JPH02299500A

JPH02299500A - 位置制御装置

Info

Publication number: JPH02299500A
Application number: JP1118008A
Authority: JP
Inventors: Noriaki Wakabayashi; 若林　則章
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1989-05-11
Filing date: 1989-05-11
Publication date: 1990-12-11

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は、位置制御装置に係わり、特に高速でかつ高精
度の位置決めが可能な位置制御装置に関する。

従来の技術近年、情報機器の性能の向上はめざましく、それに伴い
磁気ディスク装置やプリンタなどの駆動手段として、よ
り高速でより高精度の位置制御装置が要求されている。

従来、上述したこれらの機器の駆動手段としては、ステ
ッピングモータが広く活用されてきた。

以下、図面を参照しながら従来の位置制御装置について
説明する。第１３図は従来の位置制御装置の駆動手段と
して最も広く活用されているステッピングモータの原理
を示す構成図である。

第１３図（ａ）および（ｂ）はそれぞれハイブリッドＰ
Ｍ形（Ｈｙｂｒｉｄ　Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　Ｍａｇｎｅ
ｔ　Ｔｙｐｅ）と呼ばれるステッピングモータの断面図
と斜視図を示したものである。１３１は回転子で、軸方
向に着磁された磁石１４０とその磁石を両側から積層し
た磁性体１４１．１４２より構成され、磁性体円周には
一定のピッチで刻まれた磁極歯１３５．１３６を備えて
いる。一方、１３２は固定子で、回転子１３１の対向面
に同じく磁極歯群１３７を備えた磁性体コアと磁性体コ
アに巻かれた複数個のコイル１３３ａ、１３３ｂおよび
１３４ａ、１３４ｂから構成されている。１４３は回転
軸である。複数個のコイル１３３ａと１３３ｂおよび１
３４ａと１３４ｂはそれぞれ直列接続されている。

第１４図は第１３図に示したハイブリッドＰＭ形のステ
ッピングモータを駆動するための基本駆動回路図である
。スイッチ１１２ａ、Ｌ１２ｂ。

１１３ａ、１１３ｂで構成されるブリッジ回路の中間点
にコイル１３３ａと１３３ｂが接続され、スイッチ１１
４ａ、１１４ｂ、１１５ａ、１１５ｂで構成されるブリ
ッジ回路の中間点にはコイル１３４ａと１３４ｂが接続
されている。ここで例えばスイッチ１１２，１１４，１
１３，１１５を順次開閉することにより、上記複数個の
コイル１３３．１３４を外部から順序よく励磁してやれ
ば、回転子１４１はコイル１３３．１３４の励磁の状態
により位置をかえて歩進する。これらスイッチは普通半
導体で構成される。

第１５図は第１３図に示したステッピングモータの回転
角−トルク特性を示す図で、１２１の特性はコイル１３
３ａ、１３３ｂを第１４図のスイッチ１１２を閉じて１
１２ａから１１２ｂの方向に通電したときの回転角−ト
ルク特性を示す、この励磁状態では０点で回転子は静止
する位置保持特性を持つ、外部信号に同期してスイッチ
１１２゜１１４．１１３，１１５を順次開閉すれば、ス
テッピングモータの回転角−トルク特性は１２１゜１２
２．１２３，１２４と移動するので、外部信号に同期し
て１／４歯ピツチ（電気角で９０６）ずつ回転子が回転
（歩道）することがわかる（第１５図には破線の矢印で
その動きを示す、）。

第１６図はこのような駆動手段としてステッピングモー
タを活用して構成した従来の位置制御装置の原理的構成
図である。この第１６図において、１５１はステップパ
ルス入力、１５２は移動方向指令入力、１５３は順序パ
ルス制御回路、１５４はブリッジ回路、１５５はステッ
ピングモータ、１５６は位置制御対象である。このよう
な位置制御装置はオープンループ位置決めシステムと言
われ、順序パルス制御回路１５３へのステップパルス入
力によってブリッジ回路１５４を順次動作させステッピ
ングモータ１５５の回転子を歩進させることにより、制
御対象１５６を移動可能にさせていた（例えば、高欄：
「フロッピ装置の最新動向とコントローラ設計技術」Ｊ
、インターフェース、ＭＡＹ、１９８３、Ｐ、１５０〜
Ｐ、２（１６））。

このような従来のステッピングモータをその駆動手段と
して活用した位置制御装置はオープンループの位置決め
システムであるから、電子制御回路部分が比較的簡素で
あると言う特徴がある。即ち、パルス送りで位置決めが
できるから、マイクロプロセッサから直接パルスを電力
供給回路に加えると言うような方法で簡単に構成できた
。また他の駆動手段、例えばボイスコイルモータや、Ｄ
Ｃ。

ＡＣサーボモータに比較して電力効率が高いと言う特徴
もある。これは磁気回路に歯状の凹凸の磁極歯を有する
ステッピングモータのようなアクチュエータは磁気効率
が良（、少電流でも推力（トルク）が非常に大きいから
である。その結果、小型コンパクトで省電力であるとい
う特徴があった。

しかしながら、反面、高速性、高精度という点では問題
を含んでいる。例えば、駆動手段としてのステッピング
モータは位置決め停止する際に、停止点を中心に振動的
になるという現象がある。

つまり整定に時間を要する。

第１７図は駆動手段としてステッピングモータを用いた
従来のオーブンループの位置制御装置が停止点を中心に
振動的になるという現象を示す図である。この振動を少
なくし、整定の時間を短縮するためには、可動部や可動
子に機械的粘性抵抗を与えればよい。しかし構造が複雑
になるとか、この粘性抵抗のため逆に高速動作が阻害さ
れる。

これはボイスコイルモータや、ＤＣ，ＡＣサーボモータ
を活用した位置制御装置にはない欠点である。さらにス
テッピングモータは外部からのパルス信号に同期したス
ピードを得ることができるので、制御対象を高速移動さ
せるためにはパルス信号の周波数を高くすれば良いよう
にみえるが、推力が大きい低速時とは異なって、高速駆
動時には、コイルのもつ時定数や、鉄損の影響により、
電流の立ち上がりが遅れて効率よくトルクを発生するこ
とができない、無理にパルス信号の周波数を高くすれば
脱調を引き起こしやすくなる。

また回転子と固定子の磁極歯を細かくし、その数を増や
せば１ステツプ角を小さくすることができ、制御対象の
位置制御の分解能を高くすることができる筈だが、実際
は機械精度上限界があるだけでな（、各コイルの電流の
スイッチング周波数が上がるため効率が急激に低下する
。（例えば、見城尚志他；「ステッピング・モータの基
礎と応用」、（昭５４．２．１０）、総合電子出版社、
Ｐ−１５〜Ｐ、４２）さらにまた位置制御の分解能を高（するため、回転子と
固定子の磁極歯を細かくし、その数を増やして１ステツ
プ角を小さくすると、スチフネス（外乱の振動・衝撃力
に対する自己保持力）が小さくなるという傾向がある。

