JPH0228706A - 直流安定化電源回路 - Google Patents
直流安定化電源回路Info
- Publication number
- JPH0228706A JPH0228706A JP17940688A JP17940688A JPH0228706A JP H0228706 A JPH0228706 A JP H0228706A JP 17940688 A JP17940688 A JP 17940688A JP 17940688 A JP17940688 A JP 17940688A JP H0228706 A JPH0228706 A JP H0228706A
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- JP
- Japan
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- voltage
- output
- resistor
- power supply
- constant
- Prior art date
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- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 title 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は安定化電源回路に関する。
第２図は従来の直流安定化電源回路の一例を示す回路図
である。第２図に示すように、定電圧源Ｖｓ、出力電圧
を設定する抵抗Ｒ，，’Ｒ２，Ｒ２’出力電圧を常に一
定に保つための誤差増幅器用の演算増幅器Ａ１、制御用
トランジスタＱ、２種類の電力電圧を得るための切換ス
イッチＳより構成される。いま、演算増幅器の利得Ａｖ
が充分大きく、 （Ｒ２十Ｒ２’ ） Ａ ｖ ）１ ・・・・・・（１） Ｒ＋ 十Ｒ２＋ Ｒ２’ のときは、スイッチＳがＯＦＦのときの出力電圧ＶＯＩ
は となる。一方、スイッチがＯＮのときは出力電圧ＶＯ２
は となり、スイッチのオン・オフにより２種類の電力電圧
を得るこ・とができた。
である。第２図に示すように、定電圧源Ｖｓ、出力電圧
を設定する抵抗Ｒ，，’Ｒ２，Ｒ２’出力電圧を常に一
定に保つための誤差増幅器用の演算増幅器Ａ１、制御用
トランジスタＱ、２種類の電力電圧を得るための切換ス
イッチＳより構成される。いま、演算増幅器の利得Ａｖ
が充分大きく、 （Ｒ２十Ｒ２’ ） Ａ ｖ ）１ ・・・・・・（１） Ｒ＋ 十Ｒ２＋ Ｒ２’ のときは、スイッチＳがＯＦＦのときの出力電圧ＶＯＩ
は となる。一方、スイッチがＯＮのときは出力電圧ＶＯ２
は となり、スイッチのオン・オフにより２種類の電力電圧
を得るこ・とができた。
上述した従来の安定化電源回路は、機械的なスイッチＳ
により２種類の出力電圧を得る構成になっているため、
電気信号によっては２種の出力電圧を得ることはできな
い欠点があった。又、精度の高い１種類の出力電圧を得
るには、スイッチＳをＯＦＦにして、抵抗Ｒ２’をポテ
ンショメータに置換して合わせ込まなければならない。
により２種類の出力電圧を得る構成になっているため、
電気信号によっては２種の出力電圧を得ることはできな
い欠点があった。又、精度の高い１種類の出力電圧を得
るには、スイッチＳをＯＦＦにして、抵抗Ｒ２’をポテ
ンショメータに置換して合わせ込まなければならない。
例えば、ＶＳ＝２．５Ｖ、Ｒ１＝ＩＫΩ、Ｒ２＝０．５
にΩのとき、ｖ。−５±０．ＯＩＶ以内に収めるには、
＝１．００４〜０．９９６にΩ ・・・ （４）これよ
り、Ｒ２’はＲ２’＝ ０．４９６にΩ〜０．５０４に
Ωの範囲で、すなわち０．０ ’０８ ＫΩの間で調整
しなければならないことになり、分解能の高い調整抵抗
が必要となる。
にΩのとき、ｖ。−５±０．ＯＩＶ以内に収めるには、
