JPH02276476A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 【産業上の利用分野１ 本発明は、例えば放電灯を高周波点灯する等の用途に用
いられるインバータ装置に関するものである。

［従来の技術１ 従来のインバータ装置を第６図に示す、このインバータ
装置は、直流電源（交流電源を整流平滑して得たものを
含む）Ｅと、この直流電源Ｅの電圧を高周波電圧に変換
するインバータ１と、インバータ１により高周波電力が
供給される負荷回路２とで構成されている。インバータ
１としては、直流電源Ｅの両端に直列接続されたスイッ
チング素子Ｑ、、Ｑ、を発振制御回路３で交互にオン、
オフして、直流電源Ｅの電圧を高周波電圧に変換する所
謂直列インバータを用いである。負荷回路２は、スイッ
チング素子Ｑ２の両端に直列接続されたインダクタンス
Ｌ１及びコンデンサＣ，，Ｃ２の直列回路と、コンデン
サＣ２の両端に接続された負荷１１とで構成しである。

なお、インダクタンスＬ１及びコンデンサＣ９は共振回
路を構成するもので、コンデンサＣ２は直流カット用の
コンデンサである。さらに、このインバータ装置は、直
流電源Ｅの投入時に発振制御回路３にインバータ１を起
動する電源を供給する起動回路４と、起動後のインバー
タ１の出力から発振制御回路３の電源を作成する制御電
源回路５とを備えている。起動回路４は、トランジスタ
Ｑ　３、ツェナダイオードＺＤ２、ダイオードＤ３及び
抵抗Ｒｚ−Ｒｓで構成してあり、直流電源Ｅの投入時に
トランジスタＱ、を導通して、抵抗Ｒ２、トランジスタ
Ｑ５、ダイオードＤ。

を通じて発振制御回路３に起動用の電源を供給するもの
である。制御電源回路５は、インダクタンスし２、ツェ
ナダイオードＺ　Ｄ　＋、ダイオ−１’Ｄ、。

Ｄｔ及びコンデンサＣ，，Ｃ，で構成してあり、インバ
ータ１の起動後の出力でインダクタンスＬ２とコンデン
サＣ５とからなる直列共振回路を共振させ、この直列共
振回路の共振電流でコンデンサＣ拳を充電し、このコン
デンサＣ０の充電電荷を発振制御回路３の電源として用
いるものである。

このインバータ装置は次のように動作する。直流電源Ｅ
が投入されると、起動回路４のトランジスタＱ、がオン
することにより、発振制御回路３に電源が供給され、発
振制御回路３が動作してスイッチング素子Ｑ、、Ｑ、が
第７図（ａ）に示すように交互にオン、オフされる。こ
れにより、負荷回路２のインダクタンスし、とコンデン
サＣ５からなる直列共振回路に＾周波電圧が印加されて
、この直列共振回路に第７図（６）に示すように共振電
流ＩＬ１が流れ、コンデンサＣ１に発生する共振電圧が
負Ｍｔｂに印加される。このとき、負荷電流は例えば第
７図（ｅ）に示すようになる。ここで、上記スイッチン
グ索子Ｑ１がオンで、スイッチング素子Ｑ２がオフの時
には、直流電源Ｅの供給によってインダクタンスし２と
コンデンサＣ３とからなる直列共振回路に第７図（ｄ）
に示す共振電流■１が流れる。また、スイッチング素子
Ｑ、がオフで、スイッチング素子Ｑ２がオンの時には、
コンデンサＣ５に充電された電荷によって、上記直列共
振回路に同様に共振電流Ｉ、が流れる。ここで、上記共
振電流１１が＃Ｓ６図の矢印の方向に流れた場合に、こ
の共振電流■１がダイオードＤ１を介してコンデンサＣ
０に流れ、このコンデンサＣ０を充電する。このコンデ
ンサｃｏの両端電圧をツェナダイオードＺＤ。

で定電圧化した電圧を発振制御回路３に電源として供給
する。なお、共振電流１１が第６図の矢印と反対の方向
に流れた場合、ダイオードＤ２を介して共振電流１１を
流して、上記直列共振回路の共振状態を維持させる。と
ころで、ダイオードＤ２がオンして共振状態が維持され
ている状態では、コンデンサＣ書は充電されないが、コ
ンデンサＣ０の充電電荷はこの期間にも発振制御回路１
に電源を供給するに充分な状態で充電されるようになっ
ている。＊た、発振制御回路３は制御電源回路５からの
電力を消費する抵抗分と見なせるので、共振電流は第７
図（ｄ）に示すように自由振動を什い減衰して行く、な
お、スイッチング素子Ｑ、、Ｑ。