発明が解決しようとする課題上記のように、駆動手段としてステッピングモータを使
用した従来のオープンループの位置制御装置は脱調など
のため高速化が困難で、かつ振動し易く位置決めの整定
時間が長いという欠点を持っていた。また位置決め分解
能を高くすることは構造上困難であった。さらにまた仮
に分解能を高くしてもスチフネスが低下するという欠点
もあった。

本発明は上記問題点に鑑みてなされたもので、従来のス
テッピングモータでは実現できなかった高速・高分解能
・高スチフネスの位置決めが可能な位置制御装置を提供
するものである。

課題を解決するための手段上記ｖＩＡＢを解決するために本発明の位置制御装置は
、可動子とこの可動子に相対的な運動力を与えて移動さ
せることのできる固定子とを含んだ駆動手段を備え、こ
れら可動子と固定子の相対的な移動に応じて互いに位相
の異なる複数相の交番信号を出力する位置検出手段を備
え、この位置検出子°段から前記可動子、固定子間の相
対的な位置情報をディジタル的に生成するために、前記
位相の異なる複数相の交番信号によって変調されるキャ
リア信号を発生するキャリア信号発生手段と、該変調さ
れたキャリア信号の位相情報を復調するためのディジタ
ル・サンプルホールダ手段とを含んだディジタル位置情
報生成手段を備え、前記可動子、固定子間の相対的な位
置情報と外部からの位置入力信号との偏差に基づいて前
記駆動手段に対する操作量を演算するディジタル演算手
段を備え、さらに、この操作量に基づいて前記駆動手段
を付勢する付勢手段を備えて構成される。

作用本発明の位置制御装置は、上記の構成によって以下のよ
うな作用を持つ、まず駆動手段の可動子と固定子の相対
的位置を位置検出手段によって検出し、この位置検出手
段から前記可動子、固定子間の相対的な位置情報をディ
ジタル的に高い分解能で生成し、これと外部からの位置
入力信号との偏差を求め、これに基づいてディジタル演
算手段によって前記駆動手段に対する操作量を最適にコ
ントロールすることによって、常に効率よく駆動手段の
トルクを発生させることができ、脱調を引き起こすこと
なく制御対象を高速に移動させること゛ができる。さら
に同時に目的位置に振動を抑制した状態で、位置制御対
象を素早（整定させることができる。また位置検出手段
とディジタル位置情報生成手段により高分解能の位置決
め制御ができる。さらにまた、ディジタル演算手段によ
り、従来よりも高いスチフネスを容易に得ることができ
る。

実施例以下本発明の一実施例の位置制御装置について、図面を
参照しながら説明する。

第１図は本発明の一実施例における位置制御装置の構成
図である。この第１図は駆動手段として例えばステッピ
ングモータのような回転型のアクチュエータを使用した
実施例である。第１図において、２は回転子（可動子）
であって永久磁石２ａと磁性体よりなる歯状の凹凸＜ｒ
ｔｔ１極歯）２ｂを含んで構成される。３ａ、３ｂは磁
性体コアに巻かれたコイルで、磁性体コアとともに、回
転子２と所定の空隙を介して対向する固定子３を構成し
ている。上記回転子２と固定子３を主要素として駆動手
段ｌが構成されている。４は位置制御対象である。５ａ
は回転子２あるいは位置制御対象の位置を検出し、位相
が９０°ずれた２相の正弦波状の交番位置信号ｓａ、ｓ
ｂを出力する位置検出手段である。５ｂはディジタル位
置信号生成手段で、位置検出手段５ａの出力する２相の
正弦波状の交番信号ｓａ、ｓｂを入力とし、回転子２の
位置信号すをディジタル的に高分解能で出力する。この
位置信号すはある基準点を原点として高分解能で制御対
象の可動範囲をリニアに絶対位置表示するような信号で
ある。７は比較手段であって、回転子２の位置信号すと
外部からの位置入力端子７ａに与えられる位置入力信号
ａとを入力とし、偏差信号ｃ（＝ａ−ｂ）を出力する。

８は電気角度演算手段で、偏差信号Ｃを入力とし、適当
な制御演算を施し電気角度量ｅを出力する。９は関数発
生手段であって、電気角度量ｅに応じ、前述の駆動手段
１への操作量に相当する２相の正弦波信号ｓｃとｓｓを
出力する。６は以上の７．８．９を含むディジタル演算
手段である。１０は付勢手段であって、関数発生手段９
から出力される操作量の２相正弦波信号ｓｃ、ｓｓを増
幅してそれぞれ、前記駆動手段ｌのコイル３ａ、３ｂに
電流を付勢する。

第２図（ａ）、　Ｃｂ）はそれぞれ本発明の第１図のデ
ィジタル位置信号生成手段５ｂの一実施例のブロック図
である。まず第２図（ａ）において、ｌｌａ。

１１ｂは位置信号検出手段５ａの出力する、位相が９０
°ずれた２相の正弦波状の交番位置信号ｓａ、ｓｂをそ
れぞれ増幅する位置信号増幅器である。１２ａ、１２ｂ
は変調手段で、位置信号増幅器１１ａ、ｌｌｂの２相正
弦波出力でもって高い周波数のキャリア信号１６ａ、１
６ｂをそれぞれ変調する一種の乗算器である。１４ａは
キャリア信号発生手段であって、基準クロック発生手段
である発振器１４ｂの基準クロック信号を分周して（１
／　ｎの分周）キャリア信号１６ａ、１６ｂを作成する
。この２つのキャリア信号１６ａ。

１６ｂは互いに９０°ずつ位相がずれていて、キャリア
信号発生手段１４ａから、変調手段１２ａ。

１２ｂに入力される。１３ａは合成手段で、上記２つの
変調手段１２ａ、１２ｂの変調出力を加え合わせる加算
回路である。１３ｂはローパスフィルタ手段であり、加
算回路１３ａで加え合わされた変調出力の高調波成分を
遮断し、基本波成分のみを抽出する。１３ｃはサンプル
ホールドパルス信号形成回路で上記基本波を矩形波に変
換後、サンプルホールドパルスＵを形成する。１５ａ。

１５ｂは、それぞれこの上記基本波の矩形波に含ま・れ
る位相情報を復調するディジタルカウンタ手段と、サン
プルホールド用の一時保持手段である。

ディジタルカウンタ手段１５ａは基準クロック信号をカ
ウントし、ディジタル的な調波を生成する。

一時保持手段１５ｂは例えばメモリ、レジスタまたはラ
ッチ回路のような一時的な記憶回路であり、前記ディジ
タルカウンタ手段１５ａのカウント内容をサンプルホー
ルドパルス信号Ｕによってサンプルホールドする。１７
はディジタル・サンプルホールダ手段であり、以上の１
３ｃ、１５ａ。