＝１．００４〜０．９９６にΩ ・・・ （４）これよ
り、Ｒ２’はＲ２’＝ ０．４９６にΩ〜０．５０４に
Ωの範囲で、すなわち０．０ ’０８ ＫΩの間で調整
しなければならないことになり、分解能の高い調整抵抗
が必要となる。
本発明の目的は、電気信号によって２種の出力電圧を切
り換えることができ、又、高精度な電力電圧を得るため
の抵抗の調整も粗くても可能になる直流安定化電源回路
を提供することにある。
り換えることができ、又、高精度な電力電圧を得るため
の抵抗の調整も粗くても可能になる直流安定化電源回路
を提供することにある。
本発明の直流安定化電源回路は、入力端子と出力端子間
にトランジスタを設け、出力電圧に応じた電圧を基準電
圧と比較しその比較結果により前記トランジスタを制御
する直流安定化電源回路において、夫々の一端が定電圧
源に接続された第１の抵抗及び第２の抵抗と、これら第
１及び第２の抵抗に流れる電流を電圧に変換する第３の
抵抗と、この変換された電圧が前記定電圧源の電圧に比
例した電圧と同じになるように前記第１及び第２に流れ
る電流を制御する手段と、切換信号に応答して前記第１
又は第２の抵抗の他端に得られる電圧を前記基準電圧と
して出力するスイッチ手段とを含んで構成される。
にトランジスタを設け、出力電圧に応じた電圧を基準電
圧と比較しその比較結果により前記トランジスタを制御
する直流安定化電源回路において、夫々の一端が定電圧
源に接続された第１の抵抗及び第２の抵抗と、これら第
１及び第２の抵抗に流れる電流を電圧に変換する第３の
抵抗と、この変換された電圧が前記定電圧源の電圧に比
例した電圧と同じになるように前記第１及び第２に流れ
る電流を制御する手段と、切換信号に応答して前記第１
又は第２の抵抗の他端に得られる電圧を前記基準電圧と
して出力するスイッチ手段とを含んで構成される。
次に、本発明について図面を参照して説明する。
第１図は本発明の一実施例を説明するための直流安定化
電源回路の回路図である。本発明による安定化電源回路
は、誤差増幅器Ａ１の非反転端子に印加される基準電圧
源は２つあり、１つは定電圧源■８に第３の抵抗Ｒ３の
両端電圧を加えた電圧値、もう１つは定電圧源■６より
第４の抵抗Ｒ４の両端電圧を引いた電圧値である。抵抗
Ｒ３，Ｒ４の両端電圧はその抵抗に流れる電流■８によ
って決定される。その電流工。は、演算増幅器Ａ２の反
転端子に加えられる定電圧源■８の抵抗Ｒｓ 、 Ｒｔ
による分割電圧と、第５の抵抗Ｒ５によって決まる定電
圧源回路と、その出力電流をカレントミラーするトラン
ジスタＱａ、Ｑ４．Ｑ５によって決定される。一方、第
１のＦＥＴスイッチＱ１と第２のＦＥＴスイッチＱ２は
出力電圧選択端子に印加するＨ、Ｌレベルの電圧によっ
てオン・オフし、誤差増幅器Ａ１の反転端子に印加され
る２つの基準電圧源の１つが選択され、出力電圧選択端
子に印加するＨレベル電圧、Ｌレベル電圧に応じて、２
種類の出力電圧が得られることになる。ここで、ゲート
Ｇ１は出力電圧選択端子の電圧を反転させるために挿入
されている。この回路において、Ｑ３とＱ４の面積比及
びＱ５とＱ６の面積比はそれぞれｌ：ｌであるため、Ｑ
４からＱ６の電流と０３からＱ５の電流が等しくなり、
第３の抵抗Ｒ３から定電圧源の方向へは電流は流れない
。従ってこの電流は第５の抵抗Ｒ５と、分割電圧のため
の抵抗Ｒ６゜Ｒ７によって決定されることになる。
電源回路の回路図である。本発明による安定化電源回路
は、誤差増幅器Ａ１の非反転端子に印加される基準電圧
源は２つあり、１つは定電圧源■８に第３の抵抗Ｒ３の
両端電圧を加えた電圧値、もう１つは定電圧源■６より
第４の抵抗Ｒ４の両端電圧を引いた電圧値である。抵抗
Ｒ３，Ｒ４の両端電圧はその抵抗に流れる電流■８によ
って決定される。その電流工。は、演算増幅器Ａ２の反
転端子に加えられる定電圧源■８の抵抗Ｒｓ 、 Ｒｔ
による分割電圧と、第５の抵抗Ｒ５によって決まる定電
圧源回路と、その出力電流をカレントミラーするトラン
