JPH02279004A - 発振回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （イ）産業上の利用分野 本発明は、固定の発振周波数を有する発振出力を発する
発振回路、または外部信号に応じて発振周波数が可変と
なった電圧制御型の発振回路に関する。

（ロ）従来の技術 一般に、セラミック振動子あるいは水晶振動子等を使用
した発振回路は、引き込み周波数範囲を発振周波数に対
して０．５％と狭くする等の高精度が要求される場合に
利用される。そこで、水晶振動子を用いた発振回路の一
例について説明する。

この発振回路は、後述の如く、水晶パントノ（スフィル
タ（ＢＰＦ）と閉回路にて構成することができる。

ここで、まず水晶ＢＰＦの原理について、第２図を参照
にして簡単に説明する。尚、この水晶ＢＰＦについては
、特開昭５８−１２１８１９号公報に開示が為されてい
る。

入力端子（１）に与えられた入力信号は、エミ・ツタフ
ォロワ（Ｔ、）のエミッタ抵抗（Ｒ１）の両端間に生じ
、第１抵抗（Ｒ＋　）と容量（Ｃ＋）よりなる第１直列
回路と、第２抵抗（Ｒ１）と水晶振動子である共振素子
（ｘ）よりなる第２直列回路に与えられるが、その際、
第１、第２直列回路は所謂ホイートストンブリッジを形
成していて平衡状態であれば各接続中点（ａ）（ｂ）に
接続されて作動対を形成する第１、第２トランジスタ（
Ｔ、）（Ｔ、）が動作せず、逆に不平衡状態であれば作
動するので、前記入力信号が共振素子（Ｘ）の共振周波
数に合致して平衡状態が崩れたときのみ出力端子（２）
に、その信号が現われる。第２図において、（÷Ｖｃｃ
）は電源電圧であり第１、第２トランジスタ（ＴＩ）（
ＴＩ）のペースに対する直流バイアスはエミッタフォロ
ワ（Ｔｓ　）からそれぞれ同じ大きさの第１．第２抵抗
（Ｒ，）（Ｒ，）を通して与えられる。（Ｔ、　）（Ｔ
ｓ　）は定電流源用トランジスタ及び抵抗であり、（Ｔ
４）のベースには常時一定バイアス（Ｖ、）が与えられ
ている。（Ｒ＠）（Ｒ？）は差動対の負荷抵抗である。

共振素子（ｘ）の等価回路は第３図に示すようにインダ
クタンス（Ｌ、）と容量（Ｃ０）の直列接続成分と、こ
れに並列な電極間容量（Ｃ３）成分とからなる。共振素
子（Ｘ）はインダクタンス（Ｌ、）と容量（Ｃ０）によ
る共振周波数の信号に対してはインピーダンスが零とな
ってホイートストンブリッジの平衡を崩す。これによっ
て差動対が作動し出力端子（２）に共振周波数に合致し
た信号が出力される。而して第２図の回路はバンドパス
フィルタ（ＢＰＦ）として働く。

上述の如き構成を有する水晶ＢＰＦの周波数特性は、第
４図に示す様に共振素子（ｘ）の発振周波数（ｆ、）に
て急峻な山を有する高精度なりＰＦとなる。

この水晶Ｂ　Ｐ　Ｆ　（１０）の入出力端（１）（２）
をアンプ（５）を介して第５図（Ａ）の如く同相で且つ
利得が１以上の閉回路（６）にて結合すると、発振周波
数がｆＯの発振器となる。更に１．第５図（Ｂ）の様に
閉回路（６）内に可変移相回路（７）を追加し、可変移
相回路（７）の移相量を外部信号にて外部から変化させ
ることにより、水晶Ｂ　Ｐ　Ｆ　（１０）の入出力信号
の位相差が零になる時の発振周波数がｆＯから変化する
ことになり、電圧制御型の発振器、所謂ｖＣＯとして機
能させることが可能となる。

（ハ）発明が解決しようとする課題 水晶振動子は、厳密には共振周波数（ｆｏ）の共振回路
と並列に奇数次の共振回路を有しており、第５図（Ｂ）
のＶＣＯの出力には、ｆｏの奇数次高調波が発生しやす
く、きれいな正弦波を得るためには、出力段にフィルタ
を追加し、高調波成分を除去しなければならない。

