JPH0228927B2 - - Google Patents
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- JPH0228927B2 JPH0228927B2 JP58211933A JP21193383A JPH0228927B2 JP H0228927 B2 JPH0228927 B2 JP H0228927B2 JP 58211933 A JP58211933 A JP 58211933A JP 21193383 A JP21193383 A JP 21193383A JP H0228927 B2 JPH0228927 B2 JP H0228927B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- voltage
- signal
- input
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
- H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
- H03K3/023—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use of differential amplifiers or comparators, with internal or external positive feedback
- H03K3/0231—Astable circuits
Landscapes
- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明は、主として電子式電力量計に用いら
れる電圧・周波数変換回路に関するものである。
れる電圧・周波数変換回路に関するものである。
電子式電力量計では、配電線の負荷電圧と消費
電流とを乗算器で乗算して瞬時電力に比例した電
圧信号を作り出し、この電圧信号を電圧・周波数
変換回路に入力して、その電圧、すなわち瞬時電
力に比例した周波数の矩形波信号を出力させ、こ
の矩形波信号をカウンタ回路で計数して、電力量
を算出し、表示部でその電力量を積算表示してい
る。
電流とを乗算器で乗算して瞬時電力に比例した電
圧信号を作り出し、この電圧信号を電圧・周波数
変換回路に入力して、その電圧、すなわち瞬時電
力に比例した周波数の矩形波信号を出力させ、こ
の矩形波信号をカウンタ回路で計数して、電力量
を算出し、表示部でその電力量を積算表示してい
る。
ここで、上記電圧・周波数変換回路は、電力量
計の精度を高めるために、数mVから数十Ｖまで
の極めて広い電圧領域において入力電圧に対する
出力周波数の直線性が要求される。
計の精度を高めるために、数mVから数十Ｖまで
の極めて広い電圧領域において入力電圧に対する
出力周波数の直線性が要求される。
ところが、この種の電圧・周波数変換回路で
は、高い周波数領域において、回路素子の作動遅
れにより誤作を生じ、上記直線性が損なわれてし
まう。これを第１図に示す従来の電圧・周波数変
換回路に基づいて詳しく説明する。
は、高い周波数領域において、回路素子の作動遅
れにより誤作を生じ、上記直線性が損なわれてし
まう。これを第１図に示す従来の電圧・周波数変
換回路に基づいて詳しく説明する。
第１図において、１０，１０は１対の入力端子
で、この入力端子１０，１０において上記した乗
算器からの瞬間電力に比例した入力電圧信号とを
受け、演算増幅器１１および抵抗体１２，１３を
有する入力回路１４を経て、絶対値が等しく極性
の異なる１対の直流電圧信号epとenを取り出す。
１５はアナログスイツチからなる反転スイツチン
グ回路、１６は抵抗体、１７は演算増幅器１８の
負帰還回路にコンデンサ１９を接続してなる積分
器、２０は演算増幅器２１および抵抗体２２，２
３からなるヒステリシスコンパレータを構成する
出力回路で、上記積分器１７の出力電圧E0が第
２図Ａに示す所定の上限値＋VRおよび下限値−
VRに達するごとに反転する矩形波信号ａ（第２図
Ｂ）を出力するものである。この矩形波信号ａは
上記反転スイツチング回路１５を駆動する信号と
