯ〜ωｃＬ１０は、第１図の搬送波位相角ω．に対応
する。また、キャリア周波数ＣＦは搬送波位相角ωｃｔ
の角速度ω。に対応する． 上記搬送波位相角ωｃｔＯ〜ωｃｔｌｏは、搬送波発生
回路９及び変調波発生回路１０に各アドレス信号として
入力する。なお、搬送波発生回路９は、第１図の搬送波
ＲＯＭ１に対応し、変調波発生回路１０は、同じく変調
波位相角ＲＯＭ２に対応する。

一方、エンベローブジェネレータ１１は、コントローラ
７からのエンベローブ情報ＥＤに基づいて端子Ｃ及びＭ
から１１ビット及び１０ビットの２チャネルの変調指数
１０〜１１０及び振幅係数ＡＭＰＯ〜Ａ　Ｍ　Ｐ　１０
を出力する。なお、これらは各々、第１図の変調指数Ｉ
　（ｔ）及び振幅係数Ａに対応し、共に時間的に変化し
得る。

変調指数■０〜１１０は１以下の値をとり、乗算器１２
の端子Ｂに入力して、端子Ａに人力する変調波発生回路
１０からの出力と乗算され、１１ビットの変調信号ＷＨ
　Ｏ−ＷＭＩＯを出力する。ここで、乗算器１２と変調
信号ＷＭＯ〜Ｗ９１０は、各々、第１図のＭＵＬ３及び
変調信号Ｗ４に対応する． 前記搬送波発生回路９及び上記乗算器１２から出力され
る搬送信号Ｗ　ｃ　Ｏ〜ＷｃｌＯ及び変調信号ＷＭＯ〜
ＷＭＩＯは、各々アダーｌ３の端子Ａ及びＢに入力し加
算され、１１ビットの加算波形ＯＯ〜０１０を出力する
。なお、アダー１３及び加算波形００〜ｏｉｏは、各々
、第１図のＡＤＤ４と加算波形ｗｃ＋Ｗ．に対応する。

上記加算波形ＯＯ〜０１０は、三角波デコーダ１４のア
ドレス信号となり、１０ビットのデコード出力ＭＡＯ〜
ＭＡ９を出力させる．ここで、三角波デコーダ１４及び
デコード出力ＭＡ　Ｏ　−ＭＡ　９は、各々、第１図の
デコーダ５及びデコード出力Ｄに対応する。

上記デコード出力ＭＡＯ〜ＭＡ９は、更に乗算器１５の
端子Ａに入力し、端子Ｂに入力する振幅係数ＡＭＰＯ〜
ＡＭＰ９と乗算されて振幅変調される．なお、振幅係数
ＡＭＰＯ〜ＡＭＰ９は１以下の値をとる． このようにして生成されたデジタル楽音信号は、Ｄ／Ａ
変換器ｌ６及びローバスフィルタ１７においてアナログ
楽音信号に変換され、特には図示しないサウンドシステ
ムから放音される。

以上の構成により、演奏者による演奏操作に対応してコ
ントローラ７から出力されるキャリア周波数ＣＦ及びエ
ンベローブ情報ＥＤを制御することにより、該演奏操作
に基づいて音高、音量及び音色等が制御された楽音を、
第１図の場合と全く同様にして出力し、放音させること
ができる。

次に、第８図に第７図の搬送波発生回路９の第１の実施
例の構成を示す。

＃０〜＃９の排他論理和回路（以下、ＥＯＲと呼ぶ）１
９の各第１の入力端子には、第７図のアダー８からの最
上位ビットの搬送波位相角ωｅｄＯが入力し、また、各
第２の入力端子には０〜９ビットの搬送波位相角ωＣＬ
Ｏ〜ωｃｔ９が入力する。

＃０〜＃９のＥＯＲ１９の出力ＡＯ−Ａ９は、Ａ波搬送
波ＲＯＭ１Ｂの各アドレス信号として入力する。

η波搬送波ＲＯＭ１８（７）ＲＯＭ出力ＤＯ〜Ｄ９は、
各々、＃０〜＃９のＥＯＲ２０の第１の入力端子に人力
する．また、＃０〜＃９のＥＯＲ２０の第２の入力端子
には最上位ビットの搬送波位相角ωｃｄＯが入力する。

＃θ〜＃９のＥＯＲ２　０の各出力及び最上位ビットの
搬送波位相角ω，Ｌ１０は、搬送信号Ｗ　ｃ　Ｏ〜Ｗ　
ｃ　１０として第７図のアダー１３に出力される。

上記第１の実施例の動作を第９図の動作説明図に基づい
て説明する。

まず、第８図の２波搬送波ＲＯＭ１Ｂには、前記第２図
又は（３）式で説明した搬送信号Ｗｅのうち、η周期分
（０〜π（ｒａｄ　）　）に相当する波形が記憶されて
いる。すなわち、前記（３）式より、第８図の２波搬送
波ＲＯＭ１Ｂの出力ＤＯ〜Ｄ９で定まる値をＹ１とすれ
ば、 Ｙ１＝　（π／２）ｓｉｎ　（Ｊ）． ・・　（０≦ω．≦π／２） Ｙｌ＝ｚ　−　　（ｇ／２）ｓｉｎ　　（Ｊ）ｅＬ・・
　（π／２≦ω．≦π） ・・・０′ｒ） なる波形が記憶されている。なお、ここでいう搬送波位
相角ω，ｔとは、ωＣＬＯ〜ωｃｔ９で定まる値をいう
。

一方、第７図のアダー８から出力される搬送波位相角ω
ｅｔＯ〜ωｃｔｌ．ｏは、最上位ビ・冫トωｅｔｌｏが
論理０の状態で下位１０ビットωｃｔＯ〜ωｅｔ９のフ
ルレンジによって、０〜π（ｒａｄ　）の位相角を指定
でき、更に、最上位ビットωｃｔ１０が論理１の状態で
、下位１０ビットωｅｔＯ〜ωｃｔ９のフルレンジによ
って、π〜２π（ｒａｄ　）の位相角を指定できる。

従って、今、第７図のアダー８で搬送波位相角ωｃｔＯ
〜ωｃｔｌｏのフルレンジが指定される時間をＴとすれ
ば、まず時間０−Ｔ／２において、第９図（ロ）のよう
に、最上位ビットの搬送波位相角ω．１０が論理Ｏで、
かつ、同図（ａ）のように、下位１０ビットの搬送波位
相角ωＣｔＯ〜ωｃｔ９のフルレンジが指定される．そ
して、このとき＃０〜＃９のＥＯＲ　１　９の第１の入
力端子には、論理Ｏの最上位ビットの搬送波位相角ωｅ
ｔ１０が入力しているため、時間０−Ｔ／２で下位１０
ビットの搬送波位相角ωｃｔＯ〜ωｃｔ９の値が順次増
加で、第９図（Ｃ）のように、それと全く同様の関係で
順次増加するアドレス信号ＡＯ〜Ａ９が得られる。この
結果、第８図の２波搬送波ＲＯＭ１８の出力ＤＯ〜Ｄ９
は、第９図（ｄ）に示すように、前記θ′７）式に基づ
くＯ〜π（ｒａｄ　）の範囲の波形が順次読み出される
。

そして、この波形は＃０〜＃９のＥＯＲ２０の第１の入
力端子に入力するが、上記ＥＯＲ２０の第２の人力端子
には、論理Ｏの最上位ビットの搬送波位相角ωｅｔｌｏ
が入力しているため、その出力の下位１０ビットの搬送
信号ＷｃＯ−Ｗｃ９は、第９図（ｅ）のように、同図（
ｄ）の出力Ｄｏ−Ｄ９と全く同様の波形が出力される。

更に、最上位ビットの搬送信号ＷｃｌＯは、最上位ビッ
トの搬送波位相角ωｃｔ１０に等しく論理Ｏであるため
、結局、第９図げ）の時間０−Ｔ／２で示されるように
、同図（田の出力ＤＯ−０９と全《同様の波形が搬送信
号Ｗ　ｃ　Ｏ〜ＷｃｌＯとして出力される。

次に、時間Ｔ／２〜Ｔでは、第９図（ｂ）のように、最
上位ビットの搬送波位相角ωｃｔｌｏが論理１で、かつ
、同図（ａ）のように、下位１０ビットの搬送波位相角
ωＣｔＯ〜ω。ｔ９のフルレンジが指定される．そして
、このとき＃０〜＃９のＥＯＲ１．９の第１の入力端子
には、論理ｌの最上位と・ントの搬送波位相角ωｃｔｌ
Ｏが入力するため時間Ｔ／２〜Ｔにおいて下位１０ビッ
トの搬送波位相角ωｃｔＯ〜ω．９の値が順次増加する
ことにより、第９図（Ｃ）のように、それと全く逆の関
係で順次減少するアドレス信号ＡＯ〜Ａ９が得られる．
これにより、第８図のｚ波搬送波ＲＯＭ１Ｂ（７）出力
Ｄｏ−Ｄ９は、第９図（ｄ）に示すように、前記面式に
基づく０〜π（ｒａｄ　）の範囲の波形が逆方向に読み
出される。