（ニ）課題を解決するための手段 本発明は、水晶ＢＰＦに代えて外部信号により容易に共
振周波数を制御できる可変ＢＰＦの入出力を同相で利得
が１以上の閉回路で結合してＶＣＯを構成したり、また
水晶ＢＰＦの入出力を同相で利得が１以上の閉回路で結
合した形の発振器の閉回路内に可変ＢＰＦを挿入し、更
にこの可変ＢＰＦと同一回路形態の可変オールパスフィ
ルタ（ＡＰＦ）に発振器出力を入力し、この可変ＡＰＦ
の入出力の位相差を位相比較器で検出し、この位相比較
出力を可変ＢＰＦ及びＡＰＦの制御信号として帰還し、
可変ＢＰＦ及びＡＰＦの入出力の位相差を零にする様に
制御して発振周波数を水晶振動子の共振周波数に一致さ
せる様に構成し、更に可変ＢＰＦの制御信号に外部信号
を加算してＶＣＯとして機能させることを特徴とする。

（ホ）作用 本発明は、水晶ＢＰＦの使用、不使用に拘らず、高調波
成分の少ない発振器出力が得られることになる。

（へ）実施例 以下、図面に従い本発明の一実施例について説明する。

尚、第５図と同一部分には、同一符号を付して説明を省
略する。まず、第６図にて、本実施例に用いられる可変
ＢＰＦや可変ＡＰＦとして動作する２次の可変フィルタ
ー（２０）について説明する。

第６図は可変フィルタの原理を示す回路図である。この
第６図において、トランジスタ（Ｔ、）（Ｔ、）は、差
動対を構成し、エミッタが共に定電流源回路（１１）に
結合され、トランジスタ（ＴＩ）のコレクタには電源電
圧（◆Ｖｃｃ）が供給され、トランジスタ（Ｔ６）のコ
レクタは定電流源回路（１２）に接続されると共にトラ
ンジスタ（Ｔ、）のベース及びコンデンサ（Ｃ７）を介
して端子（１５）に接続されている。尚、定電流源回路
（１１）の電流量は、定電流源回路（１２）の電流量（
■、）の２倍の（２１＋　）に設定される。

トランジスタ（Ｔｙ）（ＴＩ。）も差動対を構成し、エ
ミッタが共に定電流源回路（１３）に接続され、トラン
ジスタ（ＴＩ。）のコレクタには電源電圧（＋Ｖｃｃ）
が供給され、トランジスタ（Ｔ、）のコレクタは定電流
源回路（１４）に接続されると共に、トランジスタ（Ｔ
、）のベース及びコンデンサ（Ｃ８）を介して端子（１
８）に接続されている。また、トランジスタ（ＴＩ。）
のベースは端子（１９）が接続される。尚、定電流源回
路（１３）の電流量は、定電流源回路（１４）の電流量
（Ｉりの２倍の（２１ｇ）に設定されている。

トランジスタ（Ｔ７）はトランジスタ（Ｔ８）と対とな
り、夫々のコレクタには電源電圧（＋ＶＣＣ）が印加さ
れる。更にトランジスタ（Ｔ、）のエミッタは、トラン
ジスタ（ＴＩ）（ＴＩ）のベース及び端子（１６）に接
続され、トランジスタ（Ｔ、）のエミッタはトランジス
タ（Ｔ、）のベース及び端子（１７）に接続されている
。

尚、（ｖ、）（ｖ−）（ｖ、）（ｖ、）（ｖ、）は、夫
々端子（１５）（１６）（１７）（１８）（１９）での
信号の電圧値に相当する。

上述の如き構成の可変フィルター（２ｏ）のトランジス
タ（Ｔｓ　）（Ｔ、　）及びトランジスタ（ＴＩ）（Ｔ
、。）による差動対について次式が成り立つ。

（Ｖｓ−Ｖｔ　）／　２ｒｅ＋　＝　（Ｖｓ−Ｖ＋　）
／　７−　・・・　■〕ωＣ１ （ｖｓ−Ｖｓ　）／　２ｒｅ＊　＝　（Ｖ３−Ｖ４　）
／　、　　　　・・・　■ＪωＣ１ この式■■が導出される原理を第９図を用いて説明する
。