１５ｂ、１４ｂからなり、前記基本波の矩形波に含まれ
る位相情報を復調する働きをもつ、ディジタルカウンタ
手段１５ａは上記の基準クロック信号をカウントするが
、その最大計数値をｎとすれば、ディジタル・サンプル
ホールド手段１７は、前記基本波の矩形波に含まれる位
相情報を復調することによって、位置信号検出手段５ａ
の出力する、位相が９０°ずれた２相の正弦波状の交番
位置信号ｓａ、ｓｂの１周期ピッチの範囲内を、ディジ
タル的にｎ分割（内挿）できる、しかしこれだけでは、
ｓａ、ｓｂの１周期ピッチの範囲内でしか位相の弁別能
力がない。それを超えた広い範囲内での測長を可能にす
るために、可逆カウンタ手段１８ａを設け、交番位置信
号が１周期ピッチを超えた数を計数する。１８ｂは可逆
カウントパルス生成回路であり、一時保持手段１５ａの
内容が０（に近い値）からｎ（に近い値）に、また、ｎ
（に近い値）からＯ（に近い値）に急に飛躍する毎に、
それぞれアップ・カウント・パルス、ダウン・カウント
・パルスを生成する。可逆カウンタ手段１８ａは、この
アップ・カウント・パルス、ダウン・カウント・パルス
を受けてアップ・カウントまたはダウン・カウントする
。１８ｃは可逆カウンタ手段１８ａへの原点・初期リセ
ット信号入力端子である。１９は位置レジスタで、可逆
カウンタ手段１８ａの内容と一時保持手段１５ｂの内容
をそれぞれ上位ビット部および下位ビット部として合成
する。２０はこの位置レジスタ１９の出力端子で、ディ
ジタル位置信号生成手段５ｂの出力である（回転子２の
位置信号すである）。

ここで、このディジタル位置信号生成手段５ｂの原理を
説明する。いま位置信号増幅器１１ａ。

１１ｂの２相正弦波出力のｓａ、ｓｂをそれぞれＥＡ（
θ）、ＥＢ（θ）とし、以下のように表現できるとする
。

ＥＢ（θ）＝Ｅ−ＣＯ３（２にθ／θｐ　）”・・＝　
（ｌａ）ＥＡ（θ）＝Ｅ−３ＩＮ（２πθ／θ、）・・
・・・・（１ｂ）ただし、θは回転子２の回転角度（位
置）、θ２は位置信号検出手段５ａの出力する正弦波状
の交番位置信号の１周期ピッチ、Ｅは正弦波状位置信号
の波高値である。ここで一方、キャリア信号１６ａ、１
６ｂをそれぞれｃＡ（ｔ）、ＣＢ（ｔ）とすれば以下の
ように表現できる。

ＣＡ（θ）＝ＣＯ５（２ｔｔ　ｒ　ｃ　ｔ　）　　　−
−（２ａ）ＣＢ（θ）＝ＳＩＮ　　（２πｆｃｔ）　　
　・・・・・・（２ｂ）ただし、ｆｃはキャリア周波数
である。

変調手段１２ａ、１２ｂで変調後、加算回路で加え合わ
せた結果をｐ　（ｔ、　　θ）とすれば、式％式％）となる。これはｆｃの周波数を持つキャリアに２πθ／
θｐという位相項が含まれていることを意味している。

換言すれば、ｐ　（ｔ、　　θ）では位置情報が位相情
報という形に変換されている。したがってＰ　（ｔ、　
　θ）の位相情報を復調すれば回転子２の位置を認識す
ることができる。なお上記ｐ　（ｔ、　　θ）から回転
子の位置を正確に検出するためには位置信号ＥＡ（θ）
、ＥＢ（θ）の波形が回転位置θに関して歪の少ない正
弦波状である必要がある。もし歪が大きいと直線性が悪
くなってしマウ、ローパスフィルタ手段１３ｂはＰ（ｔ
、　　θ）に含まれる高調波成分を除去する働きがある
。一般的に、実際のキャリア信号１６ａ、１６ｂは高調
波が多く含まれた矩形波であるからである。次に、変調
後加算された信号Ｐ（ｔ、　θ）は、復調して位相情報
２πθ／θ、のみを分離して取り出す必要がある６本発
明の実施例ではキャリア信号に対する信号Ｐ（ｔ、　　
θ）の位相差をディジタル・サンプルホールダ手段１７
で復調する。この復調方法は、まずディジタルカウンタ
手段１５ａで基準クロック信号をカウントし、ディジタ
ル的な調波を作っておき、信号Ｐ（ｔ、θ）からサンプ
ルホールドパルスＵを形成し、このパルスＵでディジタ
ルカウンタ手段１５ａの調波をサンプルホールドすると
言う簡単な方法である。具体的にはディジタルカウンタ
手段１５ａのカウント内容を、一時保持手段１５ｂにサ
ンプルホールドパルスＵで転送する。

サンプルホールドパルスＵは信号ｐ　（ｔ、　　θ）を
波形整形して矩形波にし、その立ち上がり（または立ち
下がり）のエツジからつくる。このように構成すること
により信号Ｐ　（ｔ、　　θ）に含まれる位相情報（２
πθ／θ、）がディジタル的に一時保持手段１５ｂに取
り込まれる。キャリア信号の周波数はｆｃで、このｎ倍
の周波数を持つ基準クロック信号ｎ−ｆｃを、その最大
計数値がｎであるようなディジタルカウンタでカウント
すれば、１周期に対して１　／　ｎの分解能を持った位
相測定が可能になる。これは位相２πに対して１　／　
ｎの分解能を持つことを意味する。位相２πは位置信号
検出手段５ａの出力する正弦波状の交番位置信号の１周
期ピッチθ、に対応するので、このディジタル位置信号
生成手段は回転子２の回転位置に対してその交番位置信
号の１周期ピッチθ、を等間隔に１　／　ｎに内挿（ま
たは補間）したことを意味している。ところでディジタ
ルカウンタ手段１５ａの計数内容は最大ｎのディジタル
的な調波であるから、繰り返し的であり、前記交番位置
信号の１周期ピフチθ、の範囲内でしか弁別能力がない
。

そこで実際の位置制御装置で必要とされるような広い範
囲内での測長を可能にするために、可逆カウンタ手段１
８ａを設け、交番位置信号が１周期ピッチθ、を超えた
数を計数している。可逆カウントパルス生成回路１８ｂ
の働きは、一時保持手段１５ａの内容がＯ（に近い値）
からｎ（に近い値）に、また、ｎ（に近い値）から０（
に近い値）に急に飛躍する毎に、それぞれアップ・カウ
ント・パルス、ダウン・カウント・パルスを生成して、
可逆カウンタ手段１８ａへ送り、アップ・カウント、ダ
ウン・カウントさせることである。従って可逆カウンタ
手段は位置情報の上位ビットを、一時保持手段は下位ビ
ットを示す。可逆カウンタ手段１８ａの内容と一時保持
手段１５ｂの内容はそれぞれ位置レジスタ１９に、上位ビッ
ト部および下位ビット部として合成され、蓄積される。