そして、この波形は＃０〜＃９のＥＯＲ２０の第１の入
力端子に入力するが、上記ＥＯＲ２０の第２の入力端子
には論理１の最上位ビ・ントの搬送波位相角ωｃｉｌｏ
が入力しているため、その出力である下位ＩＯビットの
搬送信号Ｗ　ｃ　Ｏ　＝　Ｗ　ｃ　９は、第９図（ｅ）
のように、同図（ｄ）の出力Ｄｏ−Ｄ９に対して増減関
係が反転された波形が出力される。これに加え、最上位
ビットの搬送信号ＷｄＯは、最上位ビットの搬送波位相
角ω−ｔｌｏに等し《論理１であるため、上記出力に下
位１０ビットの搬送波位相角ωｃｔＯ〜ωｃｔ９のフル
レンジ分にあたるπ（ｒａ．ｄ　）のオフセνトが重畳
され、結局、第９図（ｆ）の時間Ｔ／２〜Ｔで示される
波形が、搬送信号ＷｃＯ〜ＷｄＯとして出力される。

以上の動作からわかるように、時間０〜Ｔの範囲で出力
される波形は、前記第２図又は（３）式で説明した搬送
信号Ｗｃと全く同様の波形が出力される。そして、この
第１の実施例の場合、第８図の２波搬送波ＲＯＭ１８に
は、第２図の１周期分の波形に対して２周期分の波形を
記憶させればよいため、単純に１周期分の波形を記憶さ
せる場合に比較してメモリ容量を％にすることができる
。

第１０図に第７図の搬送信号発生回路９の第２の実施例
の構成を示す。

＃０〜＃８のＥＯＲ２２の各第１の入力端子には、第７
図アダー８からの１０ビット目の搬送波位相角ωｃｔ９
が入力し、また各第２の入力端子にはθ〜８ビットの搬
送波位相角ωｃｔＯ〜ωｃｔ８が入力する。

＃０〜＃８のＥＯＲ２２の出力ＡＯ〜Ａ８は、Ｘ波搬送
波ＲＯＭ２　１の各アドレス信号となる。

２波搬送波ＲＯＭ２　１（７）ＲＯＭ出力ＤＯ−ＤＢは
、各々、＃０〜＃８のＥＯＲ２３の第１の入力端子に入
力する。また、＃０〜＃８のＥＯＲ２３の第２の入力端
子にはｌＯビット目の搬送波位相角ωｃｔ９が入力する
。

＃０〜＃８のＥＯＲ２０の各出力、１０ビット目の搬送
波位相角ω。，９及び最上位ビットの搬送波位相角（Ｊ
）ｅｔｌｏは、搬送信号Ｗｃ　Ｏ−ＷｃｌＯとして第７
図のアダー１３に出力される。

上記第２の実施例の動作を第１１図の動作説明図に基づ
いて説明する。

まず、第１０図ノＸ：Ｉ１．ｖｉ送波ＲＯＭ２１には、
前記第２図又は（３）式で説明した搬送信号Ｗｃのうち
、Ｘ周期分（０〜π／　２　（ｒａｄ　）　）に相当す
る波形が記憶されている。すなわち、前記（３）式より
、第１０図のＸ波搬送波ＲＯＭ２１からの出力Ｄｏ〜Ｄ
８で定まる値をＹ２とすれば、 Ｙ２　−　（ｚ／２）ｓｉｎ　（１）ＣＬ・・　（０≦
ωｃｔ≦π／２） ・・・０８） なる波形が記憶されている。なお、ここでいう搬送波位
相角ω。，とは、ωＣｔＯ〜ωｃｔ８で定まる値をいう
。

一方、第７図アダー８から出力される搬送波位相角ωｃ
ｔＯ〜ωｃｔ１０は、最上位ビットω，，１０と１０ビ
ット目ωｃｔ９の論理の組み合わせ（ωｃｔ１０、ωｃ
ｔ９）で、（０、０）となる場合に下位９ビットωＣｔ
Ｏ〜ωｅｔ８のフルレンジによって、０〜π／２　（ｒ
ａｄ　］の位相角を指定でき、（０、１）となる場合に
下位９ビットωｅｔｏ〜ωｃｔ８のフルレンジによって
、π／２〜π（ｒａｄ　）の位相角を指定でき、（Ｌ　
Ｏ）となる場合に同様にπ〜３π／　２　（ｒａｄ　）
の位相角を指定でき、（１、１）となる場合に同様に３
π／２〜２π（ｒａｄ　）の位相角を指定できる．以下
、上記４つの各場合毎に説明する。

今、第７図のアダー８で搬送波位相角ωｃｔＯ〜ωｃｔ
ｌｏのフルレンジが指定される時間をＴとすれば、上記
第１の場合として、（ωｃｔｌｏ、ωｃｔ９）＝（０、
０）となる場合は、第１１図（ロ）及び（Ｃ）のように
、時間０−Ｔ／４に相当する。この時間範囲においては
、＃０〜＃８のＥＯＲ２２の第１の入力端子には、論理
Ｏの１０ビット目の搬送波位相角ωＣＬ９が入力してい
るため、時間０　−Ｔ／　４で下位９ビットの搬送波位
相角ωＣｔＯ〜ω。，８の値が順次増加することにより
、第１１図（ｄ）のように、それと全く同様の関係で順
次増加するアドレス信号ＡＯ−Ａ８が得られる。これに
より、第ｌＯ図の％ｕ送波ＲＯＭ２　１の出力ＤＯ〜Ｄ
８は、第１１図（ｅ）のように、前記０８）式に基づく
Ｏ〜π／２　（ｒａｄ　）の範囲の波形が順次読み出さ
れる。そして、この波形は＃０〜＃８のＥＯＲ２３の第
１の入力端子に入力するが、上記Ｅ　Ｏ　Ｒ　２−　３
の第２の入力端子には論理Ｏの１０ビット目の搬送波位
相角ωｃＬ９が入力しているため、その出力の下位９ビ
ットの搬送信号Ｗ　ｃ　Ｏ　＝　Ｗ　ｃ　８は、第１１
図（ｆ）のように、同図（ｅ）の出力ＤＯ−ＤＢと全く
同様の波形が出力される。更に、１０ビット目及び最上
位ビットの搬送信号Ｗ　ｃ　９及びＷｄＯは、ｌＯビッ
ト目及び最上位ビットの搬送波位相角ωｃｔ９及びωｃ
Ｌ１０に等しく共に論理０であるため、結局、第１・１
図（噂の時間０−Ｔ／４で示されるように、同図（ｅ）
の出力ＤＯ〜Ｄ８と全く同様の波形が搬送信号ＷｃＯ〜
ＷｃｌＯとして出力される。

次に、第２の場合として、（ωｃｔｌｏ、ωＣＬ９）＝
（０，１）となる場合は、第１１図（ｂ）及び（Ｃ）の
ように、時間Ｔ／４〜Ｔ／２に相当する。この時間範囲
においては、＃０〜＃８のＥＯＲ２２の第１の入力端子
には、論理ｌの１０ビット目の搬送波位相角ωｃｔ９が
人力するため時間Ｔ／４〜Ｔ／２において下位９ビ・冫
トの搬送波位相角ωｃｌ〜ωｃｔ８の値が順次増加する
ことにより、第１１図（ｄ）のように、それと全く逆の
関係で順次減少するアドレス信号ＡＯ〜Ａ８が得られる
。これにより、第１０図Ａ波搬送波ＲＯＭ２　１の出力
Ｄｏ〜Ｄ８は、第１１図（ｅ）に示すように、前記０８
）弐に基づく０〜π／２（ｒａｄ）の範囲の波形が逆方
向に読み出される。そして、同波形は＃０〜＃８のＥＯ
Ｒ２３の第１の入力端子に入力するが、上記ＥＯＲ２３
の第２の入力端子には論理１０１０ビット目の搬送波位
相角ωｃｔ９が入力するため、その出力である下位９ビ
ットの搬送信号Ｗ　ｃ　Ｏ〜Ｗｃ８は、第１１図（ｆ）
のように同図（ｅ）の出力ＤＯ−ＤＢに対して増減関係
が反転された波形が出力される。これに加え、ｌＯビッ
ト目及び最上位ビットの搬送信号Ｗ　ｃ　９及びＷｃｌ
Ｏは、１０ビット目及び最上位ビットの搬送波位相角ω
ｃｔ９及びω，，工０に等しく各々の論理はｌ及びＯで
あるため、上記出力に下位１０ビットの搬送波位相角ω
ｃｔＯ〜ωｃｔ９のフルレンジ分にあたるπ／２（ｒａ
ｄｌのオフセットが重畳され、結局、第１１図（（至）
の時間Ｔ／４〜Ｔ／２で示されるような波形が搬送信号
Ｗ　ｅ　Ｏ〜Ｗ　ｃ　１０として出力される。