まず第９図（Ａ）の如き、トランジスタ（Ｔｓ　）（Ｔ
、　）による差動対（但し、定電流源回路（１２）に換
えて抵抗（ＲＬ）が挿入されている）に着目すると、差
動対の特性より、トランジスタ（Ｔ６）のコレクタ電圧
−（ｖ、）　　は、 Ｖｏ＝ｇｍ’ＲＬ’　　（ｖｓ−ｖｔ）　　−（ａ）と
なる。ここでｇｍは相互コンダクタンスであり、ｑ：単
位当りの電荷、ｋ：ボルツマン定数、Ｔ：絶対温度とす
ると、 ｑ・（２１＋）−ｑＬ ”””　４ｋＴ　　”−２ｋＴ　　　　　”’　　　（
５）の関係が成り立つ。また差動対の微分抵抗（ｒｅ、
）ｋＴ　　　　１ （＝　−＝−）を用いて、式（ａ）は ｑｌ＋　　２ｇｍ ｖ　６＝　　　　　□　ＲＬ　・（ｖｉ−■＋）　　　
＋＋＋　　　　（ｃ　）２ｒｅ＋ と変形できる。

次に第９図（Ｂ）の様に、第９図（Ａ）の抵抗（ＲＬ）
に代えて電流量（■１）の定電流源回路（１２）を挿入
し、更にトランジスタ（Ｔ６）のコレクタとアース間に
コンデンサ（Ｃ１）を挿入した場合を考えると、定電流
源回路（１２）のインピーダンスは無限大と見１故せる
ので、この（Ｂ）について式（Ｃ）を当てはめルト、＝
−がＲＬに相当することになり、ＪωＣ１ ”°＝２ｒｅ＋°市−°（“・−“・）“°（ｄ）が成
り立つ。

次に第９図（Ｃ）の様に、（Ｂ）のコンデンサ（Ｃ３）
とアース間に出力電圧値が（ｖｌ）の交流電源を挿入し
、この時のトランジスタ（Ｔ、）のコレクタ電圧を（Ｖ
、’）とすると、式（ｄ）より ７°　＝；”　３．Ｚ’　（Ｖｓ−ｖｏ）”Ｖ＋　　°
’°（ｅ　）が成り立つ。

次に第９図（ｄ）の様に、エミッタフォロア型のトラン
ジスタ（Ｔ、）までを考慮し、トランジスタ（Ｔ、）の
エミッタ電圧を（ｖｏ”）とすると、エミッタフォロア
型トランジスタではｖ０°＝ｖ、”が成り立つので、式
（ｅ）より Ｖａ　　＝、、、、　”　３．Σ”　（Ｖｌ−Ｖｌ）＋
Ｖ＋・・’　　　　（ｆ　）が成り立つ。

（Ｄ）の回路図に対応する部分を、第６図より抜き出す
と第９図（Ｅ）の如くなり、（Ｄ　）（Ｅ　）を比較す
ればＶｏ＝Ｖｔｋなるので、式（ｆ）よりＶ霊＝□・＝
−・（Ｖｍ−ｖ＊Ｄｖ＋　　・・・　　　（ｇ）２ｒｅ
＋　　Ｊ６１Ｃ＋ が成り立つ。この式（ｇ）を変形すると式■が得られる
。

また同様に、トランジスタ（ＴＩ）（ＴＩ。）にょる差
動対についても上述と同じ導出方法により式■が得られ
ることになる。但し、トランジスタ（ＴＩ）（Ｔ、。）
による差動対の微分抵抗は（Ｒｅｓ）とする。

式■■において、 Ｊω＝ＳとしてＶ、を消去すると、 Ｓ１°４ｒｅｌ　ｒｅ霊ｃ＋ｃｚＶ＋＋ｓ・２ｒｅ＊ｃ
ｔ　°Ｖ４”Ｖｓ＝（Ｓ″・４ｒｅ＋ｒｅ＊Ｃ＋Ｃ＊”
Ｓ・２ｒｅ＊Ｃｔ＋１）Ｖｔ　　・・’　　■の式■が
得られる。

この式（３）においてｖ＋　＋Ｖｌ＋　Ｖ１＋　Ｖ４、
■、の各僅に後述の如く各条件を与えることにより、第
６図の可変フィルターの特性を変化させることが可能と
なる。

