JPH02290562A

JPH02290562A - ヒステリシス回路を備えた速度検出装置

Info

Publication number: JPH02290562A
Application number: JP1228165A
Authority: JP
Inventors: Terumi Tsugawa; テルミ　ツガワ
Original assignee: Hamilton Standard Controls Inc
Current assignee: Hamilton Standard Controls Inc
Priority date: 1988-09-02
Filing date: 1989-09-02
Publication date: 1990-11-30
Also published as: EP0358381B1; DE68900922D1; EP0358381A1; US4894613A

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】［産業上に利用分野］この発明は、速度検出装置、特に誘電型の速度検出装置
に関するものである。さらに、本発明は、ヒステリシス
回路を備え、低速域における速度検出性能を向上した速
度検出装置に関するものである。

［従来の技術］従来より、種々の速度センサ、速度検出器が知られてい
る。近年、自動車の運転状態等の表示及び／又は制御用
としてせ速度検出装置に対する高精度化の要求が高まっ
て来ている。こうした車両用検出装置の、代表的な構成
において、センサは、基準点又は検出歯を有する部材に
対して、無接触状態で近接して配設され、この部材のセ
ンサに対する相対速度を検出するように構成されている
。

センサには、通常センサ回路が設けられており、少なく
とも検出基準信号をセンサに与える。また、センサ回路
は、検出速度を示すセンサ信号を発生する。例えば、車
輪速センサ等の回転部材の回転速度の検出に用いる場合
、センサは検出歯を形成した「トーンホイル」と呼ばれ
る回転ディスクの近傍に固定され、周知の要領で回転速
度の検出を行っている。

通常使用されるこの種のセンサには、一乃至複数の検出
コイルが回転ディスクの検出歯に近接して配設されてお
り、この検出コイルは検出歯の磁性部材の存否による磁
気作用、渦電流作用を用いて回転ディスクの検出歯を検
出して周波数信号を発生する。

この種のセンサの一例は、ペーター　ダブリュー．ハモ
ンド（Ｐｅｔｅｒ　ｌ．　Ｈａｍｓｏｎｄ）に付与され
たアメリカ特許第３，７１６，７８７号に示されている
。このアメリカ特許第３，７１６，７８７号には、回転
ディスクに外周に植設された磁性ピンが接近することに
よるセンサコイルのインダクタンスの変化を位相測定回
路を用いて測定する速度検出装置が示されている。すな
わち、センサコイルと検出歯又は検出ビン間の相対距離
の増減変化に応じて、検出コイルのインピーダンス又は
インダクタンスが変化する。このインピーダンス又はイ
ンダクタンスの変化によって、回路に基準信号の位相に
対する位相差が生じる。この位相差によって回転ディス
クの回転と測定された時間間隔内における回転ディスク
の回転速度が測定される。

また、セッド　サピア（Ｓａｉｄ　Ｓａｐｉｒ）に付与
されたアメリカ特許第３，７５０，１２８号には車輪回
転速度に比例した周波数のパルス信号を発生するパルス
発生装置が示されている。このパルス発生装置の、出力
パルス信号は例えば車輪速データとして周知のアンチス
キッド制御装置で用いられている。この場合の、パルス
発生装置は、発信器駆動型の可変磁気抵抗変成器が用い
られているので低回転数域でも動作可能となっている。

さらに、ゲラルド　オキャラハン（　Ｇｅｒａｌｄ　Ｏ
’　Ｃａｌｌａｇｈａｎ）に付与されたアメリカ特許第
３．７２８，５６５号には、回転ディスクの近傍に相互
に離間して配設された第一及び第二のステータコイルを
用いた速度検出装置が開示されている。各第一及び第二
のステータコイルは、それぞれサイン波形の電圧信号を
発生する。この電圧信号の振幅によって、速度が示され
る。

アメリカ特許第３，７２８，５６５号に示されたシステ
ムにおいては、回転ディスクの回転に応じて電圧信号の
振幅を変化させることにより、回転速度が示される構成
となっている。このシステムでは、低回転域での速度検
出性能に問題があり、また電圧信号の振幅が回転速度ば
かりではな《、例えばノイズの影響等によっても変動す
る問題を有している。また、こ４種のセンサにおいては
、回転ディスクとの干渉等による破損を防止するために
、センナと回転ディスク間の間隙を大きくとることが望
ましいが、上記した振幅依存型のセン、サの場合、この
点でも、問題がある。

一方、上記したアメリカ特許第３，７１６，７８７号及
び第３．７５０，１２８号では、位相差を用いて速度検
出を行っているので、上記したような低回転速度域での
問題はないが、他の問題を有している。例えば、アメリ
カ特許第３，７１６，７８７号においては、センサコイ
ルを含む回路の位相差を、当該センサコイルを駆動する
発信器から供給される固定位相の基準信号に対する位相
差として検出している。この場合、基準信号の周波数は
固定周波数となっているので、センサコイルを有する回
路の位相変化幅は所定の範囲に制限される。この結果、
所望の応答性を得ようとする場合、回転ディスク及びセ
ンサコイルとセンサ回路の間に、緊密な連関動作が必要
となる。一方、アメリカ特許第３，７５０，１２８号に
おいては、変成器が回転ディスク及び矩形波発生器と連
関動作して位相差を発生するように構成されている。