続いて、第３の場合として、（ωｃ（１０、ωｃｔ９）
＝（１、０）となる場合は、第１１図（ｂ）及び（Ｃ）
のように、時間Ｔ／２〜３Ｔ／４に相当する。この時間
範囲においては、１０ビット目の搬送波位相角（ｄ　ｃ
　ｔ　９　（０　３ｍ　理カＯ　テアルタ控、ＥＯＲ２
２、２波搬送波ＲＯＭ２　１及びＥＯＲ２３における動
作は、前記第１の場合と全く同様である。従って、ＥＯ
Ｒ２３の出力である下位９ビットの搬送信号Ｗｅ　Ｏ　
＝　Ｗｃ　８は、第１１図げ）のように、同図（８）の
出力ＤＯ〜Ｄ８と全く同様の波形が出力される。

これに加え、１０ビット目及び最上位ビットの搬送信号
Ｗ　ｃ　９及びＷ　ｃ　１０は、１０ビット目及び最上
位ビットの搬送波位相角ωｃｔ９及びωｃＬＩＯに等し
く各々の論理はＯ及びｌであるため、上記出力に下位９
ビットの搬送波位相角ωｃｌ〜ωｃｔ８のフルレンジ分
の２倍にあたるπ（ｒａｄ　）のオフセットが重畳され
、結局、第１１図（匂の時間Ｔ／４〜Ｔ／２で示される
ような波形が搬送信号ＷＣＯ〜ＷｃｌＯとして出力され
る。

最後に、第４の場合として、（ωｃｔ１０、ωｃｔ９）
＝（１、１）となる場合は、第１１図（ｂ）及び（Ｃ）
のように、時間３Ｔ／４．〜Ｔに相当する。この時間範
囲では、１０ビット目の搬送波位相角ωＣＬ９の論理が
１であるため、ＥＯＲ２２、２波搬送波ＲＯＭ２１及び
ＥＯＲ２３における動作は、前記第２の場合と全く同様
である。従って、ＥＯＲ２３の出力の下位９ビットの搬
送信号Ｗ　ｃ　Ｏ　＝　Ｗ　ｃ　８は、第１１図（ｆ）
のように同図（ｅ）の出力ＤＯ〜Ｄ８に対して増減関係
が反転された波形が出力される．これに加えて、１０ビ
ット目及び最上位ビットの搬送信号Ｗｃ９及びＷｄＯは
、１０ビット目及び最上位ビットの搬送波位相角ωｃｔ
９及びωｃｔｌｏに等しく共に揄理１であるため、上記
出力に下位９ビットの搬送波位相角ωＣｔＯ〜ωｃｔ８
のフルレンジ分の３倍にあたる３π／　２　（ｒａｄ　
）のオフセットが重畳され、結局、第１１図（粉の時間
３Ｔ／４〜Ｔで示される波形が、搬送信号ＷｃＯ＝Ｗｃ
ｌＯとして出力される． 以上の動作からわかるように、時間０〜Ｔの範囲で出力
される波形は、前記第２図又は（３）式で説明した搬送
信号Ｗｃと全く同様の波形が出力される。そして、この
第２の実施例の場合、第１０図のＺ波搬送波ＲＯＭ２　
１には、第２図の１周期分の波形に対してＸ周期分の波
形を記憶させればよいため、メモリ容量を、前記第１の
実施例に比較して更に２、単純に１周期分の波形を記値
させる場合に比較してＸにすることができる。

次に、第１２図に第７図の三角波デコーダ１４の実施例
を示す． ＃９の２つの各入力端子には、第７図アダー１３からの
１０ビット目及び最上位ビットの加算波形０９及び０１
０が入力し、この出力は＃０〜＃８のＥＯＲ２４の各第
１の入力端子に入力する。また、＃０〜＃８のＥＯＲ２
４の各第２の入力端子にはＯ〜８ビットの加算波形００
〜０８が入力する。

上記＃０〜＃８のＥＯＲ２４の各出力はデコード出力Ｍ
ＡＯ−ＭＡ８として、また、最上位ビットの加算波形０
１．０は符号ビットを表す最上位ビットのデコード出力
ＭＡ９として第７図の乗算器１５に出力される。

上記実施例の動作を以下に説明する。

今、加算波形００〜０１０で定まる値Ｚが時間経過に正
比例して順次増加すると仮定し、加算波形００〜０１０
のフルレンジで１周期分すなわちＯ〜２π（ｒａｄ　）
の位相角を指定できるとする。そして、まず第１の場合
として、加算波形の最上位ビット０１０と１０ビット目
ｏ９の論理の組み合わせ（０１０、０９）が（０、０）
となる場合は、加算波形００〜０１０の示す値がＯから
フルレンジの４分の１すなわちπ／２　（ｒａｄ　）ま
で変化する場合である。そして、この範囲では＃９のＥ
ＯＲ２４の出力は論理０となるため、＃０〜＃８のＥＯ
Ｒ２４に入力する加算波形ＯＯ〜０８が時間経過と共に
順次増加するに従って、それと全く同様の波形が下位９
ビットのデコード出力ＭＡ　Ｏ　−ＭＡ　８として現れ
る。更に、符号ビットである最上位ビットのデコード出
力ＭＡ９は、最上位ビットの加算波形０１０に等しく論
理Ｏであり、従って、上記範囲では正のデコード出力を
生成する。これを式で表すと、前記デコード出力ＭＡＯ
〜ＭＡ９で定まる値をＷとすれば、 Ｗ＝Ｚ　　　但し、　（０≦Ｚ≦π／２）・　・　・０
９） となる． 第２の場合として、（０１０、０９）＝　（０、１）と
なる場合は、加算波形００〜０１０の示す値が、π／２
〜π（ｒａｄ　）まで変化する場合である．そして、こ
の範囲では＃９のＥＯＲ２４の出力は論理ｌとなるため
、＃０〜＃８のＥＯＲ２４に入力する加算波形ＯＯ〜０
８が時間経過と共に順次増加するに従って、それと全く
逆の関係で順次減少する波形が下位９ビットのデコード
出力ＭＡＯ〜ＭＡ８として出力される。更に、符号ビッ
トである最上位ビットのデコード出力ＭＡ９は、最上位
ビットの加算波形０１０に等しく論理０であり、従って
、上記範囲では正のデコード出力を生成する。

これを式で表すと、 Ｗ＝−Ｚ＋π 但し、　（π／２≦Ｚ≦π）　　　・　・　・１２Ｇと
なる。

第３の場合として、（０１０、０９）＝　（１、０）と
なる場合は、加算波形００〜０１０の示す値が、π〜３
π／２　（ｒａｄ　）まで変化する場合である。

そして、この範囲では＃９のＥＯＲ２４の出力は前記第
２の場合と同様に論理ｌとなるため、＃０〜＃８のＥＯ
Ｒ２４の状態も前記第２の場合と同様で、入力する加算
波形ｏＯ〜０８が時間経過と共に順次増加するに従って
、それと全く逆の関係で順次減少する波形が下位９ビッ
トのデコード出力ＭＡＯ−ＭＡ８として出力される。一
方、符号ビットである最上位ビットのデコード出力ＭＡ
９は、最上位ビットの加算波形０１０が論理１に変化し
たため、上記範囲では負のデコード出力を生成する。こ
れを式で表すと、 Ｗ＝−Ｚ＋π 但し、（π≦Ｚ≦３π／２）・　・　・（２１）となる
。

第４の場合として、（０１０、０９）＝　（１、１）と
なる場合は、加算波形００〜０１０の示す値が、３π／
２〜２π（ｒａｄ　）まで変化する場合である．そして
、この範囲では＃９のＥＯＲ２　４の出力は前記第１の
場合と同様に論理０となるため、＃０〜＃８のＥＯＲ２
４の状態も前記第１の場合と同様で、入力する加算波形
ＯＯ〜０８が時間経過と共に順次増加するに従って、そ
れと全く同様の波形が下位９ビットのデコード出力ＭＡ
　Ｏ　−ＭＡ　８として出力される。一方、符号ビット
である最上位ビットのデコード出力ＭＡ９は、最上位ビ
ットの加算波形０１０が論理ｌであるため、上記範囲で
は負のデコード出力を生成する。これを式で表すと、 Ｗ＝Ｚ−２π 但し、　（３π／２≦２≦２π）・　・　・（２２）と
なる． 以上の第１〜第４の場合に対応する（１９）〜（２２）
式をまとめると、 Ｗ工Ｚ 但し、（０≦Ｚ≦π／２） Ｗ＝−Ｚ＋π 但し、　（π／２≦Ｚ≦３π／２） Ｗ−Ｚ−２π 但し、　（３π／２≦２≦２π） ・　・　・（２３） となる。