しても用いられる。
で、この入力端子１０，１０において上記した乗
算器からの瞬間電力に比例した入力電圧信号とを
受け、演算増幅器１１および抵抗体１２，１３を
有する入力回路１４を経て、絶対値が等しく極性
の異なる１対の直流電圧信号epとenを取り出す。
１５はアナログスイツチからなる反転スイツチン
グ回路、１６は抵抗体、１７は演算増幅器１８の
負帰還回路にコンデンサ１９を接続してなる積分
器、２０は演算増幅器２１および抵抗体２２，２
３からなるヒステリシスコンパレータを構成する
出力回路で、上記積分器１７の出力電圧E0が第
２図Ａに示す所定の上限値＋VRおよび下限値−
VRに達するごとに反転する矩形波信号ａ（第２図
Ｂ）を出力するものである。この矩形波信号ａは
上記反転スイツチング回路１５を駆動する信号と
しても用いられる。
つぎに、上記構成の作動について説明する。反
転スイツチング回路１５が図示の作動状態にある
とき、積分器１７の負入力部２４に直流電圧信号
epが入力され、コンデンサ１９が充電される。
これにより積分がなされ、積分器１７の出力電圧
E0が第２図Ａの右下りの直線L2で示すように下
降する。上記出力電圧E0が所定の下限値−VRに
達すると、ヒステリシスコンパレータ２０から出
力される矩形波信号ａは第２図Ｂに示すように論
理レベル“１”となる。この矩形波信号ａにより
反転スイツチング回路１５が反転作動し、直流電
圧信号enが積分器１７の負入力部２４に入力さ
れる。これによりコンデンサ１９が放電され、積
分回路１７の出力電圧E0が第２図Ａの右上りの
直線L1で示すように上昇する。この出力電圧E0
が所定の上限値＋VRに達すると、第１図のヒス
テリシスコンパレータ２０からの矩形波信号ａが
第２図Ｂのように論理レベル“０”となり、この
矩形波信号ａにより反転スイツチング回路１５が
再び反転作動し、元の状態に戻る。
転スイツチング回路１５が図示の作動状態にある
とき、積分器１７の負入力部２４に直流電圧信号
epが入力され、コンデンサ１９が充電される。
これにより積分がなされ、積分器１７の出力電圧
E0が第２図Ａの右下りの直線L2で示すように下
降する。上記出力電圧E0が所定の下限値−VRに
達すると、ヒステリシスコンパレータ２０から出
力される矩形波信号ａは第２図Ｂに示すように論
理レベル“１”となる。この矩形波信号ａにより
反転スイツチング回路１５が反転作動し、直流電
圧信号enが積分器１７の負入力部２４に入力さ
れる。これによりコンデンサ１９が放電され、積
分回路１７の出力電圧E0が第２図Ａの右上りの
直線L1で示すように上昇する。この出力電圧E0
が所定の上限値＋VRに達すると、第１図のヒス
テリシスコンパレータ２０からの矩形波信号ａが
第２図Ｂのように論理レベル“０”となり、この
矩形波信号ａにより反転スイツチング回路１５が
再び反転作動し、元の状態に戻る。
こうして得られた第２図Ａの積分電圧E0は、
第１図の入力電圧信号ｅが大きい程急勾配とな
り、第２図Ａの周期Ｔが短くなる。この周期Ｔは
第２図Ｂの矩形波信号ａの周期と同一であるか
ら、理論上この矩形波信号ａの周波数が入力電圧
信号ｅの大きさに比例する。
第１図の入力電圧信号ｅが大きい程急勾配とな
り、第２図Ａの周期Ｔが短くなる。この周期Ｔは
第２図Ｂの矩形波信号ａの周期と同一であるか
ら、理論上この矩形波信号ａの周波数が入力電圧
信号ｅの大きさに比例する。
ところが、実際には、第１図のヒステリシスコ
ンパレータ２０の入出力の遅れ、反転スイツチン
グ回路１５の切替時間等、いわゆる回路素子の遅
れがあるために、第２図Ａに示すオーバシユート
Erおよびアンダーシユート−Erが生じ、積分電
圧E0の周期Ｔが真の値T0よりも4tdだけ長くな
り、上記した入力電圧信号ｅと矩形波信号ａの周
波数との間の比例関係、すなわち、直線性が損な
われる。これを数式を用いて説明するとつぎのよ
うになる。
ンパレータ２０の入出力の遅れ、反転スイツチン
グ回路１５の切替時間等、いわゆる回路素子の遅
れがあるために、第２図Ａに示すオーバシユート
Erおよびアンダーシユート−Erが生じ、積分電
圧E0の周期Ｔが真の値T0よりも4tdだけ長くな