（条件１） ｙ、＝ｙ、＝Ｑ、Ｖ　４　＝Ｖ　ｌ　ａ、ｖｌ＝Ｖｌｌ
＠１式■は Ｓ°２ｒｅ曹Ｃ茸°Ｖ　　Ｉｍ　＝　（Ｓ”　・４ｒｅ
＋　ｒｅｔｃ＋ｃ重◆Ｓ゛２ｒｅｔｃｒ＋１）°Ｖ　０
．電 Ｖ　ｏｗｌ／Ｖ　＋＊＝Ｓ°２ｒｅ雪ｃｍ／（Ｓ″−４
ｒｅ、　ｒｅ＊ｃ＋ｃ茸＋ｓ°２ｒｅｆｆｉｃ１÷１） ここで ωｏ＝　（１／４ｒｅ、ｒｅｔｃ、ｃｓ）””＝１（Ｉ
山／Ｃ＋ｃｓ）””ｋＴ Ｑ　＝（ｒｅ＋Ｃ＋／ｒｅ１ｃｍ）””＝　（Ｉ、ｃｌ
／ｌ１ｃｌ）””とすると となる。この式■はＢＰＦの伝達関数を示している。

従って、条件１を満足する時、即ち端子（１５）（１９
）を接地し、端子（１８）を可変フィルター（２０）の
入力端子、端子（１６）を出力端子とすることにより、
可変フィルターは可変ＢＰＦとして動作する。

ここでω０はＢＰＦの中心周波数であり、定電流源回路
（１１）（１３）の電流量（２１１）（２１ｍ）を変更
することにより変化する。また、Ｑはフィルタの急峻さ
を示し、同様に電流量（２１＋）（２１ｍ）を変更する
ことで変化する。即ち、電流量（１＋）（Ｉｓ）を制御
することで、可変ＢＰＦの特性を変化させ得ることにな
る。

（条件２） Ｖ＋＝Ｖｓ＝　Ｖ　　Ｉｓ　　　　ｖ、＝　−Ｖ　＋、
ｌ／ｌ：：　Ｖ　ｏＩＩ＋式■より ・・・　■ （ω。、Ｑは前記と同一） となる。この式■はＡＰＦの伝達関数を示している。

従って、条件２を満足する時、即ち端子（１５）（１９
）を共通の入力端子とし、端子（１８）に入力信号の逆
極性の信号を入力し、端子（１６）を出力端子とするこ
とにより、第６図の可変フィルター（２ｏ）は可変ＡＰ
Ｆとして動作し、その特性は電流量（１１）（１鵞）に
依存する。

（条件３） ■、＝ｖ、＝　Ｖ　１ｍ、ｖ４＝０、ｖ１＝ｖ、１式■
より Ｖ　ａ、／　Ｖ　Ｉｍ＝　（Ｓ”◆ω。”）／（Ｓ”＋
−Ｓ十乙。′）・・・■となる。この式■はバンドエル
ミネーションフィルタ（ＢＥＦ）の伝達関数を示してい
る。

従って、条件３を満足する時、即ち端子（１５）（１９
）を共通の入力端子とし、端子（１８）を接地し、端子
（１６）を出力端子とすることにより可変フィルター　
（２０）は可変ＢＥＦとして動作し、その特性は電流量
（１１）（＋１）に依存する。

（条件４） Ｖｌ　＝Ｖ　ｌ　ａ、ｙ＋＝ｙ、＝Ｑ、Ｖｔ＝Ｖ＊ｕ＋
式■より ｖ　ａ　−ｌ／　ｖ　＋　、　＝　’　Ｓ　”　／　（
Ｓ　”＋シＳ十ｍａ’）・・・　■Ｑ　　　　　　　　
Ｑ となる。この式■は２次のバイパスフィルタ（ＨＰＦ）
の伝達関数を示している。

従って、条件４を満足する時、即ち端子（１５）を入力
端子とし、端子（１Ｂ）（１９）を接地し、端子（１６
）を出力端子とすることにより、可変フィルタ（２０）
はＨＰ　Ｆとして動作し、その特性は電流量（１１）（
＋１）に依存する。

（条件５） Ｖ＋＝Ｖ＋＝　Ｏ＊　Ｖｓ＝　Ｖ　１６％　Ｖｔ＝　Ｖ
　ｏｕｔ式■より ｖｅ＋＋＋／　Ｖ　Ｉｓ”ωＯ”／　（Ｓ”−５”！＋
ｌ＠”）　　・・・　　　■となる。この式■は２次の
ローパスフィルタ（ＬＰＦ）の伝達関数を示している。

従って、条件５を満足する時、即ち端子（１９）を入力
端子とし、端子（１５）（１８）を接地し、端子（１６
）を出力端子とすることにより、可変フィルター（２０
）はＬＰＦとして動作し、その特性は電流量（Ｉ、）（
Ｉｔ）に依存する。