ジスタＱａ、Ｑ４．Ｑ５によって決定される。一方、第
１のＦＥＴスイッチＱ１と第２のＦＥＴスイッチＱ２は
出力電圧選択端子に印加するＨ、Ｌレベルの電圧によっ
てオン・オフし、誤差増幅器Ａ１の反転端子に印加され
る２つの基準電圧源の１つが選択され、出力電圧選択端
子に印加するＨレベル電圧、Ｌレベル電圧に応じて、２
種類の出力電圧が得られることになる。ここで、ゲート
Ｇ１は出力電圧選択端子の電圧を反転させるために挿入
されている。この回路において、Ｑ３とＱ４の面積比及
びＱ５とＱ６の面積比はそれぞれｌ：ｌであるため、Ｑ
４からＱ６の電流と０３からＱ５の電流が等しくなり、
第３の抵抗Ｒ３から定電圧源の方向へは電流は流れない
。従ってこの電流は第５の抵抗Ｒ５と、分割電圧のため
の抵抗Ｒ６゜Ｒ７によって決定されることになる。
上記のような動作から、出力電圧選択端子がＬレベル電
圧時の出力電圧■。１は で求めらる。一方、出力電圧選択端子がＨレベル電圧時
の出力電圧Ｖ。２は となり、Ｌレベル又はＨレベルの２つの電気信号を与え
ることにより、２種類の出力電圧が得られることになる
。
圧時の出力電圧■。１は で求めらる。一方、出力電圧選択端子がＨレベル電圧時
の出力電圧Ｖ。２は となり、Ｌレベル又はＨレベルの２つの電気信号を与え
ることにより、２種類の出力電圧が得られることになる
。
式（５）、 （６）において、■。は
によって与えられるため、抵抗Ｒ５を可変することによ
り、極めて正確な出方電圧を得ることができる。例えば
、出力電圧選択端子をＨレベル電圧にしたとき、Ｖｏ＝
５Ｖ〜５＋０．０１Ｖに収めるためＲ＋ ＝ Ｉ ＫΩ
、Ｒ，＝１．２にΩ、Ｒ，＝ＩＫΩとしたとき、式（６
）より Ｒ３・ ■８ ＝５．３７にΩ〜５．５０Ｉ（Ω ・・・・・・
（８）となり、０．１３ ＫΩの範囲で調整すればよく
、従来例の式（４）の場合に比べれば、Ｒ５の調整は相
当粗くてもよいことになる。
り、極めて正確な出方電圧を得ることができる。例えば
、出力電圧選択端子をＨレベル電圧にしたとき、Ｖｏ＝
５Ｖ〜５＋０．０１Ｖに収めるためＲ＋ ＝ Ｉ ＫΩ
、Ｒ，＝１．２にΩ、Ｒ，＝ＩＫΩとしたとき、式（６
）より Ｒ３・ ■８ ＝５．３７にΩ〜５．５０Ｉ（Ω ・・・・・・
（８）となり、０．１３ ＫΩの範囲で調整すればよく
、従来例の式（４）の場合に比べれば、Ｒ５の調整は相
当粗くてもよいことになる。
第１図では、ゲートＧ１をＱ２のゲート接続して出力電
圧選択端子にＨレベル電圧を印加したとき、式（６）の
出力電圧が出るようになっているが、ゲートＧ１の接続
位置をＱｌのゲートにすると、Ｈレベルの時代（５）の
出力電圧を得られ、Ｌレベルの時代（６）の出力電圧が
出ることになる。
圧選択端子にＨレベル電圧を印加したとき、式（６）の
出力電圧が出るようになっているが、ゲートＧ１の接続
位置をＱｌのゲートにすると、Ｈレベルの時代（５）の
出力電圧を得られ、Ｌレベルの時代（６）の出力電圧が
出ることになる。
以上、説明したように本発明は、定電圧源に正負の抵抗
両端電圧印加することにより、２つの基準電圧源を形成
し、それぞれの電圧源が出力電圧選択端子にゲートが接
続されたＦＥＴスイッチを通してどちらかの電圧が誤差
増幅器に印加される構成をとることにより、切換スイッ
チではなくＨレベル及びＬレベルの電気信号により、２
種類の出力電圧をもつ安定化電源回路が得られる効果が
ある。
両端電圧印加することにより、２つの基準電圧源を形成
し、それぞれの電圧源が出力電圧選択端子にゲートが接
続されたＦＥＴスイッチを通してどちらかの電圧が誤差
増幅器に印加される構成をとることにより、切換スイッ
チではなくＨレベル及びＬレベルの電気信号により、２
種類の出力電圧をもつ安定化電源回路が得られる効果が
ある。
更に、出力電圧は式（５）、 （６）に示すように、出
力電圧精度は定電圧源Ｖｓ、抵抗Ｒ＋ 、 Ｒ２の比、
抵抗Ｒ３，Ｒ５の比、抵抗Ｒ＜ 、 Ｒｓの比、抵抗Ｒ