［発明の解決しようとする課題］従来の速度検出装置においては、回転ディスクの低速域
における逆回転、バックラッシュ等による位相の逆転の
誤検出により基準タイミング信号が誤って発生する場合
があり、低速域での速度検出精度が低いものとなってい
る。

上記したアメリカ特許第３，７１６，７８７号において
は、ヒステリシスにより上記した位相逆転の誤検出を防
止する提案もなされているが、このアメリカ特許第３，
７１６，７８７号に提案されているヒステリシス回路は
、高抵抗値のフィードバック抵抗器を有するフィードバ
ック回路を用いてヒステリシスを得るもので、回路が複
雑、高価となり、この点において改良が求められている
。

そこで、本発明の目的は、低速域での速度検出性能を向
上させ、かつ回路構成が単純化されしかも廉価な速度検
出装置を提供しようとするものである。

［課題を解決するための手段］そこで、本発明によれば、外周に回転検出用の突起又は
凹部を形成した回転ディスクと、該回転ディスクの近傍
に配設され、前記突起又は凹部との位置関係に応じてイ
ンダクタンスを変化させる第一及び第二の検…要素と、前記第一の検出要素を含み、該第一の検出要素のインダ
クタンス変化に応じて周波数を変化する第一のディジタ
ル出力信号を発生するとともに、前記第一のディジタル
出力信号のデユーティ値を前記発振器の直流電圧の関数
として変化させる手段を有する発振器と、前記発振器に接続され該発振器の発振出力によって駆動
されるとともに、前記第二の検出要素を含み、前記第二
の検出要素のインダクタンス変化に応じて周波数を変化
する第二のディジタル出力信号を発生するとともに、前
記第二のディジタル出力信号のデユーティ値を検出回路
の直流電圧レベルの関数として変化させる手段を有する
検出回路とを有し、前記第一及び第二の検出要素が、前記第一の出力信号と
前記第二の出力信号間に信号位相差を設けるように相互
に離間して配設され、前記第二の出力信号の位相が第一の出力信号の位相に対
して、回転ディスクの突起又は凹部位置におうじて位相
を周期的に変化させるとともに、前記第一及び第二の出
力信号の所定条件の位相関係の反転を検出して、回転デ
ィスクの回転数に応じた発生間隔を持つ基準タイミング
信号を発生する手段と、前記位相関係反転検出手段と少なくとも前記位相検出発
振器と前記検出回路の一方にに接続され、前記所定条件
の位相関係の反転に応じて前記位相検出発振器と前記検
出回路の直流電圧レベルを、前記第一及び第二の出力信
号間の位相差を拡大するように自動制御するヒステリシ
ス回路とによって構成したことを特徴とする速度検出装
置が提供される。

前記ヒステリシス回路は、前記第一及び第二の出力信号
間の位相差を拡大するために、前記位相検出発振器と前
記検出回路の双方の直流電圧レベルを上昇させる。前記
位相関係反転検出手段は双安定性論理回路で構成されて
おり、ヒステリシス回路は前記論理回路の出力に接続さ
れるとともに、電流制御用抵抗を有している。

前記ヒステリシス回路は、前記抵抗と直列に接続された
一方向性導体を有している。前記一方向性導体はダイオ
ードで構成されており、該ダイオードは前記論理回路の
出力がＬＯＷレベルとなっているときに導通して、前記
位相検出発振器及び前記検出回路の直流電圧レベルを低
下させる。前記抵抗は前記直流電圧レベルの降下を制限
する。

［実　施　例コ以下に、本発明の好適実施例による速度検出装置を添付
図面を参照しながら説明する。

第１図は、本発明の好適実施例による速度検出装置！Ｏ
は、回転ディスク１２の近傍に配設される。回転ディス
クｌ２及びその外周より突出する検出ピン又−は検出歯
１４は金属材料で形成されており、センサ１０と相互作
用する。なお、回転ディスクｌ２と検出歯ｌ４は、同一
の金属材料で形成することが出来るが、ディスク部と検
出歯部を各別の金属材料で形成することも可能である。

なお、本実施例において、センサＩＯと磁気作用による
相互作用するために、回転ディスクｌ２と検出歯ｌ４は
、スチール等の強磁性体材料で形成されている。しかし
ながら、回転ディスク１２及び検出歯Ｉ４の一方をアル
ミニウム等の非磁性金属材料で形成することも可能であ
る。この場合には、渦電流による速度検出は出来ないが
、上記の強磁性体材料製の回転ディスク及び検出歯と同
様の速度検出が可能である。図示の例においては、回転
ディスク！２は、矢印方向に回転している。この回転デ
ィスクｌ２の回転速度は、速度の検出対象の回転速度と
相関している。なお、速度検出装置を車両のブレーキシ
ステムを制御して、車輪のスリップ率を最適に保持する
ためのアンチスキッド制御装置に用いる場合には、回転
ディスクｌ２は、車輪又はドライブシャフト、プロペラ
シャフト等の駆動系の回転部材とともに回転するように
構成される。

回転ディスクｌ２の外周には多数の検出歯ｌ４が一定の
間隔ｌ５を存して形成されており、従゜って、隣接する
検出歯ｌ４のビッチθは回転ディスクの全周において一
定となっている。例えば、回転ディスクｌ２に７２個の
検出歯１４が形成されているとすれば、隣接する検出歯
間のピッチθは５゜となる。検出歯１４間の間隔ｌ５の
円周方向の幅を、検出歯ｌ４の幅に一致させることが望
ましいが、これを検出歯の幅と異なるものとしても速度
の検出が可能である。