第２図［有］）は前述の第２図（ａ）と同じく、本発明
の第１図のディジタル位置信号生成手段５ｂの一実施例
のブロック図であり、第２図（ａ）と似た構成をもった
ものである。異っている点は１７のディジタル・サンプ
ルホールダ手段の構成であり、これについてのみ説明す
る。なお第２図（ａ）と同等もしくは等価な機能を持つ
ブロックは同一名称、同一番号を付けている。第２図（
ロ）の実施例のディジタル・サンプルホールダ手段１７
もまた、キャリア信号に対する信号ｐ　（ｔ、　　θ）
の位相差を求める（位相復調する）ためにあり、その目
的は全く同一である。具体的にはサンプルホールドパル
ス形成手段１３ｃはキャリア信号１６ａからサンプルホ
ールドパルスＵを形成する点がまず異なる。これに伴っ
て、ディジタルカウンタ手段１５ａによって作られるデ
ィジタル的な調波は、信号Ｐ（ｔ、θ）に基づいて、リ
セットパルス形成手段１３ｄから作られるリセットパル
スｒによって周期的にリセットされるように構成されて
いる点も異なる０以上の構成によって信号Ｐ（ｔ、　　
θ）に基づいてディジタル的な調波を作っておき、キャ
リア波によってこれをサンプルホールドすることで両者
の位相差を一時保持手段１５ｂにホールドする。この方
法は第２図（ａ）の実施例とちょうど正反対である。

第２図（ａ）の実施例では、等価的ではあるがキャリア
波に基づいてディジタル的な調波を作っておき、信号Ｐ
（ｔ、　　θ）によってこれをサンプルホールドすると
いう構成になっている。第２回［有］）の実施例は（ａ
）より少し複雑だが、はぼ同等の機能を実現する。

第３図は第１図のディジタル演算手段６の具体的な一実
施例を示す構成図である。本実施例では、ディジタル演
算手段６の比較手段７、電気角度演算手段８、関数発生
手段９は、Ａ／Ｄ変換器２１と演算器２２と記憶手段で
あるメモリ２３とＤ／Ａ変換器２４ａ、２４ｂを含んで
構成される。Ａ／Ｄ変換器２１は、外部からの位置入力
端子７ａに加えられた位置入力信号ａをディジタル信号
に変換する。演算器２２は、演算を実行する演算処理ユ
ニット手段と処理手続きを管理するシーケンサ手段を含
めて構成され、記憶手段であるメモリ２３のＲＯＭ　６
Ｘ域（リードオンリメモリ領域）に格納されている後述
の所定の内蔵プログラムに従って動作し、まずＡ／Ｄ変
換器２１の出力と、さらにはディジタル位置信号生成手
段５ｂの出力する回転子２の位置信号すを取り込み、記
憶手段であるメモリ２３のレジスタやＲＡ　Ｍ　？ｉｉ
域（ランダムアクセスメモリ領域）に格納し、次に加減
算処理を含む所定のディジタル演算を施した後に合成し
て、電気角度量ｅを演算する。さらに演算器２２はこの
電気角度量ｅに応じてメモリ２３のＲＯＭ　ｔ＋ｉ域に
格納されている正弦波および余弦波の関数テーブルを参
照することにより２相信号ｓｃ、ｓｓを求め、それぞれ
をＤ／Ａ変換器２４ａ、２４ｂに出力する。Ｄ／Ａ変換
器２４ａ、２４ｂは２相信号ｓｃ、ｓｓをそれぞれディ
ジタル−アナログ変換して２相のアナログ信号ｓｃ、ｓ
ｓを出力する。

なお、外部からの位置入力端子７ａに加えられた位置入
力信号ａが初めからディジタル信号ならば、Ａ／Ｄ変換
器２１は省略できる。

次に、記憶手段であるメモリ２３のＲＯＭ領域に格納さ
れている内蔵プログラムについて第４図に基づいて概略
を説明する。

第４図は第３図に示す記憶手段であるメモリ２３のＲＯ
Ｍ領域に格納されている内蔵プログラムの一実施例の基
本フローチャートである。まず、プログラムは■から始
まるとする。ここで最初の処理３１では、タイマーから
の割り込みを待つ。

タイマーは、所定の時間τ毎に割り込み信号を発生し、
割り込みが入ると■に移行する。即ちサンプリング時間
τ毎で以下の処理を行う。処理３２は情報取り込みで、
位置信号すを取り込み、所定のレジスタまたはＲＡＮ領
域Ｑｂに格納する。処理３３は制御演算で、回転子２の
回転位置を位置入力信号の示す目標位置に位置決めする
ために、位置入力信号ａと位置信号すとの偏差信号Ｃに
基づいて所定の制御演算処理を行い、電気角度信号ｇを
生成する。処理３４は電気角度信号ｇの制限であり、こ
の大きさを所定の範囲内に制限して電気角度信号りを出
力する。処理３５は以上の演算結果に補正演算を加えた
結果の出力で、回転子２の位置信号すと処理３４で得ら
れた電気角度信号りなどに応じてメモリ２３のＲＯＭ　
ｗｉ域に格納されている正弦波および余弦波の関数テー
ブルを参照し、２相信号ｓｃ、ｓｓを求め（それぞれを
Ｄ／Ａ変換器２４ａ、２４ｂに）出力する０本処理のあ
とは、■に移行する。

次に、まずこの第４図の処理３２〜３５について、第５
図（ａ）、第５図（ｂ）、第５図（Ｃ）、第５図（ロ）
を用いてさらに詳しく説明する。

第５図（ａ）は第４図に示す処理３２の具体例のフロー
チャートである。まず、処理３６．３７では、位置入力
信号ａと回転子２の位置信号すをそれぞれ所定のレジス
タまたはＲＡ　Ｍ　６Ｍ域Ｑ８．Ｑｂに格納する。処理
３８では、前回のサンプリング時の値を保持する所定の
レジスタまたはＲＡ　Ｍ　ｆｉｌ域Ｑｎの内容を別なＱ
ｎ−１に格納する。但しＱｎは位置入力信号ａと位置信
号すの偏差信号Ｃに対応するディジタル信号を格納する
レジスタまたはＲＡ　Ｍ　ｊＩ域である０次に処理３９
では、位置入力信号ａと位置信号すの偏差信号Ｃに対応
するディジタル信号を新たに演算（ｃ＝ａ−ｂ）すなわ
ち、（Ｑｎ）＝　（Ｑａ）−（Ｑｂ）の演算を）して、
これをＱｎに格納する。すなわち、この時点では、今現
在の回転子２の回転位置と位置入力信号との偏差信号は
Ｑｎに格納され、１サンプリング前の偏差信号はＱｎ−
１に格納されたことになる。ここまでの処理が比較手段
７の処理に当たる、なお以降、（Ｑｎ）はＱｎの内容を
表すものとする。