ここで、第１図のデコーダ５の特性として既に示した前
記（７）式を変形すると、 Ｄ＝　　（２／π）Ｘ ・　・　（０≦Ｘ≦π／２） Ｄ−　（２／π）（＝Ｘ十π） ・　（π／２≦Ｘ≦３π／２） Ｄ−　（２／π）（ｘ　−　２π） ・　・　（３π／２≦Ｘ≦２π） ・　・　・（２４） となる．上記（２４）式と前記（２３）式を比較すると
、入出力の関係は、全体的なゲインが２／π異なるだけ
で、実質的に全く同じ関係であり、従って、第１２図に
示される第７図の三角波デコーダ１４は、前記（７）式
の特性で示される第１図のデコーダ５と全く同様に動作
することがわかる。

続いて、第７図の変調信号発生回路１０は、第１図の変
調波位相角ＲＯＭ２に対応ずる。

まず、変調波位相角ＲＯＭ２の構成を第１３図に示す．
このＲＯＭは、ＡＯ−Ａ１２の１３ビットのアドレス入
力を有し、まず、上位２ビットのアドレスＡＩｌＳＡ１
２に波形ナンバーセレクト信号ＷＮαとして、θ〜２の
値（１０進）を入力させることにより、例えば第４Ａ図
〜第４Ｃ図の３種類の各位相差関数Δｆ〔ωｃＬ）が記
憶されているアドレス領域のうち任意の１つを指定する
ことができる。なお、この指定は、特には図示しない選
択スイッチにより演奏者が任意に行えるようにし、この
スイッチ状態を第７図のコントローラ７が検出し、それ
に対応する値を有する波形ナンバーセレクト信号ＷＨＯ
．を変調信号発生回路１０に供給するようにすればよい
。

このようにして、上記位相差関数Δｆ（ωｃｔ）を選択
した後、ＡＯ−ＡＩＯの下位１１ビットに第７図のアダ
ー８から搬送波位相角ωＣｔＯ〜ωｃｔ１０を入力させ
ることにより、変調信号ＷＭＯ〜ＷＭ１０を第７図の変
調信号発生回路１０及び乗算器１２を介して出力させる
ことができる。

以上、第７図の実施例の搬送信号発生回路９、変調信号
発生回路１０及び三角波デコーダ１４について具体的な
回路を示したが、そのほかアダー８、ＩＯ、１４又は乗
算器ｌ２、１６等は公知の回路で実現でき、エンベロー
プジェネレー夕１１についても、電子楽器における公知
のものを用いれば実現可能である。

また、上記第７図の実施例では、１音の楽音波形を出力
するための回路として説明したが、同図のアダー８、搬
送信号発生回路９、変調信号発生回路１０，エンベロー
ブジエネレータ１１、乗算器ｌ２、アダーｌ３、三角波
デコーダ１４及び乗算器１５を時分割で動作できるよう
に構成し、Ｄ／Ａ変換器１６の入力段で、各時分割チャ
ネルの楽音を各サンプリング周期毎に累算するようにす
れば、複数の楽音波形を並列して発音させることが可能
となる． の　２の　　の 次に、第１４図は、本発明による楽音波形発生装置の第
２の実施例の原理構成図である．前記第１図及び第７図
の第１の実施例では、波形出力ｅとして各ピッチ周期毎
に規則的に繰り返す鋸歯状波、矩形波、非対称矩形波等
の所望の波形を得られ、かつ、当該波形と正弦波との間
で波形の特性を連続的に変化させることのできる。これ
に対して、以下に説明する第２の実施例では、更に、波
形出力どして自然楽器の発音開始から消音までの各ピッ
チ周期の楽音波形等に対応する任意の波形を得られ、か
つ、当該波形と正弦波との間で波形の特性を連続的に変
化させることのできることを特徴としている。以下、第
１４図以降、順次説明してゆく。

まず、波形データＲＯＭ　２　５からは時間的に増加す
るアドレスデータＡｄｄ（ｔ）に従って、周期データＦ
（ｔ）、位相差データＭ（ｔ）及び各波形区間毎（後述
する）に一定な値の正規化係数Ｋ（区間）が互いに同期
して読み出される．まず、位相差データＭ（ｔ．）（ｒ
ａｄ　３は、乗算器２日で変調指数■と乗算された後、
加算器２７で周期データＦ（ｔ）　（ｒａｄ　）と加算
され、ｓｉｎ波（正弦波）を変調するための位相角デー
タＦ（ｔ）＋Ｉ　−　Ｍ（ｔ）が得られる。同データは
、ｓｉｎ波データを記憶しているＲＯＭメモリであるｓ
ｉｎ　ＲＯＭ　２　６からｓｆｎ波を変調して読み出す
ためのアドレス信号として同ＲＯＭに人力する。ｓｉｎ
ＲＯＭ２６から読み出された変調出力Ｄ（ｔ）は、乗算
器２９において前記波形データＲＯＭ２５から各波形区
間毎に読み出される正規化係数Ｋ（区間）と乗算された
後、波形出力ＯＵＴ　（ｔ）として出力される。

ここで、ｓｉｎ　ＲＵＭ　２　６に記憶れているｓｉｎ
波の振幅の絶対値の最大値は１になるように正規化され
ている。

上記原理構成に基づく第１４図の楽音波形発生装置の動
作につき、以下に説明する。

まず、自然楽器等の楽音波形の原波形ＯＲＧ（ｔ）を、
第１５図（ａ）のように、例えば基本波の各周期区間（
ピッチ周期）毎に波形区間Ａ−Ｄに分割する．そして、
各波形区間内で、Ｏ　（ｒａｄ　）以上２π（ｒａｄ　
）未満の間で第１５図（ｂ）の様に時間ｔの経過と共に
順次線形に増加する位相角データを、第１４図の波形デ
ータＲＯＭ２５から読み出される周期データＦ（ｔ）　
（ｒａｄ　）とする。今、第１４図の変調指数Ｉを０と
し上記周期データＦ（ｔ）そのものにより、ｓｉｎ　Ｒ
ＯＭ　２　６に記憶されているｓｉｎ波をその位相角を
線形に指定して読み出し出力ｓｉｎ　（Ｆ　（ｔ））を
得た場合、第１５図（Ｃ）のように各波形区間Ａ〜Ｄ毎
に０〜２π（ｒａｄ　）の位相角に対応する１周期ずつ
のｓｉｎ波が無変調で読み出される。なお、各波形区間
Ａ−Ｄは、正確にピッチ周期に対応する必要はなく、特
に打楽器音のように周期性の弱い楽音では、例えば適当
なゼロクロス点（振幅が０の時点）からゼロクロス点ま
でを１波形区間としてよい。

次に、第１４図の波形データＲＯＭ　２　５から読み出
される位相差データＭ（ｔ）は、乗算器２８で乗算され
る変調指数Ｉの値を１として、加算器２７から出力され
る第１６図（ｂ）の位相角データＦ（ｔ）＋ｓ（ｔ）を
用い、ｓｉｎ　ＲＯＭ　２　６に記憶されている１周期
分のｓｉｎ波を変調して読み出した場合に、第１６図（
ａ）に示すように波形出力ＯＵＴ　（ｔ）として振幅の
絶対値の最大値が１に正規化された１波形区間分の原波
形ＯＲＧ　（ｔ）が読み出されるようなデータであり、
第１６図（Ｃ）に示される。

また、第１４図の波形データＲＯＭ　２　５から読み出
される各波形区間毎の正規化係数Ｋ（区間）は、前記し
たように第１４図のｓｉｎ　ＲＯＭ　２　６に記憶され
ているｓｉｎ波の振幅の絶対値の最大値が１に正規化さ
れているため、波形区間毎に最終的な原波形ＯＲＧ（ｔ
）の振幅に戻すための係数である。

以上の関係より、 ＯＵＴ（ｔ）　−Ｋ（区間）　・ｓｉｎ（Ｆ（ｔ）＋Ｉ
　−　Ｍ（ｔ））・　・　・（２５） ＯＲＧ　（む）一Ｋ（区間）　・ｓｉｎ（Ｆ（ｔ）＋Ｍ
（ｔ））・　・　・（２６） の関係があることがわかる．これらの関係からわかるよ
うに、各波形区間毎に、変調指数■の値を１としたとき
に波形出力ＯＵＴ　（ｔ）として所望の原波形ＯＲＧ（
ｔ）を得たい場合には、その波形区間の原波形ＯＲＧ（
ｔ）に対応する周期データＦ（ｔ）、位相差データＭ（
ｔ）及び正規化係数Ｋ（区間）を求める必要がある．そ
の求め方を第１５図の原波形ＯＲＧ（ｔ）の波形区間Ａ
の場合を例にとって説明する。