第１図に示すように、速度検出装置１０は、回転ディス
クｌ２と直接相互作用する物理作用検出素子として機能
する鉄製コアコイルＬＩＳＬ２を有している。コアコイ
ルＬｌ，Ｌ２のコアｌ６、ｌ７は磁性材料で形成され、
好ましくは、Ｃ字状の形状とされる。なお、このコア１
６、ｌ７を、鉄系合金、ニッケル等の薄帯状片を非磁性
材料性ボビンに巻着して形成した円柱状部材を所定の長
さに切断し、Ｃ字状に折り曲げて形成することも可能で
ある。コイルＬＩＳＬ２は、コアｌ６、１７に巻き付け
て形成される。コアｌ６、ｌ７は、コイルＬｌ，Ｌ２に
よって発生される磁束を拘束し、伝達するように機能す
る。従って、このコア１６、１７によってコイルＬｌ，
Ｌ２の磁束の発生位置が回転ディスク１２の検出歯ｌ４
の近傍に制御゜することが可能である。しかしながら、
コア１６、１７は、図示の例に特定されるものではなく
、必要に応じて適宜な形状を取り得るものである。

コイルＬ１、Ｌ２は、相互に回転ディスクの円周方向に
オフセットして配設され、各検出歯ｌ４がよる磁束に対
する影響又は誘導電流の発生に時間差を設けるとともに
相互の発生信号に位相差を設けるようにする。第１図に
おいては、各コアｌ６、ｌ７はそれぞれ、一方の端部面
が、他方の端部面に対して回転方向の下流側に位置する
ように配置される。また、Ｃ字状に形成した各コアｌ６
、ｌ７の両端部面間のスパンは、検出歯ｌ４の形成ピッ
チθの正数倍に設定されている。なお、図示の実施例に
おいては、コアｌ６、Ｉ７の両端部面間のスパンは、検
出歯ｌ４のピッチの二倍となっている。さらに、コアｌ
６は、コア１７に対して発生信号に位相差又はオフセッ
トを持つように図示のように円周方向に所定のオフセッ
ト量を持って配設される。即ち、第１図に示す本実施例
においては、コイルＬｌを巻き付けたコアｌ６の両端部
面が、それぞれ検出歯ｌ４に対向しているときに、コイ
ルＬ２を持つコア１７の両端部面が、検出歯１４間に形
成された間隙ｌ５に対向する位置となる配置となってい
る。コイルＬｌ、Ｌ２が通電されると、それぞれが巻き
付けられたコア１６、ｌ７と、回転ディスク１２とコア
間のエアギャップ、及び回転ディスクを通る磁気回路が
形成される。この磁気回路は、第！図に一点鎖線で示す
ようにコアの端部面が検出歯１４の外端面に正対してい
る状態では、磁気結合が強くなり、端部面と検出歯Ｉ４
の対向位置が検出歯の円周方向端縁に近付くにつれて、
磁気結合が弱くなる。また、同様にコアの端部面が間隙
ｌ５に対向したときにも磁気結合は弱くなる。

上記したように、速度検出装置１０は、回転ディスク１
２の検出歯１４の外端面とコイルのコアｌ６、Ｉ７の端
郎面間のエアギャップＧを、検出精度を低下させづに大
きくすることが望ましい。

また、速度検出装ｖｌ１０は、このエアギャップＧの熱
変形、塵埃の付着、腐食等による変動による影響を最小
限とすることが望ましい。図示の実施例の速度検出装置
は、０．１インヂ以上のエアギャップＧで動作可能とな
っている。

なお、第ｉ図の実施例においては、コア１６、Ｉ７を回
転ディスクの円周方向にそって配設した例を示している
が、コア１６、１７を回転ディスクの回転軸線に対して
平行に配置することも可能である。この場合においては
、コイル及びコアを軸線方向に配置することによって、
速度検出装置の全体を小型化することが可能となり、コ
アの端部而と検出歯の外端面が対向した場合と、コアの
端部面と間隙が対向した場合の磁気結合の強度変化を大
きくすることが可能となる。なお、この場合、検出歯の
厚さを十分に厚くするか若しくはコイル及びコアを小型
化して、コアの両端部面が検出歯と確実に対向するよう
に構成する。さらに、第２図の構成とする場合、各コイ
ルにおけるインダクタンス変化が、相互に位相差を存し
て発生するように、コア及びコイルを円周方向に離間し
て配設する。さらに、この構成においては、コア１６は
検出１１４に対向し、コア１７は検出歯間の間隙１５に
対向している。

なお、第１図に示す速度検出装置！０は、適当なハウジ
ング１８に収容され、このハウジング１８を、検出コイ
ルＬｌ％Ｌ２が回転ディスク亘２の検出歯ｌ４の近傍に
位置するように固定される。

第１図に示すように、速度検出装１１０は、ブロック図
で示すような検出回路部を有している。

検出回路は、位相検出発信器２０と検出回路２２及び位
相状態検出器２４と、ヒステリシス回路８０とを有して
いる。さらに、定電圧回路は、速度検出装置１０に接続
されている。位相状態検出器２４は、出力回路２８を有
している。出力回路２８は所望の機能及び回路構成によ
って異なるものとなる。