上述の如く、第６図に示した可変フィルター（２０）の
回路構成を変えることなく、各条件を付与することによ
り、可変ＢＰＦまたは可変ＡＰＦとして動作させること
ができ、しがもそのフィルターの特性は電流量（Ｉｔ）
（Ｉｇ）により制御可能である。

第７図は、第６図の可変フィルター（２０）の原理を応
用して電流量（１，）（Ｉｔ）を制御可能とした具体的
な可変フィルターの回路図であり、定電流源回路をエミ
ッタ７オロア型のトランジスタと抵抗により構成し、制
御信号の電圧値に応じて、この定電流源回路の電流量が
制御される様に構成される。ここで、この第７図の回路
図について簡単に説明する。尚、第７図において第６図
と同一部分については同一符号を付して説明を省略する
。

定電流源回路（１１）は並列接続のトランジスタ（Ｔ、
、）（Ｔ、、）と抵抗値が（ｒ）の抵抗（２２）にて構
成され、トランジスタ（Ｔｚ）（Ｔｉｔ）ノヘースＩｎ
端子（５ｏ）に供給される制御信号が印加される。また
定電流源回路（１３）も並列接続のトランジスタ（Ｔｌ
ｌ）（Ｔ、４）と抵抗値が（ｒ）の抵抗（２３）にて構
成され、トランジスタ（Ｔ、、）（Ｔ、、）のベースに
制御信号が印加される。尚、第６図においては定電流源
回路（１１）（１２）の電流量は（２Ｌ　＋）（２Ｉ　
ｔ）に設定したが、後述ノ如く、差動対のトランジスタ
（ＴＩ）（Ｔ、）ノベースへの印加電圧を分圧抵抗（Ｒ
１）（Ｒ４）及び（Ｒ，）（Ｒ１）にて分圧設定するこ
とにより、第７図では各定電流源回路（１１）（１２）
に該当する部分の電流量は等しくなる様に設定されてい
る。

定電流源回路（１２）はトランジスタ（Ｔ１．）（Ｔ、
４）がら成るカレントミラー回路、更にこのトランジス
タ（Ｔ、、）に結合されたエミッタ７オロア型のトラン
ジスタ（Ｔ、、）及び抵抗値（２ｒ）の抵抗（２４）か
ら成る定電流源回路にて置換され、トランジスタ（Ｔｉ
ｔ）のベースに印加される制御信号に応じて電流量が制
御される。同様に定電流源回路（１４）はトランジスタ
（Ｔ、Ｉ）（Ｔｌｌ）から成るカレントミラー回路、ト
ランジスタ（Ｔ、。）及び抵抗値（２ｒ）の抵抗（２５
）から成る定電流源回路にて置換され、トランジスタ（
Ｔ、。）のベースに印加される制御信号に応じて電流量
が制御される。尚、任意の電圧値を有する制御信号に対
して定電流源回路（１１）（１２）（１３）（１４）に
流れる電流量、即ち抵抗（２２）（２４）（２３）（２
５）に流れるｔ　ｉｊ！量は、抵抗（２４）の電流量を
ｉとすると、抵抗（２２）（２３）には２ｉ、抵抗（２
５）にはｌが流れ、カレントミラー回路の動作により、
トランジスタ（Ｔ、、）（Ｔ、）のコレクタ電流もｉと
なる。また抵抗（Ｒ１）（Ｒ１）（Ｒ３）（Ｒ１）はゲ
インを設定するために挿入されたちのである。更に、抵
抗（Ｒ＊）（Ｒ４）は接地されているが、実際に回路を
動作させる場合に差動対が高周波の交流信号に対応可能
となる様に１−Ｖｃｃ等の直流バイアスを付与しなけれ
ばならない場合もある。

第７図の回路において、 として式■、（２）と同様の演算を行うと、が成り立ち
、Ｖ、を消去すると ５１４ｒｅ＋ｒｅｍＣ＋Ｃ＊−ｖ、＋Ｓ・２ｒｅ、Ｃ５
Ｌ−ｖ４＋Ｌ−ｖｓ＝　（Ｓ”・４ｒｅ＋ｒｅ＊Ｃ＋Ｃ
＊＋Ｓ・２ｒｅｔＣ＊に＋Ｌ）ｖｔ　　−■。