り、上記した入力電圧信号ｅと矩形波信号ａの周
波数との間の比例関係、すなわち、直線性が損な
われる。これを数式を用いて説明するとつぎのよ
うになる。
抵抗体１６の抵抗値をR3、コンデンサ１９の
容量をＣとすると、オーバシユートによる電荷蓄
積量は Er・Ｃ＝ep／R3・td ∴Er＝ep／CR3・td …(1) したがつて、一周期Ｔにおける電荷量は、 ep／R3・Ｔ＝Ｃ・（−4VR−4Er） ＝4C（−VR−ep／CR3・td） ∴｜Ｔ｜＝｜R3／ep・4c（−VR−ep／CR3・td）｜ 周波数ｆは ｜ｆ｜＝｜１／Ｔ｜ ＝｜１／4CR3（−VR−ep／CR3・td）・ep｜ …(2) となり、td＝０、つまりオーバシユートがなけれ
ば、ｆ＝ep／4CR3となり、入力電圧ep（＝ｅ）に比 例するが、td≠０なることにより、前述の比例関
係が成立しなくなる。
容量をＣとすると、オーバシユートによる電荷蓄
積量は Er・Ｃ＝ep／R3・td ∴Er＝ep／CR3・td …(1) したがつて、一周期Ｔにおける電荷量は、 ep／R3・Ｔ＝Ｃ・（−4VR−4Er） ＝4C（−VR−ep／CR3・td） ∴｜Ｔ｜＝｜R3／ep・4c（−VR−ep／CR3・td）｜ 周波数ｆは ｜ｆ｜＝｜１／Ｔ｜ ＝｜１／4CR3（−VR−ep／CR3・td）・ep｜ …(2) となり、td＝０、つまりオーバシユートがなけれ
ば、ｆ＝ep／4CR3となり、入力電圧ep（＝ｅ）に比 例するが、td≠０なることにより、前述の比例関
係が成立しなくなる。
この発明は上記従来の欠点を解消するためにな
されたもので、簡単な構成で入力電圧に対する出
力周波数の直線性を確保し得る電圧・周波数変換
回路を提供することを目的としている。
されたもので、簡単な構成で入力電圧に対する出
力周波数の直線性を確保し得る電圧・周波数変換
回路を提供することを目的としている。
第３図はこの発明に係る電圧・周波数変換回路
の一例を示すものである。同図において、入力回
路１４、反転スイツチング回路１５、積分器１７
は第１図の構成と同一であり、説明を省略する。
この発明の特徴はヒステリシスコンパレータを構
成する出力回路２０と反転スイツチング回路１５
との間に抵抗体４０を接続して出力回路２０にお
ける抵抗体２２，２３とともに分圧回路を構成す
るフイードフオワード回路４１を形成した点にあ
る。
の一例を示すものである。同図において、入力回
路１４、反転スイツチング回路１５、積分器１７
は第１図の構成と同一であり、説明を省略する。
この発明の特徴はヒステリシスコンパレータを構
成する出力回路２０と反転スイツチング回路１５
との間に抵抗体４０を接続して出力回路２０にお
ける抵抗体２２，２３とともに分圧回路を構成す
るフイードフオワード回路４１を形成した点にあ
る。
すなわち、上記フイードフオワード回路４１は
抵抗体４０からなり、反転スイツチング回路と演
算増幅器２１の正入力部２５に接続されて、上記
直流電圧信号en，epを交互に、また出力信号±
Erを交互に受け、この信号en，ep，±Erを入力電
圧信号ｅに対する出力周波数ｆの直線性が保持さ
れるように分圧する。これを数式を用いて説明す
るとつぎのようになる。
抵抗体４０からなり、反転スイツチング回路と演
算増幅器２１の正入力部２５に接続されて、上記
直流電圧信号en，epを交互に、また出力信号±
Erを交互に受け、この信号en，ep，±Erを入力電
圧信号ｅに対する出力周波数ｆの直線性が保持さ
れるように分圧する。これを数式を用いて説明す
るとつぎのようになる。
抵抗体２２，２３の各抵抗値をそれぞれR4，
R5とし、フイードフオワード回路４１の抵抗体
４０の抵抗値をR6とすると、反転スイツチング
回路１５により直流電圧信号epが選択されてい
る状態では、出力回路２０のスレシホールド電圧
を決定する演算増幅器２１の正入力部２５の電圧
Vtは Vt＝R5R4／R6＋R5R4ep−R6R5／R4＋R6R5Es
…(3) 前記(2)式の−VRに(3)式のVtを代入すると、 ｜ｆ｜＝｜１／Ｔ｜＝｜ep／4CR3（−R6R5／R4＋R6
R5Es＋R5R4／R6＋R5R4ep−ep／CR3td）｜…(5) ここで、td／CR3＝R5R4／R6＋R5R4となるようにR