第２図は、速度検出装置１０の検出回路郎の詳細を示し
ており、検出コイルＬｌは位相検出発信器２０の一部を
構成している。検出コイルＬｌは、エナメルワイヤを円
筒状コア１６に数百回巻回して形成されている。このコ
イルＬ１の抵抗値は数Ωとなり、通常状態のインダクダ
ンスは１．５ｍｈ（ミリヘンリー）となる。位相検出発
信器２０は、音声無線周波数よりも高い周波数帯域で動
作可能に構成されると共に、無線信号と干渉しないよう
に動作周波数帯域を設定される。なお、図示の実施例に
おける位相検出発信器２０は、３０ＫＨｚ近傍の動作周
波数に設定され、回転ディスク！２の回転におうじたコ
イルし１のインダクタンスの変化に応じて動作周波数を
若干変化させるように構成されている。

位相検出発信器２０には、一対のインバータ２９、３０
がタンデムに配設されており、このインバータ２９、３
０によって回路のゲインを決定される。位相検出発信器
２０には、さらにインバータ３１が設けられており、イ
ンバータ３０とともにｔｓｏ”位相回路を構成している
。また、コイルＬ１とコンデンサＣ２、Ｃ３及び抵抗器
Ｒ２によって１８０°位相回路が構成される。インバー
タ３０、３１間に直列に挿入されたコンデンサＣ１は、
インバータ３Ｇ，３１間の直流電流を遮断して、インバ
ータ３ｌが、抵抗器Ｒ１を介して供給される電位の直線
領域において自己バイアスして、発信動作が確実に開始
出来るようにしている。

上記のように、この位相検出発信器の増幅度は、インバ
ータ２９、３０によって決定されているので、インバー
タ３０の出力は、矩形の波形ディジタル信号又はパルス
信号ＳＩＧＡとなる。インバータ３ｌより出力される矩
形波信号は、抵抗器Ｒ２、コンデンサＣ３，コイルＬｌ
及びコンデンサＣ２で構成するフィルタ回路によって濾
波され、減衰されたサイン波形信号となる。上述したよ
うに、タンデム配列のインバータ２９、３０は、ディジ
タル化してパルス信号ＳＩＧＡを発生する。

なお、コンデンサＣＩ及び抵抗器Ｒｌを省略しても位相
検出発信器を形成することが出来、従って、これらの要
素は、必須なものではない。

検出回路２２は、ローバスフィルタ又は位相回路として
構成されている。この検出回路２２は、インバータ３１
の出力に接続されており、位相検出発信器２０によって
駆動される。検出回路２２は、検出コイルＬ２及び抵抗
器Ｒ３とコンデンサＣ４、０５出構成するフィルタを有
している。位相検出発信器２０と同様に、検出回路２２
には、タンデム配列に配置されたインバータ３２、３３
が設けられており、これらのインダータによってサイン
波形信号の増幅と、矩形波への変換が行われる。検出回
路２２の出力として出力されるインバータ３３の出力Ｓ
ＩＧＢは、したがって矩形波形のディジタル信号又はパ
ルス信号となる。

検出回路２２に設けるフィルタの各構成要素の値は、位
相検出発信器２０にフィルタの構成要素の値と同一とす
ることが好ましい。即ち、抵抗器Ｒ３の抵抗値は、抵抗
器Ｒ２の抵抗値と同一とし、コンデンサＣ４，Ｃ５の容
量もコンデンサＣ２、Ｃ３容量とそれぞれ同一とするこ
とが望ましい。

同様に、コイルＬ１、Ｌ２の例えば大気中等の同一雰囲
気における固有インダクタンスを同一とすることが望ま
しい。図示の実施例において、抵抗器Ｒ２、Ｒ３の抵抗
値は３．３Ωに設定され、各コンデンサＣ２、Ｃ３、Ｃ
４、Ｃ５の容量はＯ．ｌｕｆに設定され、コイルＬｌ１
Ｌ２のインダクタンスは約１ｍｂに設定される。従って
、検出回路２２により発生されるパルス信号ＳＩＧＩ３
の信号波形は、位相検出発信器２により発生されるパル
ス信号ＳＩＧＡの信号波形と同一となり、信号位相のみ
が異なるものとなる。

回転ディスク１２の検出歯ｌ４が、コイルＬｌ，Ｌ２に
対向する位置を通過するときに、コイルのインダクタン
スが変化する。コイルＬｌ，Ｌ２のインダクタンスは、
検出歯ｌ４がコイルに接近するに従って増加し、検出歯
がコイルより離れるに従って減少する。なお、渦電流に
より回転速度を検出する構成の場合には、インダクタン
スの増減は上記とは逆になる。なお、コイルＬｌ，Ｌ２
は、検出歯に対する位置関係が同一となる回転ディスク
ｌ２の過渡位置において、相互に共振するように構成す
れば理想的である。位相検出発信器２０のコイルＬｌは
、回路内における位相シフト量を１８０゜に維持するた
めに回路の周波数がシフトされるので、常に共振状態で
動作している。従って、検出歯１４がコイルＬｌｌこ近
付くときに、コイルのインダクタンスは増加し、周波数
は僅かに減少する。一方、検出回路２２のコイルＬ２は
、上記したように両コイルにおける物理条件が一致する
場合を除き、非共振状態で動作している。