この式■゛に条件ｌを適用し、 ｍ６”　（Ｌ／４ｒｅ＋ｒｅ＊Ｃ＋Ｃｍ）””とすると
、 となり、ＢＰＦの伝達関数となる。

また、式■°に条件２を適用すると、 となり、ＡＰＦの伝達関数となる。尚、第８図は可変フ
ィルター（２０）を２個のオペアンプ（４１）（４２）
にて構成した時の図である。

以上の如き構成を有する可変フィルター（２０）を用い
て作成される発振回路について次に説明する。第１図は
可変フィルター（２０）に条件１を適用して、即ち端子
（１５）（１９）を接地し、端子（１８）を入力端子と
し、端子（１６）を出力端子として可変ＢＰＦ　（３０
）として動作させ、前記端子（１８）（１６）をアンプ
（３１）を介して閉回路（３２）にて結合してアンプ（
３１）出力を発振出力として取り出し、更に外部信号（
ＳＧ）を第７図の可変フィルターの制御信号とすること
により、外部信号（ＳＧ）の電圧レベルに応じて可変Ｂ
　Ｐ　Ｆ　（３０）の中心周波数（ω。°）が変化して
電圧制御型発振回路（ＶＣＯ）として動作することにな
る。

この第１図のｖＣＯは、極めて簡単な構成にて実現可能
であるが、更に高精度なＶＣＯを実現するためには、第
５図の従来技術のＶＣＯの可変移相器（７）に代えて、
条件１を満足させた可変ＢＰＦ（３０）を用い、更に別
の可変フィルター（２０）に条件２を適用し、即ち端子
（１５）（１９）を共通の入力端子とし、端子（１８）
に逆極性の入力信号を印加させ、端子（１６）を出力端
子とした可変フィルターである可変Ａ　Ｐ　Ｆ　（３３
）を用いた自動制御回路を可変Ｂ　Ｐ　Ｆ　（３０）に
付加することにより可能である。第１０図はこの高精度
なりＣＯを示す。

この第１０図において、水晶Ｂ　Ｐ　Ｆ　（１０）は第
５図と同一のものであり、この水晶Ｂ　Ｐ　Ｆ　（１０
）出力は可変Ｂ　Ｐ　Ｆ　（３０）に入力される。即ち
、水晶ＢＰＦ　（３０）出力は条件ｌを満足する可変フ
ィルター（２０）の端子（１８）に入力されることにな
り、更にこの可変フィルター（２０）の端子（１６）は
アンプ（３１）の入力端に結合され、可変Ｂ　Ｐ　Ｆ　
（３０）出力がアンプ（３１）に入力される。このアン
プ（３１）出力は発振出力として出力されると共に、閉
回路（６）にて水晶ＢＰ　Ｆ　（１０）の入力端にフィ
ードバックされる。

一方、条件２を満足する第７図の可変フィルター（２０
）と同一構成を有する別の可変フィルターである可変Ａ
　Ｐ　Ｆ　（３３）へも、アンプ（３１）出力は入力さ
れる。可変Ａ　Ｐ　Ｆ　（３３）は振幅が周波数に依ら
ず一定で、外部から制御される共振周波数でのみ、入出
力の位相差をＯ（零）とできる。そこで、可変Ａ　Ｐ　
Ｆ　（３３）の入力及び出力信号を位相比較器（３４）
に入力して可変Ａ　Ｐ　Ｆ　（３３）の入出力の位相差
を検出し、この位相差に対応する位相差検出信号をロー
パスフィルタ（ＬＰＦ）（３５）にて積分して、可変Ａ
　Ｐ　Ｆ　（３３）に制御信号として帰還する。このＬ
　Ｐ　Ｆ　（３５）出力は、第７図の可変フィルター（
２０）の端子（５０）に供給されることになり、可変Ａ
ＰＦ（３３）の中間周波数（ω。゛）は微妙に制御され
て、可変Ａ　Ｐ　Ｆ　（３３）の入出力の位相差が零と
なり、可変Ａ　Ｐ　Ｆ　（３３）の共振周波数は、アン
プ（３１）からの発振出力の発振周波数と常に一致する
。

可変Ｂ　Ｐ　Ｆ　（３０）は、前述の如く可変Ａ　Ｐ　
Ｆ　（３３）と同一の回路形態を有しているので、可変
ＡＰＦ（３３）への制御信号を可変Ｂ　Ｐ　Ｆ　（３０
）に供給する。