まず、周期データＦ（ｔ）の導出法については、第１５
図（ｂ）で既に説明した． 次に、第１５図（ａ）の波形区間Ａで原波形ＯＲＧ（ｔ
）の振幅の絶対値の最大値を正規化係数Ｋ（区間Ａ）と
する．そして、同区間の原波形ＯＲＧ（ｔ）の各振幅値
を上記正規化係数Ｋ（区間）で除算することにより、第
１６図（ａ）のように振幅が±１以内になるように正規
化する．なお、第１６図（ａ）では、正負の絶対値の最
大値が共に１となっているが、どちらか一方のみ最大値
が１となり他方は１以下となってもかまわない。

次に、このようにして得られる正規化された原波形ＯＲ
Ｇ　（ｔ）を用いて、以下の■〜■の処理によって位相
差データＭ（ｔ）を求める（なお、第１７図を参照）。

■まず、正規化された原波形ＯＲＧ（ｔ）の波形区間Ａ
内の任意の時間１．につき、その時間Ｌ．に対応する正
規化された原波形ＯＲＧ（ｔ）の振幅Ａ．を求める（第
１７図（ａ））． ■振幅の絶対値の最大値が１であるｓｉｎ波上で、上記
■で求まった振幅Ａ．と等しい位置の位相角ρ、を求め
る（第１７図［有］））この場合、原波形ＯＲＧ（ｔ）
内の時間Ｌ８の位置と、ｓｉｎ波内の位相角ｐ８の位置
は、概略同じ関係になるように求める。すなわち、例え
ば時間Ｌ８が波形区間八の先頭から１／４程度以内の位
置にあれば、位相角も先頭から１７４程度以内の０〜π
／２付近で決定するようにする． ■上記■で求まる位相角ｐ１と、予め求めてある波形区
間Ａの周期データＦ（ｔ）を用いて、ρ、−Ｆ（ｔ．エ
） として時間１．に対応する位相差データＭ（ｔ，）を求
める（第１７図（Ｃ））。

■時間１．を波形区間Ａ内の全域で変化させて上記■〜
■の処理を繰り返し、波形区間八の各時間ｔに対応する
位相差データＭ　（Ｌ）を求める。

以上■〜■の処理を第１５図（ａ）の原波形ＯＲＧ　（
ｔ）の各波形区間Ａ−Ｄ毎に繰り返し、各波形区間毎に
求まる周期データｐ（Ｌ）、位相差データＭ（ｔ）及び
正規化係数Ｋ（区間）を第１４図の波形データＲＯＭ　
２５に格納する。

上記各データと共に第１４図の乗算器２８で乗算される
変調指数■の値を１として、前記変調動作を行うことに
より、第１４図の波形出力ＯＵＴ（ｔ）として第１５図
（ａ）の原波形ＯＲＧ（ｔ）を得ることができる。

次に、第１４図において、乗算器２８で乗算される変調
指数１の値を変化させることにより、様々に変調された
波形出力ＯＵＴ　（Ｌ）を得ることができる。

まず、変調指数［−０とすれば、第１５図（Ｃ）に既に
示したように各波形区間内で無変調のｓｉｎ波を得るこ
とができる。

また、変調指数■の値を１．０　、Ｉ．５　、２．０と
変化させることにより、第１４図のｓｉｎ　ＲＯ）４　
２　６からの変調出力Ｄ（ｔ）として、第１８図（ａ）
、（ｂ）、（Ｃ）のように順次深く変調された波形を得
ることができる． 以上のようにして、変調指数■の値を変化させることに
より、原波形を中心としてｓｉｎ波から深く変調された
波形まで様々な変調波形を得られる。

また、変調指数■を発音開始から消音までの間で連続的
に変化させることにより、例えば変調が深くかかった状
態から、楽音の減衰と共にｓｉｎ波に変化するような波
形出力ＯＵＴ　（ｔ）を得ることも可能となる。

の　２の　　　の艮　　　　の 籠凱 次に、第１９図は、上記楽音波形発生装置の第２の実施
例の具体的構成図である。同図において、第１４図の原
理構成と同じ番号を付した部分は第１４図と同じ機能を
有する。なお、第１４図の波形データＲＯＭ２５は第１
９図においては、ＦＭ　ＲＯＭ１，とＫ　ＲＯＭ１．２
の２つのＲＯＭから構成される。

第１９図においてＦＭ　ＲＯＭｉ＋から周期データＦ（
ｔ．）及び位相差データＭ（ｔ）を読み出すためのアド
レスデータＡＤＤ＃１は、加算器３１、セレククε２及
びラッチ３３からなる累算部において、先頭アト゛レス
ａを初期値として、ラッチ３０にラッチされた音高デー
タｄのアドレス間隔で、ラッチ３３に入力するクロック
ＣＬＫ＃１の立ち上がりに同期して順次累算される。こ
の場合、先頭アドレスａは特には図示しない制御部から
出力されて、スタートバルスＳＴＲＴがハイレベルの間
にセレクタ３３で選択され、累算値の初期値としてラッ
チ３３に与えられる。スタートバルスＳＴＲＴがローレ
ベルなら加算器３１の出力を選択して累算動作を実行す
る。また、音高データｄは特には図示しない制御部から
出力され、スタートバルスＳＴＲＴの立ち上がりに同期
してラッチ３０にラッチされる． ＦＭ　ＲＯＭＬから出力される位相差データＭ（Ｌ）は
、乗算器２８においてラッチ４０にラッチされた変調指
数Ｉと乗算され、加算器２７においてＦＭ　ＲＯＭＩＩ
から出力された周期データＦ（ｔ）と加算される．これ
により得られた位相角データＦ（Ｌ）＋Ｉ　−　Ｍ（ｔ
）は、ｓｉｎ　ＲＯＭ　２　６の読み出しアドレスとし
て同ＲＯＭに人力する。なお、変調指数■は特には図示
しない制御部から出力され、スタートバルスＳＴＲＴの
立ち上がりに同期してラッチ４０にラッチされる。

これにより、ｓｉｎ　ＲＯＭ　２　６から乗算器２９に
変調出力Ｄ（ｔ）が出力される。

一方、ＦＭ　ＲＯＭ１＋から出力される区間識別データ
ＩＢは、クロックＣＬＫ＃１をインバータ３５で反転し
て得たクロックの立ち上がりに同期して動作するＤフリ
ップフロップ（Ｆ／Ｆ、以下同じ）３４に人力すると共
に、排他論理和回路（ＥＯＲ、以下同じ）３６の第１の
入力に入力する。また、ＥＯＲ３６の第２の入力には上
記Ｆ／Ｆ３４の正論理出力Ｑが入力する。上記回路構成
により、ＦＭ　ＲＯＭ１１から順次出力される区間識別
データＩＢの値に変化があった場合に、ＥＯＲ３６の出
力が論理「１」となる。

Ｋ　ＲＯＭ１ｚへのアドレス入力となるアドレスデータ
ＡＤＤ＃２は、加算器３７、セレクタ３８及びラッチ３
９からなる累算部において、先頭アドレスｂを初期値と
して上記ＥＯＲ３６の出力が論理「１」となる毎にエア
ドレスずつ順次累算される。なお、先頭アドレスｂは特
には図示しない制御部から出力され、スタートバルスＳ
ＴＲＴがハイレベルの間にセレクタ３８で選択されて累
算値の初期値としてラッチ３９に与えられる．スタート
バルスＳＴＲＴがローレベルなら加算器３７の出力を選
択して累算動作を実行する． これにより、Ｋ　ＲＯＭ１２にアドレスデータＡＤＤ＃
２が与えられ、Ｋ　ＲＯＭ１２から乗算器２９には正規
化係数Ｋ（区間）が出力される。

乗算器２９では、ｓｉｎ　ＲＯＭ　２　６から出力され
た変調出力Ｄ（ｔ）に上記正規化係数Ｋ（区間）が乗算
され、この乗算結果は、更に乗算器４２においてエンベ
ローブジエネレータ４１から発生されるエンベローブ値
と乗算される。

そしてこの乗算結果が、クロツクＣＬＫ＃１をインバー
タ４４で反転したクロックの立ち上がりに同期してラッ
チ４３にラッチされ、波形出力ｏｕｔ（ｔ）として出力
される。

以上の構成において、クロックＣＬＫ＃１　、ＣＬＫ＃
２及びスタートバルスＳＴＲＴは、特には図示しない制
御部から出力される。

次に、第１９図のＦＭ　ＲＯＭＩ．に記憶されるデータ
の構成を第２０図に示す． 同図において、発音開始から消音までの１組の波形デー
タは、先頭アドレスａから順に記憶されており、１ア゜
ドレスには１つの周期データＦ（ｔ）、１つの位相差デ
ータＭ（ｔ）及び１ビットの区間識別？ータＩＢが組で
記憶される。この場合、アドレスが進むにつれて、第１
５図（ａ）の各波形区間Ａ，Ｂ、Ｃ，Ｄ，　　・・・の
各サンプリング点のデータが記憶されている．また、波
形区間がＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄ、・・・と変化するに従って、
区間識別データＩＢの各アドレスの値が、区間Ａでは「
Ｏ」、区間Ｂでは「ｌ」、区間Ｃでは「０」、区間Ｄで
は「１」、・・・というように区間単位で交互に変化す
る．この区間識別データＩＢは、後述するように区間の
境界を識別してＫ　ＲＯＭＩ■において指定されるアド
レスを更新するためのデータである。