位相検出発信器２０と検出回路２２の周波数差、パルス
信号ＳＩＧＡ，ＳＩＧＢの位相差によって示される。さ
らに、位相検出発信器２０の周波数は一定ではなく、コ
イルｌ，ｔのインダクタンスの関数どして変化するため
、パルス信号ＳＩＧＡ，ＳＩＧＢ位相差は、位相検出発
信器と検出回路の周波数差の二倍となる。一方、位相検
出発振器２０と検出回路２２が、コイルＬｌ，Ｌ２が回
転ディスクの所定回転位置で検出歯と同一の位置関係と
なるため。共通のの共振点を持って動作している場合、
コイルＬｌのインダクタンスとコイルＬ２のインダクタ
ンスは、同時にかつ相互に逆方向位相シフトの二倍の変
化量で変化する。また、位相検出発振器２０と検出回路
２０にそれぞれ接続され、相互に同一の値を持つ回路要
素で構成された一対のコイルＬ１．Ｌ２を用いることに
よって、コイル相互間の温度補償が可能となる。

位相検出発振器２０と検出回路２２によって発生される
パルス信号ＳＩＧＡ，ＳＩＧＢはテストポイントＴＰ２
及びＴＰ５で検出される。さらに、これらのパルス信号
ＳＩＧＡ％ＳＩＧＢは、位相状態検出回路２４の入力信
号となる。図示の実施例においては、位相状態検出回路
２４は、Ｄ−フリップフロップ５０を有しており、この
フリップ７ロツプのクロック人力Ｃには、一方のパルス
信号ＳＩＧＡ又はＳＩＧＢが入力され、データ人力Ｄに
は他方のパルス信号が入力されている。さらに具体的に
は、位相検出発振器２０の出力するパルス信号ＳＩＧＡ
がフリップ７ロツプ５０の入力Ｃに入力され、検出回路
２２のパルス信号ＳＩＧＢが入力Ｄに入力されている。

フリップフロツプ５０は、パルス信号Ｓ　Ｉ　ＧＡ，Ｓ
ＩＧＨの間の位相関係の反転を検出する。図示の構成に
おいて、パルス信号ＳＩＧＡのＨＩＧＨレベルへの立ち
上がりが、フリップフロップ５０のクロック人力Ｃにお
けるクロック信号として作用する。フリップ７ロツプ５
０の出力Ｑに発生するＱ出力は、入力Ｃにおいてパルス
信号ＳＩＧＡが立ち上がりが供給されているときに、デ
ータ人力Ｄの入力信号に対応した信号値となる。従って
、パルス信号ＳＩＧＢがパルス信号ＳＩＧＡがＨＩＧ　
Ｈレベルに立ち上がる前に、ＨＩＧＨレベルとなった場
合には、フリップフロブプ５０のＱ出力はＨＩＧＨレベ
ルとなる。一方、パルス信号ＳＩＧＡが立ち上がる時点
で、パルス信号ＳＩＧＢが１，ＯＷレベルとなっている
場合には、フリップフロツプ５０のＱ出力のレベルはＬ
ＯＷとなる。従って、フリップフロップ５０のＱ出力の
レベルは、いずれのパルス信号ＳＩＧＡ，ＳＩＧＢの位
相が進んでいるかに応じて変化し、パルス信号ＳＩＧＡ
，ＳＩＧＨの位相関係が逆転した直後、レベルが変化す
る。このＱ出力の変化するタイミングを、基準タイミン
グ信号の出力タイミングとして用いることが出来る。

第２図に示すように、フリップフロツブ５０に対してパ
ルス信号ＳＩＧＡ，ＳＩＧＢを供給した場合、パルス信
号ＳＩＧＢの位相が、パルス信号ＳＩＧＡの位相に対し
て進んた時点で、フリップフロツプのＱ出力がＨ　Ｉ　
Ｇ　Ｈレベルとなり、パルス信号ＳＩＧＢの位相が、パ
ルス信号ＳＩＧＡの位相に対して進んでいる間はＨ　Ｉ
　Ｃ　Ｉ−１レベルを継続する。この状態からパルス信
号の位相関係が逆転して、パルス信号ＳＩＧＡの位相が
パルス信号ＳＩＧＢの位相に対して進むと、フリップフ
ロツプ５０のＱ出力はＬＯＷレベルに変化し、この位相
関係が継続する間、ＬＯＷレベルに維持される。

なお、パルス信号ＳＩＧＡＳＳＩＧＢの位相が一致した
場合には、フリップ７ロツプ５０のＱ出力は、パルスの
位相が一致する直前のレベルに保持される。

出力バッファ回路２８は、抵抗ＷＲ９とフリップフロツ
プ５０のＱ出力に接続されたトランジスタ６８によって
構成されており、フリップフロツブ５０のＱ出力をバッ
ファ記憶して、Ｑ出力を反転した信号として出力する。

電圧供給回路９０は、＋１３Ｖの人力電圧をフリップフ
ロツブ５０及び発振器２０及び検出回路２２のＣＭＯＳ
のインバータ素子２９〜３３で用いる＋５ｖの定電圧に
変換する。