にはインダクタンスし、とコンデンサＣ７とからなる直
列共振回路の共振電流■Ｌ、と上記共振電流■１とが流
れるので、スイッチング素子Ｑ　１−　Ｑ　ｔの損失が
増加することが考えられる。そこで、インダクタンスＬ
２どコンデンサＣ３との直列共振回路の共振周波数１゜
は、次式に示すようにスイッチング素子Ｑ、、Ｑ、のス
イッチング周波数ｔｓｖよりもかなり高く設定しである
。

これにより、共振電流Ｉ、を小米るだけ小さくして、ス
イッチング素子Ｑ、、Ｑ２での損失を低減するようにし
である。このようにして、起動後には制御電源回路５に
よって発振制御回路３の電源を得ている。このインバー
タＶｔａのようにインダクタンスＬ２とコンデンサＣコ
との直列共振回路による共振電流■、から発振制御回路
３の電源を得るようにすれば、制御電源回路５の電力損
失を皆無とすることができる。

ところで、上記制御電源回路５から得られる電源の電圧
■。は、定電圧ダイオードＺＤ２のツェナ電圧ｖ１より
も高く設定しである。これにより、起動後はダイオード
Ｄ、が逆バイアスされ、トランジスタＱ、がオフとなる
ため、起動後は起動回路４からの電源の供給は停止され
る。従って、起動後は起動回路４での電力損失がなくな
るようにしである。

【発明が解決しようとする課題ｌ 上記第６図回路には示していないが、一般にインバータ
装置には、スイッチング素子Ｑ、、Ｑ、に過電流が流れ
る場合や異常発熱した場合に、インバータ装置を保護す
るために、スイッチング素子Ｑ、、Ｑ、の発振を停止す
る異常保護回路を設けである。このようなインバータ装
置では、発振停止後には制御電源回路５からの電源の供
給がなくなるため、起動回路４から再び発振制御回路３
に電源が供給されることになる。この場合には、起動時
のように起動回路４が瞬時的に発振制御回路３に電源を
供給するのではな（、継続的に電源を供給することにな
る。つまりは、インバータ１の発振が停止され、負荷１
．が不動作にも拘わらず、起動回路４での電力損失が発
生するという問題があった。しかも、抵抗Ｒ２やトラン
ジスタ：Ｑ、としては上述のような異常発生時の継続的
な電源の供給に耐え得るだけの定格の部品が必要になり
、コスト高にもなる。

本発明は上述の点に鑑みて為されたものであり、その目
的とするところは、異常発生によりインバータの発振が
停止されたときに、起動回路が働くことがないインバー
タ装置を提供することにある。

［課題を解決するための手段ｌ 上記目的を達成するために、本発明は直流電源と、発振
制御回路によってスイッチング素子をスイッチング制御
して上記直流電源の電圧を高周波電圧に変換するインバ
ータと、インバータにより高周波電力が供給される負荷
回路と、インバータの発振停止時に発振制御回路にイン
バータを起動する電源を供給する起動回路と、起動後の
インバータの出力から発振制御回路の電源を作成する制
御電源回路と、インバータの異常を検出してインバータ
の発振を停止する異常保護回路と、直流電源の投入時か
ら一定時間経過後に上記起動回路を不動作状態に制御す
る第１のタイマ回路と、直流電源の投入時から上記一定
時間よりも長い一定時間経過後に上記異常保護回路の動
作を開始させる第２のタイマ回路とを備えている。

［作用］ 本発明は、上述のように直流電源の投入時から一定時間
経過後に上記起動回路を不動作状態に制御する第１のタ
イマ回路と、直流電源の投入時から上記一定時間よりも
長い一定時間経過後に上記異常保護回路の動作を開始さ
せる＃４２のタイマ回路とを備えることにより、異常保
護回路が動作（てインバータの発振が停止されたときに
は、必ず起動回路は不動作になるようにし、これにより
負荷が不動作であるにも拘わらず起動回路が発振制御回
路に電源を供給し、不要に電力を消費するということが
ないようにしたものである。

［実施例１１ 第１図及び第２図に本発明の一実施例を示す。

本実施例ではインバータ１の異常を検出してインバータ
１の発振を停止する異常保護回路６を備えたもので、こ
のインバータ装置ではスイッチング素子Ｑ２に過電流が
流れた場合にインバータ１の動作を停止するものを備え
ている。具体的には、この保護回路６を、コンパレータ
ＣＰ１ダイオードＤ４、コンデンサＣ４及び抵抗Ｒ＋　
＊　Ｒ４で構成しである。そして、本実施例のインバー
タ装置では、直流電源Ｅの投入時から一定時間経過後に
上記起動回路４を不動作状態に制御するタイマ回路７と
、直流型［Ｅの投入時から上記一定時間よりも長い一定
時間経過後に上記異常保護回路６の動作を開始させるタ
イマ回路８とを備えている。タイマ回路７は、ＰＵＴ（
例えば、ＮＥＣ製Ｎ１３Ｔ１．Ｎ１５Ｔ２等）Ｑｙ、ト
ランジスタＱ４、ダイオードＤｓ、コンデンサｃ　ｓ　
ｔ　ｃ　ｓ及び抵抗Ｒ５−Ｒ１６で構成しである。なお
、タイマ回路８は具体構成を図示しないが、通常使用の
り・イマ回路であれば長い。