次に、第１９図のＫ　ＲＯＭ１２に記憶されるデータの
構成を第２１図に示す。

同図において、発音開始から消音までの各波形区間Ａ，
Ｂ，Ｃ，Ｄ、・・・に対応して、先頭アドレスｂから順
に正規化係数Ｋ（区間）が１つずつ記憶されている。

以上の構成の実施例の動作を、第２２図の動作タイミン
グチャートに従って説明する．以下、特に言及しない限
り第１９図を参照するものとする．発音開始時には、特
には図示しない制御部（以下、単に制御部と呼ぶ）から
出力されるスタートバルスＳＴＲＴが、第２２図のｔ１
のタイミングで論理「１」　（以下、単に「１」と呼ぶ
。論理「ｏ」についても同様。）に立ち上がり、その直
後にクロックＣＬＫ＃１が「１」になるＬ２のタイミン
グから発音動作を開始する。この場合、クロックＣＬＫ
＃１の周期が楽音発生のサンプリング周期に対応し、ま
た、制御部から発生するクロックＣＬＫ＃２は、クロッ
クＣＬＫ＃１と同一周期を有し、同クロックから１／４
周期分遅れたクロックである。以下の動作は、上記２つ
のクロックＣＬＫ＃　１及びＣＬＫ＃２に従って制御さ
れる．また、スタートバルスＳＴＲＴは、発音開始時に
おいてクロックＣＬＫ＃１が「Ｏ」に立ち下がってから
次に「Ｏ」に立ち下がるまでの１周期分の間「１」を維
持し、その後は次の発音開始まで「０」を維持する。

まず、制御部からのスタートパルスＳＴＲＴが、第２２
図（ａ）のように論理「１」に立ち上がるタイミングＬ
１で、制御部からの音高データｄが同図（Ｃ）のように
ラッチ３０にラッチされる． 続いて、スタートバルスＳＴＲＴが「１」のタイミング
Ｌ１〜Ｌ４の間は、セレクタ３２が制御部からの先頭ア
ドレスａを選択し、この先頭アドレスａはクロックＣＬ
Ｋ＃１が「ＩＪに立ち上がるタイミングｔ２でラッチ３
３にラッチされ、第２２図（ｄ）のようにアドレスデー
タＡＤＤ＃　Ｉの初期値が定まる。

これにより、ｔ２からわずかな遅延時間の後、ＦＩ４　
ＲＯＭＩ，の先頭アドレスａの周期データＦ（ｔ）、位
相差データＭ（ｔ．）及び区間識別データＩＢ（第２０
図参照）が第２２図（ｅ）、（２）及び（１）のように
読み出される。

以後ラッチ３３の出力のアドレスデータＡＤＤ＃１は加
算器３１にフィードバックされ、ラッチ３０にセットさ
れている音高データｄが順次累算されてゆく。この場合
、上記累算値は、クロックＣＬＫ＃１が「１」に立ち上
がる第２２図（ｄ）の各タイミングむ５、ｔ８、ｔ１１
、ｔｌ４、ｔｌ７等において、セレクタ３２を介して順
次ラッチ３３にラッチされ新たなアドレスデータＡＤＤ
＃１として指定され、ＦＭ？ＯＭ１＋上の対応するアド
レスの周期データＦ（ｔ）、位相差データＭ（ｔ）及び
区間識別データ１Ｂ　（第２０図参照）が第２２図（ｅ
）、（ト）及び（１．）のように読み出される．なお、
スタートバルスＳＴＲＴは、ｔ４においてｒ■，に立ち
下がるため、セレクタ３２はｔ４以降は加算器３１の出
力を選択する。

この場合、楽音の発音開始の指示は、特には図示しない
例えば鍵盤部の何れかの鍵を演奏者が押鍵することによ
り行われ、そのとき押鍵された鍵が高音側の鍵であれば
、制御部からラッチ３０には大きな値の音高データｄが
ラッチされる。これにより、ＦＭ　ＲＯＭＩＩ上で読み
飛ばされるアドレス幅が大きくなり、高いピッチ周期の
波形出力ＯＵＴ（ｔ）が得られる．逆に例えば最低音鍵
が押鍵された場合は、音高データｄとして値１がラッチ
され、これによりＦＭ　ＲＯＭ１＋上では１アドレスず
つ各データが読み出され、最低ピッチ周期の波形出力Ｏ
ＵＴ（Ｌ）が得られる。

以上のようにしてＦＭ　ＲＯＭｉ，から読み出される各
データのうち、位相差データＭ（ｔ）は乗算器２８に入
力する。今、スタートバルスＳＴＲＴが「ｌ」に立ち上
がるＬ１において、制御部からラッチ４０に変調指数Ｉ
がセットされている。従って、乗算器２８では、位相差
データＭ（ｔ）に上記変調指数１が乗算される。この出
力は加算器２７に入力し、ここでＦＭＲＯＭＩ，から出
力された周期データＦ（ｔ）と加算され、位相角データ
Ｆ（ｔ）＋Ｉ　−　Ｍ（ｔ）が得られる。

上記位相角データＦ（ｔ）＋Ｉ　−　Ｍ（ｔ）によりｓ
ｉｎ　ＲＯＭ２６がアクセスされ、前記周期データＦ（
ｔ）及び位相差データＭ（ｔ）の出力（第２２図（ロ）
、（１）の各タイミングＬ２、ｔ５、ｔ８、ｔｌｌ、ｔ
ｌ４、ｔｌ７等の直後）からわずかな遅延の後、ｓｉｎ
　ＲＯＭ　２　６から第２２図（ｎ）のようにして変調
出力０（１）が出力される。

一方、スタートバルスＳＴＲＴが「１」のタイミングｔ
１〜ｔ４の間で、セレクタ３８が制御部からの先頭アド
レスｂを選択し、この先頭アドレスｂはクロックＣＬＫ
＃２が「１」に立ち上がるタイミングｔ３でラッチ３９
にラッチされ、第２２図（ｉ）のようにアドレスデータ
ＡＤＤ＃２の初期値が定まる。

これにより、Ｌ３からわずかな遅延時間の後、κＲＯＭ
１２の先頭アドレスｂの正規化係数Ｋ（区間Ａ）が第２
２図（ｊ）のように読み出される．以後、ラッチ３９の
出力のアドレスデータＡＤＤ＃２は加算器３７にフィー
ドバックされ、ＥＯＲ３６の論理出力値「０」又はｒ１
，が順次累算されてゆく。この場合上記累算値は、クロ
ックＣＬＫ＃２が「１」に立ち上がる第２２図（ｉ）の
各タイミングｔ６、ｔ９、ｔ１０、ｔｌ２、ｔ１５、ｔ
ｌＢ等において、セレクタ３８を介して順次ラッチ３９
にラッチされ、新たなアドレスデータＡＤＤ＃２として
指定され、Ｋ　ＲＯＭｌｚ上の対応するアドレスの正規
化係数Ｋ（区間）が第２２図（ｊ）のように読み出され
る。なお、スタートバルスＳＴＲＴは、Ｌ４において「
０」に立ち下がるため、セレクタ３８はｔ４以降は加算
器３７の出力を選択する。

上記動作と並行してクロックＣＬＫ＃１が「１」に立ち
上がる第２２図５）の各タイミングｔ２、ｔ５、ｔ８、
ｔｌｌ、ｔｌ４、ｔｌ７等からわずかな遅延の後に、第
２２図（ｅ）のようにＦＭ　ＲＯＭＩ．から区間識別デ
一タＴＢが順次出力される。このデータは、クロックＣ
ＬＫ＃１が「０」に立ち下がる第２２図〜）の各タイミ
ングｔ４、ｔ７、ｔ１０、ｔｌ３、Ｌ１６、ｔｌ９等に
おいて、Ｆ／Ｆ３４にセットされてその正論理出力Ｑが
第２２図（ｆ）のように順次定まる。そして、この正論
理出力Ｑと前記ＦＭ　ＲＯＭＩ，からの区間識別データ
ＩＢとの排他論理和がＥＯＲ３６で演算される。