第５図俣）は第４図に示す処理３３の具体例のフローチ
ャートである。まず、処理４１では、位置入力信号ａと
位置信号すの今現在の偏差信号ｃ（−、ａ−ｂ）に対応
する値を保持するＱｎの内容をに１倍し、結果を所定の
レジスタまたはＲＡ　Ｍ　８ｉ域Ｐに格納する。Ｐの内
容はＱｎの内容に比例する要素になる。処理４２では、
今現在の偏差信号Ｃに対応する値を保持するＱｎから１
サンプリング前の偏差信号Ｃに対応する値を保持するＱ
ｎ−１の内容を引算し、その結果を所定のレジスタまた
はＲＡ　Ｍ　８Ｎ域ΔＱに格納する。処理４３では、Ｑ
ｎの内容にサンプリング周期τを掛けた値（Ｑｎ）　　
・τを演算し、その結果に１サンプリング前の所定のレ
ジスタまたはＲＡ　Ｍ　領域５ｎ−１の内容を加算して
これを別なＳｎに格納する。すなわち、下記の式（４）
の演算を行い、演算結果を変数Ｓｎに格納する。

（Ｓ　ｎ）−（Ｓ　ｎ　−１）　＋（Ｑｎ）　・ｒ　　
・・・・・（４）式（４）においてＱｎ内容は位置入力
信号ａと位置信号すの偏差信号Ｃを表すものであり、位
置入力信号ａと位置信号すに定常的な偏差が存在すると
、毎回のサンプリング毎に、項（Ｑｎ）　　・τが（Ｓ
ｎ−１）に加算される。この結果、Ｓｎの内容は時間と
共に大きくなるから、これに基づいて閉ループサーボ系
を組めばａとｂの定常的な偏差をなくすことができる。

サンプリング周期τが十分小であるとすれば、式（４）
で表されるＳｎの内容は偏差信号Ｃを時間積分した結果
を示すことになる。すなわち、処理４３は偏差量を時間
的に累積した積分要素を求めるものである０次に、処理
４４では、（Ｓｎ）をに２倍し、結果を所定のレジスタ
またはＲＡ　Ｍ　６１域Ｉに格納する。■の内容は積分
信号となる。次に、処理４５では、ΔＱの内容をサンプ
リング周期τで除した値（ΔＱ）／τをに３倍し、結果
を所定のレジスタまたはＲＡＭ領域りに格納する。すな
わち、処理４２．４５は偏差量を時間的に微分した変分
要素を求めるものである。Ｄの内容は微分信号となる。

処理４６では、処理４１，４４．４５で得られた演算結
果のＰ、Ｉ、Ｄのすべての内容を加算し電気角度信号ｇ
を生成し、その結果を所定のレジスタまたはＲＡ　Ｍ　
６Ｎ域Ｇに格納する。そして■に移行する。

以上の処理は制御系の立場からはいわゆるＰＩＤ補償と
呼ぶものであり、システムに安定性を与え、またスチフ
ネス（外乱振動が加わったときの位置保持力）と位置入
力信号ａに対する位置追従性を高めることを可能にする
ものである。

第５図（Ｃ）は第４図に示す処理３４の具体例のフロー
チャートである。処理４８では、処理３３で得られた電
気角度信号ｇの絶対値と、予め設定された定数ｇ　ＷＡ
Ｘとを比較する。ｇ＞ｇＭＡｘの時は処理４９に移行す
る。そうでないときは処理５０でｇを所定のレジスタま
たはＲＡＭ領域Ｈに格納して直接■に移行する。処理４
９では、符号を保持してその大きさをｇ　ＷＡＸとして
、これをやはりＨに格納して■に移行する。このＨの信
号を電気角度信号りと呼ぶ、この処理３４は電気角度量
を所定の範囲に制限するものであり、この処理を電気角
度の制限という。この詳細な機能、原理は後述する。

第５図（ロ）は第４図の処理３５の具体例のフローチャ
ートである。処理５６では、処理３４で得られた電気角
度信号りと位置信号すを加算し、電気角度量ｅを求めこ
れを所定のレジスタまたはＲＡＭ領域Ｅに格納する１以
上電気角度量ｅを求めるまでが電気角度演算手段８の主
要な処理である。処理５７では、処理５６で得られた電
気角度量ｅに応じて（通常ここでｅの上位ビットは切捨
て、下位ビットに応じて）メモリ２３のＲＯＭ領域に格
納されている余弦波の関数テーブルを参照することによ
り余弦波信号５Ｃ＝ｆｃ（ｅ）を求める。同様に処理５
８では、電気角度量ｅに応じてメモリ２３のＲＯＭｊＩ
域に格納されている正弦波の関数テーブルを参照するこ
とにより正弦波信号５Ｓ＝ｆｓ（ｅ）を求める。最後に
２相体号ｓｃ、ｓｓはそれぞれＤ／Ａ変換器２４ａ、２
４ｂに出力される。以上が関数発生手段９の主要な処理
である。（その後の動作を付は加えて、第１図及び第３
図で説明すると、Ｄ／Ａ変換器２４ａ、２４ｂはディジ
タル信号ｓｃ、ｓｓをそれぞれアナログ信号ｓｃ。

ｓｓに変換し、それぞれ付勢手段９に印加する。

２相体号ｓｃ、ｓｓは付勢手段９により増幅されてｓｃ
、ｓｓに比例した２相の電流信号（もしくは電圧信号）
に変換され固定子３の磁性体コアに巻かれた２相のコイ
ル３ａ、３ｂに供給される。）さてプログラムのフロー
は、その後、第４図の先頭の■に移行し次のタイマ割り
込みを待つ。

以下、第１図に示した本発明の一実施例における位置制
御装置の機能、動作について、さらに補足的に図面をも
って説明を加える。まずはじめに、トルク発生と位置制
御の原理を第６図に基づいて行う。

第６図は第１図に示す駆動手段のトルク発生機構を示す
ための概念図である。第６図において３ａ、３ｂは２相
のコイルである。Φ。は回転子２の磁極ベクトルを示す
（但し、回転子は簡単のために一対の磁極を持った磁石
を含んだものとするが、実用的には多極対の磁石、ある
いは多極の磁極歯を用いるのが普通である）０位置検出
手段５ａはコイル３ａ、３ｂに対する、磁極ベクトルΦ
。の相対的な回転位置を検出する働きも持つ。

この相対的な回転位置はｂで表されるが、ｂは任意の相
対基準位置を原点とするものであって、その範囲は２π
（＝３６０度）を超えるものであっても何等差し支えな
い、ここで各相に流す電流をそれぞれＩａ、Ｌとすれば
、それぞれの相で発生するトルクは以下の式で表される
。