以下、本実施例の特徴とする動作について以下に説明す
る。直流電源Ｅを投入すると、タイマ回路７のコンデン
サＣ１には直流電源Ｅを抵抗Ｒｓｔ＾がかか９、ＰＵＴ
Ｑ、のデート電位ＥＣは電圧Ｅ２から時定数τ＝Ｒ＊　
Ｃｓで指数的に減少してゼロに漸次近付（、そして、Ｐ
ＵＴＱ、のデート電位Ｅｃが７７一ド電位Ｅ＾よりも小
さくなると、ｐ　ｕ　’ｒＱ、が導通して、ＰＵＴＱＴ
のカソードから電位Ｅあが出力される。このため、トラ
ンジスタＱ４がオンジ、トランジスタＱ３のベース電流
がバイパスさｈ１以降トランジスタＱ３にはバイアスが
かからなくなり、起動回路４は不動作状態に制御される
。つまり、直流電源Ｅの投入から上記タイマ回路７の出
力が生じるまでの期間Ｔ、に起動回路４が動作可能な時
間となり、上記期間Ｔ、の経過後は起動回路４゛は不動
作状態になる。ここで、起動回路４は上記期間Ｔ、の闇
に発振制御回路３に常時電源を供給するのではなく、従
来の技術の項で説明したように発振制御回路３でスイッ
チング素子Ｑ　、−０２がスイッチングされ、制御電源
回路５から発振制御回路３に電源が供給された時点まで
、つまりは第２図（ｂ）に示す直流電源Ｅが投入されて
から制御電源回路５によって発振制御回路３に電源が供
給されるまでの期間Ｔ。だけ動作することになる。

次に、異常検出回路６の動作を説明する。この異常保護
回路６は、スイッチング素子Ｑ２に直列に挿入した抵抗
Ｒ１でスイッチング素子Ｑ２に過電流が流れたことを検
出するようにしてあり、この抵抗Ｒ１の両端電圧をダイ
オードＤ１、コンデンサＣ１及び抵抗Ｒ，″ｃ整流平滑
し、この整流平滑出力を基準電圧Ｅ、とコンパレータＣ
Ｐで比較し、整流平滑出力が基準電圧６１以上に上昇し
たときに、スイッチング素子Ｑ、、Ｑ２のスイッチング
を停止するように動作する。ここで、この異常保護回路
６の出力には、直流電源Ｅの投入時から上記起動回路４
の動作可能とする期間Ｔ、よりも長い期間Ｔ２の間異常
保護回路６の動作を不動作とするタイマ回路８を設けで
ある。ここで、異常保護回路６の不動作期間Ｔ２を上記
起動回路４の動作期間Ｔ２よりも長（しであるのは次の
理由による。つまり、第３図（ａ）＝（ｃ）に示すよう
に、起動回路４の動作可能期間Ｔ１が異常保護回路Ｔ２
の不動作期ｒＷ’４Ｔ２ヨ”）モ長イ２ニー、１３　Ｗ
（ｂ）ノ斜ｍ期ｆｌｌｌ　Ｔ　３ニ示すように、異常保
護回路６の動作が可能となった後で起動回路４が動作可
能な期間に起動回路４から発振制御回路３に電源が供給
され、インバータ１の発振が停止され、負荷ｌＩが不動
作にも拘わらず、起動回路４での電力損失が発生すると
いう問題が起こるからである。このように本実施例では
、直流電源Ｅの投入時から一定時間経過後に上記起動回
路４を不動作状態に制御するタイマ回路７と、直流電源
Ｅの投入時から上記一定時間よりも長い一定時間経過後
に上記異常保護回路６の動作を開始させるタイマ回路８
とを設けであるので、異常保護回路６によってインバー
タ１の発振が停止されて、負荷！、が不動作になってい
るにも拘わらず、起動回路４から発振制御回路３で電源
が供給されるということがなく、不要な電力損失がない
、しかも、異常保護回路６の不動作期ｔｌｉ　Ｔ　２を
上記起動回路４の動作期間Ｔ２よりも長くすると、負荷
１１が正常に動作された後に、異常を検出することがで
きることにもなる。また、起動回路４の動作期間は直流
電源Ｅの投入時の瞬時の期間Ｔ０だけになるので、抵抗
Ｒ２及びトランジスタＱ、には定格の大きな部品を用い
る必要がな（、コストを下げることができる。