ここで、ＦＭ　ＲＯＭＩＩから出力される区間識別デー
タＩＢは、第２０図に示したように各波形区間単位で「
０」又は「１」が交互に記憶されているので、波形区間
がＡからＢ，ＢからＣ，ＣからＤ等に変化する毎に「０
」から「１」、「１」から「０」、「０」から「１」と
いうように変化する。従って、上記波形区間が変化する
時点のみＥＯＲ３６の出力は「１」となり、他のタイミ
ングでは「０」となる．第２２図の例では波形区間Ａか
らＢに変化するｔｌ４の直後からｔｉ６のクロックＣＬ
Ｋ＃ｌが「１」の間のみ、ＥＯＲ３６の出力が「ｌ」と
なる。これより、上記タイミング内のみ、加算器３７で
ラッチ３９からのアドレスデータＡＤＤ＃２の値ｂに１
が累算され、この累算値ｂ＋１はクロックＣＬＫ＃２が
「１」に立ち上がる第２２図（ハ）のタイミングＬ１５
において、ラッチ３９に新たなアドレスデータＡＤＤ＃
２としてラッチされる。従って、クロックＣＬＫ＃２が
「１」に立ち上がるタイミングｔｌ５以降は、この新た
なアドレスデータＡＤＤ＃２の値ｂ＋１に基づ＜　Ｋ　
ＲＯＭ１２上の正規化係数Ｋ（区間Ｂ）が第２２図（ｊ
）のように読み出される。

一方、ＥＯＲ３６の出力が「ＯＪである他のタイミング
では、加算器３７では累算動作は行われないため、ラッ
チ３９には１タイミング前と同様のアドレスデータＡＤ
Ｄ＃２がラッチされる。従って、第２２図（ｈ）のタイ
ミングＬ６、Ｌ９、Ｌ１２、ｔｌＢ等においては、１タ
イミング前と同様の正規化係数Ｋ（区間）がＫ　ＲＯＭ
１ｚから第２２図（ｊ）のように読み出される。

このように、ＦＭ　ＲＯＭＰ．からの波形区間Ａの周期
データＦ（ｔ）及び位相差データＭ（ｔ）に基づく変調
出力Ｄ（ｔ）がｓｔｎ　ＲＯＭ　２　６から読み出され
ているタイミングでは、Ｋ　ＲＯＭｈから波形区間Ａに
対応する正規化係数Ｋ（区間Ａ）が読み出され、同様に
波形区間ＢではＫ　ＲＯＭ１ｚから波形区間Ｂに対応す
る正規化係数Ｋ（区間Ｂ）が読み出されるというように
、各波形区間の変調出力０（１）が出力されるのに対応
して、その波形区間の正規化係数Ｋ（区間）がＫ　ＲＯ
Ｍ１ｚから読み出される。

以上のようにして、第２２図〜）のクロックＣＬＫ＃１
が「１」に立ち上がる各タイミングｔ２、ｔ５、ｔ８、
Ｌｌｌ、ｔｌ４、ｔｌ７等から若干の遅延の後に、ｓｉ
ｎ　ＲＯＭ　２　６から第２２図（ｎ）の様に変調出力
Ｄ（ｔ）が出力され、．これと並行して、第２２図（５
）のクロックＣＬＫ＃２が「１」に立ち上がる各タイミ
ングｔ３、ｔ６、ｔ９、ｔｌ２、ｔｌ５、ｔｌ８等から
わずかな遅延の後に、Ｋ　ＲＯＭｌ２から第２２図（ｊ
）のように正規化係数Ｋ（区間）が出力される．そして
、上記各タイミングの変調出力Ｄ（ｔ）と正規化係数Ｋ
（区間）は、乗算器２９で乗算された後、更に乗算器４
２でエンベローブジエネレータ４１からのエンベローブ
データと乗算されて、第２２図５）のクロックＣＬＫ＃
１が「０」に立ち下がる各タイミングｔ４、ｔ７、ｔ１
０Ｓｔｌ３、ｔｌ６、ｔｌ９等において、第２２図（０
）のようにラッチ４３にラッチされ、各タイミング毎の
波形出力０１ＪＴ　（ｔ）が定まる．ここで、エンベロ
ーブジェネレータ４１及び乗算器４２は、第１４図では
示さなかったが、波形出力ＯＵＴ（ｔ）に原波形以外の
エンベローブを付加したい場合に動作させればよく、必
ずしも必要なものではない。

以上に示した動作により、第１９図の実施例において、
第１５図〜第１８図に示した第１４図と同様の動作を実
現することができる。

上記第１９図の電子楽器においては、第１４図の波形デ
ータＲＯＭ２　５に対応するものをＦＭ　ＲＯＭＩとＫ
　ＲＯＭ１２の２つのＲＯＭで構成したが、多少アドレ
ス指定が複雑になるのを許容できれば１つのＲＯＭで構
成するようにしてもよい． また、ＦＭ　ＲＯＭ１＋において、周期データＦ（ｔ）
は第２０図に示したように各サンプリング点毎の値を記
憶するようにしたが、１つの波形区間内では周期データ
Ｆ（ｔ）は第１５図（ｂ）のように各波形区間幅で位相
角が０から２π（ｒａｄ　）まで変化する直線特性であ
るため、演算時間に余裕があれば、各サンプリング点毎
に周期データＦ（ｔ）を演算して出力することにより、
記憶容量を節約できる。

特に、第１５図の各波形区間Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ等の周期を
全区間で一定になるように選べば、例えば第１９図のア
ドレスデータＡＤＤ＃１の上位ビットでＦＭ　ＲＯＭＩ
，内の各波形区間を選択し、下位ビットで各区間内の位
相差データＭ（ｔ）を選択すると共に、当該下位ビット
を直接周期データＦ（ｔ）の各値とすることにより、周
期データＦ（ｔ）を記憶する必要がなくなる。

なお、第１９図においては、１楽音分の波形出力ＯＵＴ
　（ｔ）を得るものとして実現したが、各部を時分割動
作させることにより、複数の楽音波形を並列して出力さ
せることも可能である。

の　　２の　　　　の　　　　　　の 皇皿様 第１４図の楽音波形発生装置の第２の実施例の原理構成
においては、変調指数１＝０の場合には前記（２５）式
より、 ＯｔｌＴ（ｔ）　−Ｋ（区間）　・ｓｉｎ（Ｆ（ｔ））
　　　・・・（２７）となり、周期データＦ（ｔ）は第
１５図ら）に示したように各波形区間内で線形に増加す
るデータで、また、正規化係数Ｋ（区間）は各波形区間
内で一定であるため、波形出力ＯＵＴ　（ｔ）としてｓ
ｋｎ波が得られた． また、変調指数１＝１の場合は前記（２６）式のように
、 ｏＲｃ（ｔ）　−Ｋ（区間）　・ｓｉｎ（Ｆ（ｔ）＋Ｍ
（ｔ））・・・（２６） として原波形ＯＲＧ（ｔ．）が得られた。そして、変調
指数１の値をＯから１の間で変化させることにより、ｓ
ｉｎ波から原波形までの間で波形を連続的に変化させる
ことができる。また、変調指数１の値を１以上にすれば
更に原波形から更に変調された波形まで連続的に変化さ
せることができる。

このように、本実施例では、各波形区間で線形に変化す
る周期データＦ（ｔ）と、そのデータからの差分データ
である位相差データＭ（ｔ）とによって、少なくともｓ
ｉｎ波と原波形を出力できることを特徴とする．従って
、Ｉ−０のときにｓｋｎ波を出力でき、Ｉ＝１のときに
原波形を出力できれば、前記（２５）、（２６）式等に
拘泥する必要はなく、ＯＵＴ（ｔ）　＝Ｋ（区間）　−
　ｆ　（　ｇ　（Ｆ（ｔ））＋Ｉ　−　Ｍ（ｔ））・・
・（２８） の関係にある演算を実現する実施例であればどのような
ものでもよい。

例えば上記（２日）式で、入力をαとしてｆを、ｆ（α
）＝（２／π）α ・・　（０≦α≦π／２） ｆ（α）＝−１＋（２／π）（３π／２−α）・・　（
π／２≦α≦３π／２） ｆ（α）＝−１＋（２／π）（α−３π／２）・・　（
３π／２≦α≦２π） ・　・（２９） を満たす三角波関数として定義し、また、入力をβとし
てｇを、 ｇ（β）＝（　π／２）ｓｉ口　β ・・　（０≦β≦π／２） ｇ（β）＝π一（π／２）ｓｉｎβ ・・　（π／２≦β≦３π／２） ｇ（β）＝２π＋（π／，７）ｓｉｎβ・・　（３π／
２≦β≦２π） ・（３０） を満たす関数として定義すれば、変調指数Ｉの値が０す
なわち無変調の場合に、上記（２９）、（３０）式を前
記（２８）式に代入することにより、ｆ（ｇ（β））＝
Ｋ（区間）　・ｒ　（（π，／　２　）　ｓｉｎ　β）
＝Ｋ（区間）・　（２／π）（π／２）ｓｉロβ＝Ｋ（
区間）・ｓｉｎ　β ・　（Ｏ≦β≦π／２） ｆ（ｇ（β））＝Ｋ（区間）・ｆ（（π一（π／２）・
ｓｉｎ　　β）） ＝Ｋ（区間戸（−１＋（２／π）（３π／２−π＋　（
π／２）ｓｉｎ　　β）） ＝Ｋ（区間）・Ｓｆｎ　β ・　（π／２≦β≦３π／２） ｆ（ｇ（β））−Ｋ（区間）・ｆ（２π＋（π／２）・
ｓｉｎ　　β） ＝Ｋ（区間）・（−１−｝−（２／π）（２π＋＋（π
／２）ｓｉｎ　　β−３π／２））＝Ｋ（区間）・ｓｉ
ｎβ ・　（３π／２≦β≦２π） ・（３１） となる。すなわち、無変調時には単一ｓｉｎ波が出力さ
れる。