Ａ相　−Ｋ　ｔ−１ａ　・ＳＩＮ　（ｂ）　　　　−−
（５ａ）Ｂ相　　Ｋｔ・■１・ＳＩＮ　　（π／２−ｂ
）＝Ｋｔ　−Ｉｓ　　・ＣＯ５（ｂ）　　　　・・・・
・・（５ｂ）（ただし、Ｋｔ＋）ルク係数、ｂ：回転子
の位置信号）固定子の２相のコイル３ａ、３ｂに供給される電流は関
数発生手段９の出力する２相体号ｓｃ。

ｓｓに従って正弦波状に変化する。関数発生手段９には
、電気角度演算手段８で得られた電気角度信号りと、回
転子２の位置信号すとから得られた電気角度量ｅ　（＝
ｂ＋ｈ）が入力され、ｅに応じた２相正弦波状信号ｓｃ
、ｓｓが出力される。したがってコイル３ａ、３ｂの各
相に供給される電流は関数発生手段９の出力する２相体
号ｓｃ。

ｓｓに比例するので以下のように表される。

ＩＡ＝Ｉｏ　−ＣＯ５（ｂ＋ｈ）　　　　　・−（６ａ
）Ｉａ−１ｏ　−５ＩＮ　　（ｂ　＋　ｈ）　　　　　
＝・＝・（６ａ）（ただし、■ｏ：電流波高値）このことはコイル３ａ、３ｂの合成した電流起磁力Φｉ
が、第６図の６１に示すようにｂ＋ｈの位置に形成され
ることを意味する。ところでこの時、全体の発生トルク
は式（５ａ）、（５ｂ）と式（６ａ）、（６ｂ）とから
、以下のようになる。

Ｔ＝Ｋｔ−１ｏ　　（−５ＩＮ　（ｂ）・ＣＯ５（ｂ＋
ｈ）＋　ＣＯＳ［有］）・ＳＩＮ　　（ｂ＋ｈ））＝　
Ｋ　ｔ　・Ｉ　ｏ　−５ＩＮ　（ｈ）　　　　　　　−
−（７）この式（７）は、本位置制御装置において、位
置信号すと、このｂと位置入力信号ａの偏差信号Ｃとを
基本として複数個のコイルの合成電流起磁力Φｉの位相
を自由に調整することにより、回転子の位置制御を可能
にすることを意味する。すなわち、式（７）より変数り
を制御することにより発生トルクＴを変化させて任意の
位置決め特性を持たせることができる。いま、回転子２
の位置の値がｂ−Δｂであって、位置入力信号ａの値が
ｂであったなら、偏差信号ＣはΔｂとなり、ｈはこれに
基づいて演算され、式（７）に従ってトルクが生成され
るから、回転子２はΔｂを零にするまで回転移動させら
れる。最後に回転子２の位置はｂになり、Δｂも、ｈも
、トルクも零になる。また電気角度演算手段８では比較
手段７の出力する偏差信号Ｃの比例要素、変分要素、お
よび積分要素を合成することによって電気角度信号ｇを
得ている。電気角度量ｅはｇに基づくから、この中の時
間微分信号である変分要素の作用によって、制御系に電
気的にダンピングを付与することができる。このために
位置決め時に発生する回転子２の振動をなく−し、整定
時間を短縮することができる。さらには電気角度量ｅに
含まれる積分要素の作用によって位置入力信号ａと位置
信号すとの間に発生する定常偏差を抑制することができ
る。これは次の理由による。すなわち、摩擦あるいは負
荷によって位置入力信号ａと位置信号すに偏差量が発生
したときは、偏差信号ｃ　（＝ａ−ｂ）が零にならない
ため、式（４）により積分要素は時間とともに増大する
。

これは位置信号すを位置入力信号ａに徐々に近づけるよ
うに作用するので定常偏差を抑制する。

次に、第４図、または第５図（Ｃ）に示す処理３４の電
気角度制限手段の機能、原理の説明を第７図と第８図に
基づいて行う。

第７図は第１図に示す本発明の位置制御装置の駆動手段
一実施例における静トルク特性図である。

縦軸は発生トルクＴ、横軸は電気角度量ｅとしたもので
ある０式（７）に示されるように発生トルクＴは電気角
度信号りの正弦波関数となるので、ｈが０からしだいに
大きくなるに従って発生トルクＴは増加して、第７図中
のｅ＝ｅ　１の点、すなわちｈ＝π／２［ｒａｄ］で最
大トルクＴ１となり、ｈ＝π／２［ｒａｄ］を超えると
減少する。また、ｈがπ［ｒａｄ］を超えて第７図中の
ｅ＝ｅ　２の点になると、発生トルクの符号が反転して
指令とは逆向きのトルクＴ２を発生し制御系が不安定と
なり最悪の場合は脱調する。従って電気角度信号りの絶
対値がπ／２［ｒａｄ］を超えないように制限する必要
がある。

第８図は第４図、または第５図（Ｃ）に示す処理３４の
電気角度制限手段の制限特性の一例を示す特性図である
。ここでは電気角度信号ｇの絶対値を予め決められた定
数ｇＮａｍ（＝ｇ／２　［ｒ　ａ　ｄ　］　）と比較し
、この範囲に制限し、その結果を電気角度信号りとする
。これによって操作電気角度量ｅをある範囲に制限する
ことができる。このように構成することによって電気角
度演算手段で演算した電気角度信号の絶対値がπ／２［
ｒａｄ］を超えた場合でも、発生トルクが最大トルクに
なるように操作量（電気角度量ｅ）を設定して、効率の
よい加減速を行なわせることができる。こうして回転子
２は位置入力信号で目標となる位置ａが与えられると、
その位置まで脱調する事なく滑らかに移動回転される。

なお、本実施例では制限値としてｇＩ４ＡＸ＝π／２と
したが、制限値はπ以下であれば安定な加減速を行える
ことはいうまでもない。

なお、上述の実施例において、駆動手段の機構部分には
いわゆるステッピングモータのような磁極歯を持ったモ
ータを適用することができる。

例えば、第９図（ａ）　、　（ｂ）の構造図に示すよう
に回転子、固定子のいずれか一方に、一定のピッチで刻
まれた磁極歯７１を有する磁性体７２を備え、いずれか
一方には、複数の磁極歯群７３を有する磁性体コア７４
とこの磁性体コアに巻かれた複数個のコイル７５とを備
えたＶＲ形（ＶａｒｉａｂｌｅＲｅｌｕｃｔａｎｃｅ　
　Ｔｙｐｅ）のステッピングモータが適用できる。

またそのほか、第１０図（ａ）、　（ｂ）の構造図に示
すように回転子、固定子のいずれか一方に、多極着磁さ
れた永久磁石８１を備え、いずれか一方に、この永久磁
石に対向する複数の磁極歯群８２を有する磁性体コア８
３と、この磁性体コアに巻かれた複数個のコイル８５と
を備えたＰＭ形（Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　　Ｍａｇｎｅｔ
　　Ｔｙｐｅ）のステッピングモータを適用することが
できる。