本発明の構成においては、ヒステリシス回路８０により
フリップフロツブ５０のレベル切り替えにヒステリシス
を与えている。ヒステリシス回路８０は、抵抗器Ｒ５と
フリップフロツブ５０の出力とパルス信号ＳＩＧＡ，Ｓ
ＩＧＢのいずれかを供給する回路部分間に直列に接続さ
れたダイオードＣｒｔ５とによって構成されている。本
実施例においては、ヒステリシス回路８０は、位相検出
発振器２０とフリップフロツプ５０のＱ出力間に介挿さ
れている。さらに、フリップフロツブ５０のＱ出力は、
位相検出発振器５０の抵抗器Ｒ２とコンデンサ０３間の
点ＴＰ４にヒステリシス回路ｇｏを介して接続される。

このヒステリシス回路８０は、パルス信号ＳＩＧＡ，Ｓ
ＩＧＨの位相差を増大させて、回転ディスクｌ２の停止
時又は低速回転時における望ましくない逆回転又はバッ
クラッシュ等による位相関係の逆転を減少又は防止する
。

このヒステリシス回路８０の動作を以下に詳述する。

フリップフロツブ５０のＱ出力がＨ　Ｉ　Ｇ　Ｈレベル
に保持された状態で、Ｑ出力がＬＯＷレベルに立ち下が
ると、ダイオードＣＲ５の極性は位相検出発振器２０と
接地レベルに近いレベルの出力Ｑとの間に電流が流れる
極性となる。この時、ヒステリシス回路８０から供給さ
れる電流は、抵抗器Ｒ５の抵抗値の大きさに応じた小さ
な電流値となる。この状態において、位相関係の逆転に
ヒステリシスを与える。しかしながら、こうしたヒステ
リシスは不必要であり、速度検出性能を低下させるもの
であるので、ダイオードＣＲ５が基準タイミング信号を
発生するフリップフロツプ５０の出力ＱがＨ　Ｉ　Ｇ　
｝ｉレベルに立ち上がる位相関係の逆転のあとにのみヒ
ステリシスを与えるように機能する。したがって、上記
とは逆の位相関係の逆転が生じた場合には、Ｑ出力はＨ
　Ｉ　Ｇ　Ｈレベルに立ち上がりダイオードＣＲ５が逆
バイアス状態となるので抵抗ｉＲ５を通して電流が流れ
ないため、ヒステリシスは与えられない。この構成によ
って、抵抗器Ｒ５の抵抗値を小さく設定することが可能
となり、高抵抗の抵抗器を用いる必要がないため回路を
安価に構成することが出来る。

本実施例における位相検出発信器２０は、通常インバー
タ２９、３０、３ｌに与えられる＋５ｖの定電圧の約半
分で、かつＣＭＯＳインバータの人力閾値に対応する約
＋２．５ｖの直流電圧で動作する。検出回路２２もこれ
と同様に、＋２．５■の直流電圧で動作する。なお、定
電圧の残りの電圧値は、ヒステリシス回路８０を介して
接地される。位相検出発信器２０′内における直流電圧
レベルの低下による変化は、テストポイントＴＰ２で検
出される矩形波信号のパルス信号ＳＩＧＡをデユーティ
値に変換するときに見られる。即ち、位相検出発振器２
０の直流電圧の低下によって、矩形波信号のデユーティ
値が減少する。

この動作を、第３図及び第４図を参照しながら説明する
。第３図には、弟２図の各テストボイン｝ＴＰＩ，ＴＰ
２、ＴＰ３、ＴＰ５、ＴＰ６、ＴＰ７における信号波形
を示している。第３Ａ図乃至第３Ｆ図の波形は、第２図
に実線で示す回転ディスクの角度位置における波形を示
しており、この時コイルＬｌは間隙ｌ５に対向し、コイ
ルＬ２は検出歯ｌ４に対向している。テストポイントＴ
ＰＩには、２　０　Ｋ　Ｈ　ｚで周期Ｔのサイン波信号
が発生する。

インバータ２９のＩ｛ＩＧ｝｛　（＋５Ｖ）／ＬＯＷ（
ＯＶ）レベルの切り替えに必要な入力閾値は、２．５ｖ
より僅かに低い電圧に設定される。第３Ｂ図の波形は、
インバータ２９の出力を反転するインバータ３０を含む
テストポイントＴＰ２の波形を示している。第３Ｂ図の
波形は、本実施例においてはパルス信号ＳＩＧＡとなっ
ており、テストポイントＴＰＩの電位が約２．５ｖとな
った時にＨＩＧＨレベルとなり、テストポイントＴＰＩ
の電位が２．５ｖより僅かに低くなった時にＬＯＷレベ
ルとなる。第３Ｃ図は、検出回路２２のテストポイント
ＴＰ３の信号波形を示しており、この信号はサイン波形
となっておりその位相は、コイルＬｌ、Ｌ２のオフセッ
トに応じて第３Ａ図の波形の位相に対して位相差を有し
ている。第３Ｄ図は、第３Ｂ図と同様に、サイン波形信
号を矩形波信号に変換した矩形波の波形を示している。

位相検出発振器２０と同様に、検出回路２２は二つのイ
ンバータ３２、３３を有しており、約２．５Ｖの閾値に
対して変化する電位に応じてＨ　Ｉ　Ｇ　ＨレベルとＬ
ＯＷレベル間で変化する。第３Ｂ図と第３Ｄ図の皮革よ
り明らかなように、それぞれパルス信号ＳＩＧＡ，ＳＩ
ＧＢとして機能する矩形波にはΔＴＰ１で示す位相差が
あり、この位相差ΔＴＰＩによって回転ディスク１２の
現在の角度位置が示される。パルス信号ＳＩＧＡがＨＩ
Ｇ｝１レベルに立ち上がる時点で、フリップ７ロツプ５
０の人力ＤのレベルがＬＯＷとなっている場合には、Ｑ
出力が第３Ｅ図に示すようにＬＯＷレベルとなる。これ
に対応して、フリップフロツプ５０のＱ出力は、第３Ｆ
図に示すようにＨ　Ｉ　Ｇ　Ｈレベルとなる。