4、 R5、R6を選ぶことにより、 ｆ＝１／Ｔ＝ep／4CR3（R6R5／R4＋R6R5Es） …(6) となり、出力周波数ｆを入力電圧ep（＝ｅ）に比
例させることができる。つまり、両者の関係に直
線性をもたせることができる。このことは第４図
に示すように周期Ｔが真の周期T0と一致するこ
とからも容易に理解される。
R5とし、フイードフオワード回路４１の抵抗体
４０の抵抗値をR6とすると、反転スイツチング
回路１５により直流電圧信号epが選択されてい
る状態では、出力回路２０のスレシホールド電圧
を決定する演算増幅器２１の正入力部２５の電圧
Vtは Vt＝R5R4／R6＋R5R4ep−R6R5／R4＋R6R5Es
…(3) 前記(2)式の−VRに(3)式のVtを代入すると、 ｜ｆ｜＝｜１／Ｔ｜＝｜ep／4CR3（−R6R5／R4＋R6
R5Es＋R5R4／R6＋R5R4ep−ep／CR3td）｜…(5) ここで、td／CR3＝R5R4／R6＋R5R4となるようにR
4、 R5、R6を選ぶことにより、 ｆ＝１／Ｔ＝ep／4CR3（R6R5／R4＋R6R5Es） …(6) となり、出力周波数ｆを入力電圧ep（＝ｅ）に比
例させることができる。つまり、両者の関係に直
線性をもたせることができる。このことは第４図
に示すように周期Ｔが真の周期T0と一致するこ
とからも容易に理解される。
このように直線性の良い電圧・周波数変換回路
を電子式の電力量計に用いると、電力量計の精度
が向上する。
を電子式の電力量計に用いると、電力量計の精度
が向上する。
上記実施例においては、入力回路１４におい
て、２つの絶対値の等しい極性の電圧を発生させ
ているが、入力電圧として、この条件が満される
ものであれば、この入力回路１４が不要となるこ
とは言うまでもない。
て、２つの絶対値の等しい極性の電圧を発生させ
ているが、入力電圧として、この条件が満される
ものであれば、この入力回路１４が不要となるこ
とは言うまでもない。
以上説明したように、この発明によれば、反転
スイツチング回路と出力回路との間に、抵抗体で
構成されて分圧回路の一部を構成するフイードフ
オワード回路を設けることにより、回路素子の作
動遅れがあつても、入力電圧に対する出力周波数
の直線性を確実に保持することができ、しかもフ
イードフオワード回路は抵抗体で構成されたもの
であるから、全体の構成の複雑化を招くことがな
く、消費電力も低減できる。とくに、反転スイツ
チング回路を介して受ける直流電圧信号を分圧し
て積分器に入力するようものとは、該積分器を構
成する演算増幅器の入力オフセツト電圧の影響が
少なく、高精度のものが得られる利点がある。
スイツチング回路と出力回路との間に、抵抗体で
構成されて分圧回路の一部を構成するフイードフ
オワード回路を設けることにより、回路素子の作
動遅れがあつても、入力電圧に対する出力周波数
の直線性を確実に保持することができ、しかもフ
イードフオワード回路は抵抗体で構成されたもの
であるから、全体の構成の複雑化を招くことがな
く、消費電力も低減できる。とくに、反転スイツ
チング回路を介して受ける直流電圧信号を分圧し
て積分器に入力するようものとは、該積分器を構
成する演算増幅器の入力オフセツト電圧の影響が
少なく、高精度のものが得られる利点がある。
第１図は従来の電圧・周波数変換回路を示す電
気回路図、第２図は同従来例の動作説明用の信号
波形図、第３図はこの発明に係る電圧・周波数変
換回路の一例を示す電気回路図、第４図は同実施
例の動作説明用の信号波形図である。 １４…入力回路、１５…反転スイツチング回
路、１７…積分器、１８…演算増幅器、１９…コ
ンデンサ、２４，２５…入力部、４１…フイード
フオワード回路、ａ…矩形波信号、VR…上限値、
−VR…下限値。なお、図中、同一符号は同一も
しくは相当部分を示す。
気回路図、第２図は同従来例の動作説明用の信号
波形図、第３図はこの発明に係る電圧・周波数変
換回路の一例を示す電気回路図、第４図は同実施
例の動作説明用の信号波形図である。 １４…入力回路、１５…反転スイツチング回
路、１７…積分器、１８…演算増幅器、１９…コ