またさらに、第１１図（ａ）、Φ）の構造図に示すよう
に回転子、固定子のいずれか一方に、一定のピッチで刻
まれた磁極歯９１を有する磁性体９２を備え、いずれか
一方に、複数の磁極歯群９３を有する磁性体コア９４と
、この磁性体コアに巻かれた複数個のコイル９５と、バ
イアを磁界を発生する永久磁石９６を備えた形式のハイ
ブリッドＰＭ形ステッピングモータも適用できる。

そのほか、従来例であげた第１３図の（ａ）、　（ｂ）
に示すように、回転子、固定子のいずれか一方に、一定
のピッチで刻まれた磁極歯を有する磁性体とバイアス磁
界を発生する永久磁石を備え、いずれか一方に、複数の
磁極歯群を有する磁性体コアと、この磁性体コアに巻か
れた複数個のコイルとを備えたハイブリッドＰＭ形ステ
ッピングモータも適用できる。

これらのような磁極歯を備えたモータは少ない電流で大
きなトルクを得ることができるので、これを適用するこ
とによって省電力化、小型コンパクト化を実現できる。

第１２図（ａ）、　（ｂ）、　（ｃ）はそれぞれ第１図
に示す本発明、の位置検出手段５ａの具体的な実施例で
ある。

第１２図（ａ）は一定のピッチで刻まれた磁極歯を磁気
的に検出する複数の磁気感応素子による位置検出手段の
実施例である０図中、１（１６）は磁気抵抗素子（ＭＲ
素子）、１０２は検出用バイアス磁石である。磁気抵抗
素子には、その背後に配置された検出用バイアス磁石１
０２による磁界が加えられている。一定のピッチで刻ま
れた磁極歯１０１が、その前面を移動するにつれて、こ
の磁界が変調されて複数相の正弦波状の交番位置信号を
出力する。

第１２図（ｂ）は多極着磁された永久磁石を磁気的に検
出する複数の磁気感応素子による位置検出手段の実施例
である。図中、１０４はホール効果素子であり、多極着
磁された永久磁石１０５の移動にともなって複数相の正
弦波状の交番位置信号を出力する。

第１２図（Ｃ）は回転子と固定子の相対的な移動を光学
的に検出する光学検出素子による位置検出手段の実施例
である。図中、１０７はスリット板、１０８は発光素子
と受光素子を向い合せにした光学検出素子である。スリ
ット板には縞目文様あるいは縞目状孔が設けられており
、スリット板の移動にともなって、複数相の正弦波状の
交番位置信号を出力する。なお第１２図（Ｃ）において
、スリット板の代わりに一定のピッチで刻まれた磁極歯
１０９を用いて、これを上述の光学検出素子でピックア
ップすることも可能である。

なお第１図の実施例での駆動手段は２相２コイルのモー
タを示したが、３相以上でも、３コイル以上でも同様の
効果を得ることができる。それに従って、関数発生手段
９、付勢手段１０の相数が変更されるべきである。関数
発生手段９の関数は５ＩＮＥ、Ｃ０３ＩＮＥの正弦波状
でなければならないという制約はないが、繰り返し周期
波形でなければならない、駆動手段の発生トルク波形の
歪を補正する波形を生成する関数であることも許される
。

なおまた以上では、駆動手段として回転型のモータを使
用して本発明の詳細な説明したが、もちろん、リニアモ
ータのような直線運動をする駆動手段が適用できること
は言うまでもない。

さらにまた以上では、駆動手段の回転子の位置検出手段
５ａはモータの回転軸に直結されるように説明したが、
制御対象など駆動される可動部材に取り付けされること
もできる。そしてその形状はロータリ形である必要はな
くリニア形でもよいことは言うまでもない、また、その
出力は必ずしも２相、また正弦波でなければならないと
いう制約はない、３相以上でも差し支えない。

さらにまた、第３図、第４図に示す実施例で、各処理を
ソフトウェア的に説明したが、ハードウェア処理でも差
し支えない。

発明の効果以上に説明したように本発明の位置制御装置は以下のよ
うな効果がある。まず駆動手段の可動子と固定子の相対
的位置を位置検出手段によって検出し、この位置検出手
段から前記可動子、固定子間の相対的な位置情報をディ
ジタル的に高い分解能で生成し、これと外部からの位置
入力信号との偏差を求め、これに基づいてディジタル演
算手段によって前記駆動手段に対する操作量を最適にコ
ントロールすることによって、常に効率よ（駆動手段の
トルクを発生させることができ、脱調を引き起こすこと
なく制御対象を高速に移動させることができる。さらに
同時に目的位置に振動を抑制した状態で、位置制御対象
を素早く整定させることができる。また位置検出手段と
ディジタル位置情報生成手段により高分解能の位置決め
制御ができる。さらにまた、ディジタル演算手段により
、従来よりも高いスチフネスを容易に得ることができる
。

【図面の簡単な説明】

第１図から第１２図までは本発明に関し、第１３図から
第１７図までは従来例に関する。第１図は本発明の一実施例における位置制御装置の構成
図、第２図（ａ）、　（ｂ）はそれぞれ第１図に示す本
発明のディジタル位置信号生成手段５ｂの一実施例のブ
ロック図、第３図は第１図に示す本発明のディジタル演
算手段６の具体的な一実施例を示す構成図、第４図は第
３図に示す記憶手段であるメモリのＲＯＭＩ域に格納さ
れている内蔵プログラムの一実施例の基本フローチャー
ト、第５図（ａ）、第５図（ｂ）、第５図（Ｃ）、第５
図（ｄ）ハソレソレ第４図の処理３２〜３５の具体例の
詳細なフローチャート、第６図は第１図に示す本発明の
駆動手段のトルク発生機構を示すための概念図、第７図
は第１図に示す本発明の位置制御装置の駆動手段一実施
例における静トルク特性図、第８図は第４図、の実施例
の構成図、第１２図（ａ）、　（ｂ）、　（Ｃ）はそれ
ぞれ第１図に示す本発明の位置検出手段５ａの具体装置
の駆動手段のハイブリッドＰＭ形ステンピングモータの
原理を示す構成図、第１４図は第１３図に示した従来の
位置制御装置の駆動手段のステッピングモータを駆動す
るための基本駆動回路図、第１５図は第１３図に示した
従来の位置制御装置の駆動手段のステッピングモータの
回転角−トルク特性を示す図、第１６図は駆動手段とし
てステッピングモータを用いた構成した従来の位置制御
装置の原理的構成図、第１７図は駆動手段としてステッ
ピングモータを用いた構成した従来の位置制御装置が停
止点を中心に振動的になる現象を示す図である。１・・・・・・駆動手段、２・・・・・・回転子、２ａ
・・・・・・永久磁石、２ｂ・・・・・・磁極歯、３・
・・・・・固定子、３ａ。３ｂ・・・・・・コイル、４・・・・・・位置制御対象
、５ａ・・・・・・位置検出手段、５ｂ・・・・・・デ
ィジタル位置信号生成手段、６・・・・・・ディジタル
演算手段、７・・・・・・比較手段、８・・・・・・電
気角度演算手段、９・・・・・・関数発生手段、１０・
・・・・・付勢手段、１２ａ、１２ｂ・・・・・・変調
手段、１３ａ・・・・・・合成手段、１３ｂ・・・・・
・ローパスフィルタ手段、１４ａ・・・・・・キャリア
信号発生手段、１４ｂ・・・・・・基準クロック信号発
生手段、１５ａ・・・・・・ディジタルカウンタ手段、
１５ｂ・・・・・・一時保持手段、１６ａ、１６ｂ・・
・・・・キャリア信号、１７・・・・・・ディジタル・
サンプルホールダ手段、１８ａ・・・・・・可逆カウン
タ手段、１９・・・・・・位置レジスタ、２２・・・・
・・演算器、２３・・・・・・記憶手段（メモリ）。代理人の氏名　弁理士　粟野重孝　はか１名第３図第４図第５図（ＣＬン　　　　　　　　　　＜ｂ）第５図第６図　　　　　　２−鴎専Ｚシ２ｂ−セムＩｇＬｔ第７図第９図第１０図（ＯＪ）第１１図第１２図第１３図第１４図第１６図第１７図Ｅ８閘も