第４Ａ図乃至第４Ｆ図は、間隙亘５がコイルＬ■こ文．
ｆ向し、検出歯Ｉ４がコイルＬ２に対向した第２図に破
線で示す状態におけるテストポイントＴＰＩ．ＴＰ２、
ＴＰ８、ＴＰ３、ＴＰ５、ＴＰ６及びＴＰ７における信
号波形を示している。また、第４Ａ図乃至第４Ｄ図に破
線で示す波形は、ヒステリシス回路８０を設けない場合
の信号波形を示しており、一方、実線で示す波形はヒス
テリシス回路８０を設けた場合に信号波形を示している
。まづ、ヒステリシス回路８０を設けない例について第
４Ａ図乃至第４Ｄ図を参照しながら説明すれば、これら
の波形はそれぞれ第３図の各テストポイントの位置にお
ける波形である。一方、第４Ａ図乃至第４Ｄ図において
は、検出歯１４及び間隙ｌ５とコイルＬ１及びＬ２の相
対位置関係が第３図のものとは逆転している。第４Ｄ図
に示すように、図示の状態においてパルス信号ＳＩＧＢ
に位相は、第４Ｂ図に示すパルス信号ＳＩＧＡの位相に
対して進んでいる。この状態における位相差は第４Ｄ図
に示すようにΔＴＰ２となっている。

一方、第４Ａ図乃至第４Ｄ図の実線で示された波形につ
いてみると、第２図に示すように速度検出装置１０に接
続されたヒステリシス回路８０を設けた場合の波形では
、ヒステリシスを設けないとしても、第４Ｄ図のパルス
信号ＳＩＧＢの位相カ、ハルス信号ＳＩＧＡの位相より
も進んでいる。

従って、このときのフリップフロツプ５０の出力Ｑに発
生するＱ出力はＨＩＧＨレベルとなり、出力ＱのＱ出力
はん、接地レベルに近いＬ，ＯＷレベルとなっている。

従って、この状態では、ダイオードＣＲ５の極性が導通
状態となり、位相検出発振器２０に流れる電流の一郎が
分流され、フリップフロツブ５０の出力Ｑを介して接地
される。これによって、位相検出発振器２０内の直流電
圧レベルは、△■１に示すように、＋２．５Ｖよりも僅
かに低い値となる。これによって、第４Ａ図のサイン波
形信号の位相が回転方向下流側にー△Ｖ．シフトされて
いる。この結果、＋２．５Ｖを越える第４Ａ図の部分が
減少する。従って、第４Ｂ図に示すように、パルス信号
ＳＩＧＡのパルス幅が減少する。

テストポイントＴＰ２の信号は、検出回路２２に供給さ
れる前に、インバータ３■によって反転されて、第４Ｂ
’図に示すような波形をテストポイントＴＰ８に発生す
る。この結果、パルス信号ＳＩＧＡの周期はヒステリシ
スを与えた結果、短くなっているものの、これ反転した
テストポイントＴＰ８でのパルス波形に示すようにパル
ス周期が拡大される。このパルス周期の増大に応じて、
検出回路２２内で濾波されたテストポイントＴＰ３にお
ける直流電圧が第４ｃ図に示すように増加する。このと
き増加するパルス周期は、△Ｖ，となる。検出回路２２
内の直流電圧が増加するため、＋２．５Ｖを越えるサイ
ン波形部分が増大する。

従って、第４Ｄ図のテストポイントＴＰ５のパルス周期
が増大する。このようにパルス信号ＳＩＧＡの周期を減
少させ、パルス信号ＳＩＧＢのパルス周期を延長するこ
とによって、パルス信号間の位相差が一層明確に成る。

このときのそれぞれの位相シフトはそれぞれ△Ｔ　Ｈ　
ｌ及び△ＴＨ２となる、この結果、位相差に応じた合計
の位相シフトは△ＴＰＨで示される。

本発明の実施においてヒステリシス回路８０の動作によ
る位相シフトΔＴＨ．，△ＴＨ，が、フリブブフロツプ
５０のＱ出力がｌ−Ｉ　Ｔ　Ｇ　Ｈレベルに立ち上がる
位相関係の逆転が発生した直後に与えられる必要がある
。位相関係の逆転が、回転ディスク１２が低速回転をし
ているとき及び停止しているときに、生じた場合に、回
転ディスクのわずかな逆回転による位相関係の逆転が生
じることを、ヒステリシスを与えて位相差を大きくする
ことで防止している。また、一方、フリップフロップ５
０のＱ出力がＬＯＷレベルに立ち下がる位相関係の逆転
に対しては、ヒステリシス回路８０は、非動作状態とさ
れているので、この方向の位相関係の逆転を誤検出は確
実に防止される。

なお、ヒステリシスによる位相のシフト量は、回路の抵
抗値を適宜設定することによって、回転ディスクＩ２の
逆転、バックラッシュ等による望ましくない位相シフト
を越える位相差を与えることができる。