ｓ、Ｒｅの比の精度によって決定されるため、非常に精
度の高い電源回路が得られる効果がある。また、製造バ
ラつきにより、必要とする出力電圧が得られないときは
、出力電圧選択端子にＨレベルあるいはＬレベルの電圧
を与え、更に抵抗Ｒ５を調整することにより、容易に高
精度な出力電圧を得ることができ、又、Ｒ７の調整も式
（８）に示すように、粗くても可能という効果もある。
力電圧精度は定電圧源Ｖｓ、抵抗Ｒ＋ 、 Ｒ２の比、
抵抗Ｒ３，Ｒ５の比、抵抗Ｒ＜ 、 Ｒｓの比、抵抗Ｒ
ｓ、Ｒｅの比の精度によって決定されるため、非常に精
度の高い電源回路が得られる効果がある。また、製造バ
ラつきにより、必要とする出力電圧が得られないときは
、出力電圧選択端子にＨレベルあるいはＬレベルの電圧
を与え、更に抵抗Ｒ５を調整することにより、容易に高
精度な出力電圧を得ることができ、又、Ｒ７の調整も式
（８）に示すように、粗くても可能という効果もある。
スイッチ、Ｑ２・・・・・・第２のＦＥＴスイッチ、Ｑ
３゜Ｑ４・・・・・・カレントミラー回路を形成するト
ランジスタペア、Ｑ５・・・・・・Ｑ６の電流をミラー
するトランジスタ、Ｑ６・・・・・・定電圧源回路の出
力トランジスタ、Ｇｌ・・・・・・インバータゲート。
３゜Ｑ４・・・・・・カレントミラー回路を形成するト
ランジスタペア、Ｑ５・・・・・・Ｑ６の電流をミラー
するトランジスタ、Ｑ６・・・・・・定電圧源回路の出
力トランジスタ、Ｇｌ・・・・・・インバータゲート。
代理人 弁理士 内 原 晋
第１図は本発明の一実施例を説明するための直流安定化
電源回路の回路図、第２図は従来の直流安定化電源回路
の一例を説明するための回路図である。
電源回路の回路図、第２図は従来の直流安定化電源回路
の一例を説明するための回路図である。
Claims (1)
- 入力端子と出力端子間にトランジスタを設け、出力電圧
に応じた電圧を基準電圧と比較しその比較結果により前
記トランジスタを制御する直流安定化電源回路において
、夫々の一端が定電圧源に接続された第１の抵抗及び第
２の抵抗と、これら第１及び第２の抵抗に流れる電流を
電圧に変換する第３の抵抗と、この変換された電圧が前
記定電圧源の電圧に比例した電圧と同じになるように前
記第１及び第２に流れる電流を制御する手段と、切換信
号に応答して前記第１又は第２の抵抗の他端に得られる
電圧を前記基準電圧として出力するスイッチ手段とを含
むことを特徴とする直流安定化電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17940688A JPH0228706A (ja) | 1988-07-18 | 1988-07-18 | 直流安定化電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17940688A JPH0228706A (ja) | 1988-07-18 | 1988-07-18 | 直流安定化電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0228706A true JPH0228706A (ja) | 1990-01-30 |
Family
ID=16065314
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17940688A Pending JPH0228706A (ja) | 1988-07-18 | 1988-07-18 | 直流安定化電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0228706A (ja) |
-
1988
- 1988-07-18 JP JP17940688A patent/JPH0228706A/ja active Pending
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