ンデンサ、２４，２５…入力部、４１…フイード
フオワード回路、ａ…矩形波信号、VR…上限値、
−VR…下限値。なお、図中、同一符号は同一も
しくは相当部分を示す。
Claims (1)
- １ 入力信号を受けて絶対値が等しく、極性の異
なる１対の直流電圧信号を出力する入力回路と、
演算増幅器の負帰還回路にコンデンサを接続して
なり、一方の入力部に反転スイツチング回路を介
して上記１対の直流電圧信号を交互に受け、所定
の上限値および下限値まで積分する積分器と、こ
の積分器の出力信号が上限値および下限値に達す
るごとに反転する矩形波信号を出力する出力回路
と、上記出力回路の他方の入力部に接続され、上
記入力回路からの信号のうち、反転スイツチング
回路を介して上記出力回路の直流電圧信号とは異
なる極性の直流電圧信号を受けるフイードフオワ
ード回路と、このフイードフオワード回路を含
み、このフイードフオワード回路からのこの直流
電圧信号と前記出力回路の直流電圧信号とを、入
力電圧に対する出力周波数の直線性が保持される
ように合成、分圧して上記出力回路に入力させる
分圧回路とを具備し、上記矩形波信号により上記
反転スイツチング回路を駆動するように構成して
なる電圧・周波数変換回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58211933A JPS60103717A (ja) | 1983-11-09 | 1983-11-09 | 電圧・周波数変換回路 |
| KR2019900000715U KR900006664Y1 (ko) | 1983-11-09 | 1990-01-22 | 전압, 주파수 변환회로 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58211933A JPS60103717A (ja) | 1983-11-09 | 1983-11-09 | 電圧・周波数変換回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60103717A JPS60103717A (ja) | 1985-06-08 |
| JPH0228927B2 true JPH0228927B2 (ja) | 1990-06-27 |
Family
ID=16614081
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58211933A Granted JPS60103717A (ja) | 1983-11-09 | 1983-11-09 | 電圧・周波数変換回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60103717A (ja) |
| KR (1) | KR900006664Y1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2019220824A (ja) * | 2018-06-19 | 2019-12-26 | 新電元工業株式会社 | 発振回路および発振回路の制御方法 |
-
1983
- 1983-11-09 JP JP58211933A patent/JPS60103717A/ja active Granted
-
1990
- 1990-01-22 KR KR2019900000715U patent/KR900006664Y1/ko not_active Expired
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2019220824A (ja) * | 2018-06-19 | 2019-12-26 | 新電元工業株式会社 | 発振回路および発振回路の制御方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR900006664Y1 (ko) | 1990-07-26 |
| JPS60103717A (ja) | 1985-06-08 |
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