第２八図は第２図に示す回路の変形例を示しており、こ
の変形例では、インバータ２９、３０、３１，３２及び
３３に変えて比較器９１及び９２が用いられている。比
較器９Ｉは、反転入力をテストポイントＴＰＩを介して
コイルＬｌの一端に接続されている。一方、比較器９ｌ
の非反転入力には、定電圧源から分圧抵抗器９３、９４
を介して＋２．５ｖに分圧された基準電圧が供給されて
いる。また、比較器９２は、反転入力にテストポイント
ＴＰ３を介してコイルＬ２が接続され、非反転入力には
、分圧抵抗器９３、９４を介して基準電圧が供給されて
いる。

この比較器９１、９２によっても前記の例と同様にテス
トポイントＴＰ８及びＴＰ５にパルス信号ＳＩＧＡＳＳ
ＩＧＢが発生する。なお、比較器を用いてパルス信号を
発生した場合、その発生出力は、前記の実施例とは異な
り非反転出力となる。

第２Ａ図に示す回路によっても、上記の回路と同様の回
路動作が得られる。

［発明の効果］セ記のように、本発明によれば、二つのパルス信号の位
相差を大きくすることでヒステリシス得るように構成し
て、低速域での速度検出性能を向上させることが出来、
しかも、ヒステリシスを得るためにフィードバック回路
を必要とせづ、また回路の抵抗値小さく設定することが
出来るものとなる。

なお、本発明は、上記の実施例に限定されるものではな
く、特許請求の範囲に記載した構成を満足する全ての構
成を包含するものである。例えば、上記に詳述した信号
調整回路に変えてアメリカ特許出願第２４０，７８２号
（同時出願の特許願（２）に記載した構成の信号調整回
路を用いることも可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明による速度検出装置の好適実施例の概
略を示すブロック図、第２図は、第ｌ図の速度検出装置の回路部分の具体実施
例を示す回路図、第２Ａ図は、第２図の回路の変形例を示す回路図、第３Ａ図乃至第３Ｆ図は第２図の各テストポイントにお
ける信号の波形図、第４Ａ図及び第４Ｆ図は、第３図と同じく各テストポイ
ントにおけるヒステリシスを設けた場合と設けない場合
の位相関係を比較して示す波形図である。手続補正書動式）平成２年６月４日２．３．平成１年特許願第２２８１６５号発明の名称ヒステリシス回路を備えた速度検出装置補正をする者事件との関係　特許出願人名　称　ハミルトン　スタンダードコントロールズ、インコーポレーテッ４．

Claims

【特許請求の範囲】

（１）外周に回転検出用の突起又は凹部を形成した回転
ディスクと、該回転ディスクの近傍に配設され、前記突起又は凹部と
の位置関係に応じてインダクタンスを変化させる第一及
び第二の検出要素と、前記第一の検出要素を含み、該第一の検出要素のインダ
クタンス変化に応じて周波数を変化する第一のディジタ
ル出力信号を発生するとともに、前記第一のディジタル
出力信号のデューティ値を前記発振器の直流電圧の関数
として変化させる手段を有する発振器と、前記発振器に接続され該発振器の発振出力によって駆動
されるとともに、前記第二の検出要素を含み、前記第二
の検出要素のインダクタンス変化に応じて周波数を変化
する第二のディジタル出力信号を発生するとともに、前
記第二のディジタル出力信号のデューティ値を検出回路
の直流電圧レベルの関数として変化させる手段を有する
検出回路とを有し、前記第一及び第二の検出要素が、前記第一の出力信号と
前記第二の出力信号間に信号位相差を設けるように相互
に離間して配設され、前記第二の出力信号の位相が第一の出力信号の位相に対
して、回転ディスクの突起又は凹部位置におうじて位相
を周期的に変化させるとともに、前記第一及び第二の出
力信号の所定条件の位相関係の反転を検出して、回転デ
ィスクの回転数に応じた発生間隔を持つ基準タイミング
信号を発生する手段と、前記位相関係反転検出手段と少なくとも前記位相検出発
振器と前記検出回路の一方にに接続され、前記所定条件
の位相関係の反転に応じて前記位相検出発振器と前記検
出回路の直流電圧レベルを、前記第一及び第二の出力信
号間の位相差を拡大するように自動制御するヒステリシ
ス回路とによって構成したことを特徴とする速度検出装
置。
（２）前記ヒステリシス回路は、前記第一及び第二の出
力信号間の位相差を拡大するために、前記位相検出発振
器と前記検出回路の双方の直流電圧レベルを上昇させる
ようにしたことを特徴とする請求項第１項に記載の装置
。
（３）前記位相関係反転検出手段は双安定性論理回路で
構成されており、ヒステリシス回路は前記論理回路の出
力に接続されるとともに、電流制御用抵抗を有している
請求項第１項又は第２項に記載の装置。
（４）前記ヒステリシス回路は、前記抵抗と直列に接続
された一方向性導体を有している請求項第３項に記載の
装置。
（５）前記一方向性導体はダイオードで構成されており
、該ダイオードは前記論理回路の出力がＬＯＷレベルと
なっているときに導通して、前記位相検出発振器及び前
記検出回路の直流電圧レベルを低下させるようにしたこ
とを特徴とする請求項第４項に記載の装置。
（６）前記抵抗は前記直流電圧レベルの降下を制限する
ようにしたことを特徴とする請求項第５項に記載の装置
。