「実施例２１ １４図及び第５図に本発明の他の実施例を示す。

本実施例では第１図回路の負荷ｌ、として放電灯１＋２
を備えたもので、全体回路構成は１１図回路と殆ど同じ
ものである。以下、本実施例のＵ徴とする点について説
明する１本実施例では、インダクタンスＬ　、と共に直
列共振回路を構成するコンデンサＣＩを放電灯１２のフ
イラメン）　ｆ、、ｆ２の非電源側に並列接続しである
。ここで、このようにインバータ装置を放電灯点灯装置
として用いた場合、放電灯１２を充分に予熱した後に点
灯する必要がある。

具体的には次のようにして放電灯ｅ２の予熱を行うよう
にしである。つまり、インダクタンスＬ、とコンデンサ
Ｃ１とで構成された直列共振回路の固有共振周波ＷＬｆ
。（＝１ ２□８汀ｒはりＸ４ｙｆ＞ グ素子Ｑ、、Ｑ２のスイッチング周波数ｆｓＶを高めに
設定し、コンデンサＣＩに発生する共振電圧を放電灯１
２の始動電圧よりも小さくし、これにより放電灯１２を
先行予熱する。そして、第５図に示すように放電灯１２
が充分に予熱された先行予熱期間Ｔ、の経過後に、発振
制御回路３によりスイッチング素子Ｑ、、Ｑ２のスイッ
チング周波数ｒｓｖを直列共振回路の固有共振周波数ｆ
。に近付け、コンデンサＣ７の両端に発生する共振電圧
を放電灯１２の始動電圧を充分に与える電圧まで上昇さ
せ、放電灯／２を点灯する。

ところで、本実施例では異常保護回路６を不動作とする
期間Ｔ２を設定するタイマ回路８を備えているので、先
行予熱期間Ｔ、を決定するタイマ回路８と兼用すること
ができ、このようにすれば発振制御回路３の構成を簡素
化することができる。

なお、上述の各実施例の異常保護回路６として、スイッ
チング素子Ｑ２の過電流を検出するものを例示して説明
したが、スイッチング素子Ｑ、、Ｑ。

の異常温度を検出して発振の停止を行う異常保護回路を
備えるインバータ装置にも本発明を同様に適用できる。

また、インバータ１は１石インバータやフルブリッジ構
成のインバータなどであっても長い。さらに、タイマ回
路７の構成も直流電源Ｅが投入された後の一定期間Ｔ、
の経過後に、起動回路４を不動作にするものであれば良
（、起動回路４も上述の構成に限定されるものではない
。

［発明の効果１ 本発明は上述のように、直流電源の投入時から一定時間
経過後に上記起動回路を不動作状態に制御する第１のタ
イマ回路と、直流電源の投入時から上記一定時間よりも
長い一定時間経過後に上記異常保護回路の動作を開始さ
せる第２のタイマ回路とを備えているので、異常保護回
路が動作してインバータの発振が停止されたときには、
必ず起動回路を不動作状態にすることができ、このため
負荷が不動作であるにも拘わらず起動回路が発振制御回
路に電源を供給し、不要に電力を消費するということが
ない利点がある。しかも、上述の構成を備えれば、起動
回路から発振制御回路に電源を供給する期間が短くなる
ので、起動回路の構成部品として定格の大きな部品を用
いる必要がなく、コストを下げることができる利点もあ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の回路図、＠２１！Ｉは同上
の要部の動作説明図、第３図は同上の効果の説明図、第
４図は他の実施例の回路図、第５図は同上の動作説明図
、第６図は従来例の回路図、第７図は同上の動作説明図
である。 １はインバータ、２は負荷回路、３は発振制御回路、４
は起動回路、５は制御電源回路、６は異常保護回路、７
．８はタイマ回路、Ｅは直流電源、Ｑ、、Ｑ、はスイッ
チング素子である。 代理人　弁理士　石　１）長　七 第２図 第３図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）直流電源と、発振制御回路によってスイッチング
   素子をスイッチング制御して上記直流電源の電圧を高周
   波電圧に変換するインバータと、インバータにより高周
   波電力が供給される負荷回路と、インバータの発振停止
   時に発振制御回路にインバータを起動する電源を供給す
   る起動回路と、起動後のインバータの出力から発振制御
   回路の電源を作成する制御電源回路と、インバータの異
   常を検出してインバータの発振を停止する異常保護回路
   と、直流電源の投入時から一定時間経過後に上記起動回
   路を不動作状態に制御する第１のタイマ回路と、直流電
   源の投入時から上記一定時間よりも長い一定時間経過後
   に上記異常保護回路の動作を開始させる第２のタイマ回
   路とを備えたインバータ装置。