即ち、Ｌ　Ｐ　Ｆ　（３５）出力を可変Ｂ　Ｐ　Ｆ　（
３０）として動作する側の可変フィルター（２０）の端
子（５０）にも帰還することにより、可変Ｂ　Ｐ　Ｆ　
（３０）の共振周波数も発振出力の発振周波数に一致し
、この周波数では、可変Ｂ　Ｐ　Ｆ　（３０）の入出力
位相差も零となり、発振周波数は水晶振動子の共振周波
数である（ｆＯ）となり、高調波成分は除去される。

そして、Ｌ　Ｐ　Ｆ　（３５）のカットオフ周波数より
十分に高い周波数を有する外部信号（ＳＧ）を、ＬＰ　
Ｆ　（３５）出力である制御信号に加算器（３６）に加
算することにより、可変Ｂ　Ｐ　Ｆ　（３０）の中間周
波数が変化し、これに応じて水晶Ｂ　Ｐ　Ｆ　（１０）
の中間周波数も（ｆｏ）からずれ、発振周波数を変化さ
せ得ることになる。

本実施例において、可変Ｂ　Ｐ　Ｆ　（３０）と可変Ａ
ＰＦ（３３）用に第７図の回路形態を有する可変フィル
ターを２個必要とするが、これらを同一のモノリシック
ＩＣで作成すれば、温度特性が同一で、コンデンサとト
ランジスタの相対精度が良好となり、可変ＢＰＦに対す
る可変ＡＰＦの自動制御が高精度になり、可変ＢＰＦ自
体は温度及び絶対精度のバラツキという点で大きな誤差
を有するが、同−ＩＣ内の可変ＡＰＦの動作により可変
ＡＰＦと同一の共振周波数となる。

（ト）発明の効果 上述の如く本発明によれば、高調波成分の少ない発振出
力を発する高精度な発振回路が実現可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図、第６図乃至第１０図は本発明の実施例に係り、
第１図は一実施例の回路ブロック図、第６図は可変フィ
ルターの原理図、第７図は可変フィルターの回路図、第
８図はオペアンプを用いて構成した可変フィルターの回
路図、第９図は可変フィルターの動作原理を説明する説
明図、第１０図は他の実施例の回路ブロック図である。 第２図は水晶ＢＰＦの回路図、第３図は共振素子の等価
回路図、第４図は水晶ＢＰＦの周波数特性図、第５図は
従来例の回路ブロック図である。 （３０）・・・可変ＢＰＦ、（３３）・・・可変ＡＰＦ
、（３４）・・・位相比較器

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）外部信号に応じて共振周波数が制御可能な可変Ｂ
   ＰＦの入出力端を、同相で利得が１以上の閉回路にて結
   合して構成される電圧制御型の発振回路。
2. （２）所定の周波数にて振動する振動子を用いたＢＰＦ
   の入出力端を同相で利得が１以上の閉回路にて結合して
   構成された発振回路において、該閉回路内に挿入され、
   第１制御信号にて共振周波数が制御可能な可変ＢＰＦと
   、 発振出力が入力され、第２制御信号にて出力の位相が制
   御可能な可変ＡＰＦと、 該可変ＡＰＦの入出力の位相差を検出する位相比較器と
   を備え、 該位相比較出力を前記第１及び第２制御信号として帰還
   し、前記可変ＢＰＦ及び可変ＡＰＦの夫々の入出力を同
   位相とすることにより、発振周波数を前記振動子の振動
   周波数に一致させることを特徴とする発振回路。
3. （３）所定の周波数にて振動する振動子を用いたＢＰＦ
   の入出力端を同相で利得が１以上の閉回路にて結合して
   構成された発振回路において、該閉回路内に挿入され、
   第１制御信号にて共振周波数が制御可能な可変ＢＰＦと
   、 発振出力が入力され、第２制御信号にて出力の位相が制
   御可能な可変ＡＰＦと、 該可変ＡＰＦの入出力の位相差を検出する位相比較器と
   を備え、 該位相比較出力を前記第１及び第２制御信号として帰還
   し前記可変ＢＰＦ及び可変ＡＰＦの夫々の入出力を同位
   相とすることにより、発振周波数を前記振動子の振動周
   波数に一致させると共に、前記第１制御信号に外部信号
   を加算して発振周波数を可変とすることを特徴とする発
   振回路。