また、前記（２９）、（３０）式を前記（２日）式に代
入し、変調指数１＝１としたときに原波形ＯＲＧ（ｔ）
が得られるようにするためには、前記第１７図Ｃｂ）の
ｓｉｎ波を前記（２９）式で定義される三角波に置き換
え、また、同図（Ｃ）の周期データＦ（ｔ）を前記（３
０）式で定義される関数ｇ　（ｔ）に置き換えて、当該
ｇ　（ｔ）がらの差分データとして位相差データＭ（ｔ
．）を決定すればよい。

この場合、第１４図のｓｔｎ　Ｒ［ｌＭ　２　６に対応
する三角波を生成する手段としては、ＲＯＭの他にデコ
ーダ回路等によって三角波を生成することも可能である
。

上記態様の他にも、前記（２日）式を満たす関数ｆ、ｇ
として様々な関数の組合わせを定義できる。

〔発明の効果］ 本発明によれば、混合制御手段で予め変調信号の混合率
を０に設定しておけば、単一周波数の正弦波又は余弦波
のみからなる楽音波形を発生でき、混合制御手段で予め
変調信号の混合率を所定の混合率（例えば１）に設定し
ておけば、自然楽器の楽音等の所望の楽音波形を得るこ
とが可能である．従って、演奏中において、楽音の発音
開始直後は例えば混合率を１に設定し、それ以後の時間
経過と共に混合率を０に近づけることで、所望の楽音波
形の状態から単一正弦波成分又は単一余弦波成分のみを
含む状態になるように、徐々に楽音波形の周波数特性を
制御することができる。又は、混合率を連続的に例えば
１以上になるように変化させることにより、所望の楽音
波形の状態から更に複雑な倍音構成を有する個性的な楽
音が発音されるように制御することができる． 上記動作と共に、振幅包絡制御手段によって、波形出力
手段から出力される楽音波形の振幅包絡特性も、時間的
に例えば減衰するように制御することにより、実際の楽
器の楽音の如く、発音開始以後、楽音波形が徐々に減衰
してゆく過程を実現することができる。

以上のように、本発明は、自然音の楽音を発音する状態
と単一正弦波成分又は単一余弦波成分のみを含む状態の
両者を容易に生成することができ、かつ、様ｈな倍音特
性を生成することができる。

しかも、それを実現するための構成として、通常のＲＯ
Ｍ、デコーダ、加算器、乗算器等の組み合わせのみで実
現できるため、複雑な楽音波形を簡単な回路構成で実現
することが可能となり、結果として、質のよい電子楽器
等を低コストで提供することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明による楽音波形発生装置の第ｌの実施
例の原理構成図、 第２図は、搬送波ＲＯＭの記憶内容を示した図、第３図
は、楽音波形発生装置の第１の実施例の無変調時の動作
説明図、 第４Ａ図は、波形出力ｅが鋸歯状波の場合のΔｆ（ωｃ
ｔ）・Ｗｃとの関係図、 第４Ｂ図は、波形出力ｅが矩形波の場合のΔｆ（ωｃｔ
）、Ｗｃとの関係図、 第４Ｃ図は、波形出力ｅが非対称矩形波の場合のΔｔ（
ωｃｔ）、ｗｃとの関係図、 第５図は、Ｉ　（ｔ）を変化させたときのＷｅ　，　Ｗ
ｃ十ＷＭ、ｅの関係図、 第６図は、搬送波ＲＯＭと三角波デコーダの記憶波形の
他の実施例を示した図、 第７図は、楽音波形発生装置の第１の実施例の具体的構
成図、 第８図は、搬送信号発生回路の第１の実施例の構成図、 第９図は、搬送信号発生回路の第１の実施例の動作説明
図、 第１０図は、搬送信号発生回路の第２の実施例の構成図
、 第１１図は、搬送信号発生回路の第２の実施例の動作説
明図、 第１２図は、三角波デコーダの構成図、第１３図は、変
調波ＲＯＭの構成図、 第１４図は、本発明による楽音波形発生装置の第２の実
施例の原理構成図、 第１５図は、ＯＲＧ　（ｔ）とＦ（ｔ）の関係を示した
図、第１６図は、ＯＲＧ（ｔ）とＦ（ｔ）とＭ（ｔ）の
関係を示した図、 第１７図は、Ｍ（ｔ）の求め方を示した図、第１８図は
、■を変化させたときのＤ（ｔ）とＦ（１；）とＭ（ｔ
）の関係を示した図、 第１９図は、楽音波形発生装置の第２の実施例の具体的
構成図、 第２０図は、ＦＭ　ＲＯＭのデータ構成図、第２１図は
、Ｋ　ＲＯＭのデータ構成図、第２２図は、楽音波形発
生装置の第２の実施例の具体的構成の動作タイミングチ
ャートである。 エ・・・搬送波ＲＯＭ， ２・・・変調波ＲＯＭ， ３、６、２８、２９・・・乗算器、 ４、２７・・・加算器、 ５・・・デコーダ、 ２５・・・波形データＲＯＭ、 ２６・・・ｓｉｎＲＯＭ、 ωｄ・・・搬送波位相角、 ω．ｔ・・・変調波位相角、 ωも・・・・変調波補正位相角、 Ｗｃ　・・・搬送信号、 ＷＭ　・・・変調信号、 ｒ（ｔ）、■・・・変調指数、 Ｗｃ　＋ｗＭ　・・・加算波形、 Ｄ・・・デコード出力、 Ａ・・・振幅係数、 ｅ、ｏｕｒ（ｔ）・・・波形出力、 ＡｔＪｄ　（ｔ）・・・アドレスデータ、Ｆ（Ｌ）・・
・周期データ、 Ｍ（ｔ）・・・位相差データ、 Ｆ（ｔ）＋Ｔ　−　Ｎ（ｔ）・・・位相角データ、κ（
区間）・・・正規化係数、 Ｄ（ｔ）・・・変調出力． 特許出廓人 カシオ計算機株式会社 ？ナ■Ｓ］ζ，ヲガと−ＲＯＭ一言乙ｆ恩内、≧写＝を
示、乙Ｒ図第 図 未静放Ｊが発支沃１り箒１のズ掩．ｆｌの無変１周埼の
す力作客え明図第　３　図 変ｖＡ浪ＲＯＭの撲バ図 第 ３図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）搬送信号を発生する搬送信号発生手段と、変調信号
   を発生する変調信号発生手段と、 該変調信号を前記搬送信号発生手段から発生される搬送
   信号に混合する場合の前記変調信号の前記搬送信号に対
   する混合率を０から任意の混合率までの間で制御し、前
   記搬送信号と前記変調信号とが当該混合率で混合された
   混合信号を出力する混合制御手段と、 入力と出力が所定の関数関係を有し前記混合制御手段か
   ら出力される混合信号を入力として変調された楽音波形
   を出力する波形出力手段と、を有し、 前記所定の関数関係と前記搬送信号は、前記混合制御手
   段で前記変調信号の混合率が０になるように制御された
   場合に、前記波形出力手段から発生される前記楽音波形
   が単一周波数の正弦波又は余弦波となるような関係を有
   し、 前記変調信号は前記所定の関数関係及び前記搬送信号に
   対し、前記混合制御手段で前記変調信号の混合率が所定
   の混合率になるように制御された場合に、前記波形出力
   手段から所望の楽音波形が得られるように設定される、 ことを特徴とする楽音波形発生装置。 ２）前記搬送信号及び前記変調信号は、前記混合制御手
   段で前記変調信号の混合率が前記所定の混合率になるよ
   うに制御された場合に、前記波形出力手段から前記所望
   の楽音波形が所定の周期で繰り返し出力されるように、
   前記搬送信号発生手段及び前記変調信号発生手段から各
   々前記所定の周期で繰り返し発生される信号であること
   を特徴とする請求項１記載の楽音波形発生装置。 ３）前記搬送信号発生手段及び前記変調信号発生手段は
   、各々一定周期の複数の各波形区間毎に、前記混合制御
   手段で前記変調信号の混合率が前記所定の混合率になる
   ように制御された場合に、前記波形出力手段から該対応
   する波形区間の前記所望の楽音波形が出力されるような
   搬送信号及び変調信号を発生することを特徴とする請求
   項１記載の楽音波形発生装置。 ４）前記波形出力手段から出力される前記楽音波形の振
   幅包絡特性を時間的に変化させる振幅包絡制御手段を有
   することを特徴とする請求項１、２又は３記載の楽音波
   形発生装置。