Claims

【特許請求の範囲】

（１）可動子とこの可動子に相対的な運動力を与えて移
動させることのできる固定子とを含んだ駆動手段を備え
、これら可動子と固定子の相対的な移動に応じて互いに
位相の異なる複数相の交番信号を出力する位置検出手段
を備え、この位置検出手段から前記可動子、固定子間の
相対的な位置情報をディジタル的に生成するために、前
記位相の異なる複数相の交番信号によって変調されるキ
ャリア信号を発生するキャリア信号発生手段と、前記変
調されたキャリア信号の位相情報を復調するためのディ
ジタル・サンプルホールダ手段とを含んだディジタル位
置情報生成手段を備え、前記可動子、固定子間の相対的
な位置情報と外部からの位置入力信号との偏差に基づい
て前記駆動手段に対する操作量を演算するディジタル演
算手段を備え、さらに、この操作量に基づいて前記駆動
手段を付勢する付勢手段を備えたことを特徴とする位置
制御装置。
（２）可動子、固定子のいずれかは、一定のピッチで刻
まれた磁極歯を有する磁性体を備え、いずれかは、前記
磁極歯に対向する複数の磁極歯群を有する磁性体コアと
、前記磁性体コアに巻かれた複数個のコイルとを備えた
ことを特徴とする請求項（１）記載の位置制御装置。
（３）可動子、固定子のいずれかは、一定のピッチで刻
まれた磁極歯を有する磁性体とバイアス磁界を発生する
永久磁石を備え、いずれかは、前記磁極歯に対向する複
数の磁極歯群を有する磁性体コアと、前記磁性体コアに
巻かれた複数個のコイルとを備えたことを特徴とする請
求項（１）記載の位置制御装置。
（４）可動子、固定子のいずれかは、一定のピッチで刻
まれた磁極歯を有する磁性体を備え、いずれかは、前記
磁極歯に対向する複数の磁極歯群を有する磁性体コアと
、前記磁性体コアに巻かれた複数個のコイルと、バイア
ス磁界を発生する永久磁石とを備えたことを特徴とする
請求項（１）記載の位置制御装置。
（５）可動子、固定子のいずれかは、多極着磁された永
久磁石を備え、いずれかは、前記永久磁石に対向する複
数の磁極歯群を有する磁性体コアと、前記磁性体コアに
巻かれた複数個のコイルとを備えたことを特徴とする請
求項（１）記載の位置制御装置。
（６）位置検出手段は、可動子と固定子の相対的な移動
に応じて互いに位相の異なる複数相の略正弦波状の交番
信号を出力するように構成したことを特徴とする請求項
（１）記載の位置制御装置。
（７）位置検出手段は、一定のピッチで刻まれた磁極歯
を磁気的に検出する複数の磁気感応素子を備えたことを
特徴とする請求項（２）、（３）または（４）のいずれ
かに記載の位置制御装置。
（８）位置検出手段は、多極着磁された永久磁石を磁気
的に検出する複数の磁気感応素子を備えたことを特徴と
する請求項（５）記載の位置制御装置。
（９）位置検出手段は、一定のピッチで刻まれた磁極歯
あるいは光学スケールを用いて可動子と固定子の相対的
な移動を光学的に検出し、互いに位相の異なる複数相の
略正弦波状の交番信号を出力する光感応素子を備えたこ
とを特徴とする請求項（６）記載の位置制御装置。
（１０）ディジタル位置情報生成手段は、位置検出手段
の出力する複数相の交番信号によってキャリア信号を変
調する複数個の変調手段と、変調されたキャリア信号を
合成する合成手段と、合成信号の高い周波数成分を遮断
するローパスフィルタ手段とを備えたことを特徴とする
請求項（１）記載の位置制御装置。
（１１）ディジタル・サンプルホールダ手段は、基準ク
ロック信号発生手段とこの基準クロック信号をカウント
するディジタルカウンタ手段とサンプルホールド用の一
時保持手段とを備え、サンプルホールドパルス信号によ
って、前記ディジタルカウンタ手段のカウント内容を前
記一時保持手段にホールドするように構成したことを特
徴とする請求項（１）記載の位置制御装置。
（１２）サンプルホールド信号は、キャリア信号または
変調されたキャリア信号に基づいて形成したことを特徴
とする請求項（１１）記載の位置制御装置。
（１３）ディジタル演算手段は、可動子、固定子間の相
対的な位置情報と外部からの位置入力信号との偏差に比
例した比例量とこの偏差の時間的変分である微分量とを
ディジタル的に演算し、この演算結果に基づいて操作量
をディジタル的に演算するように構成したことを特徴と
する請求項（１）記載の位置制御装置。
（１４）ディジタル演算手段は、可動子、固定子間の相
対的な位置情報と外部からの位置入力信号との偏差を時
間的に積分した積分量をディジタル的に演算し、この演
算結果に基づいて操作量をディジタル的に演算するよう
に構成したことを特徴とする請求項（１）記載の位置制
御装置。
（１５）ディジタル演算手段は、関数発生手段を備え、
この関数発生手段は一定の関数に従ったデータをテーブ
ル化したメモリ手段を含み、可動子、固定子間の相対的
な位置情報と外部からの位置入力信号との偏差に基づい
てディジタル的に所定の演算を行い、この演算結果に応
じて前記メモリ手段から前記一定の関数に従ったデータ
を読み出し、これを付勢手段への操作量として出力する
ように構成したことを特徴とする請求項（１）記載の位
置制御装置。
（１６）関数発生手段のメモリ手段から読み出される一
定の関数に従ったデータは、互いに位相の異なる複数相
の略正弦波であることを特徴とする請求項（１５）記載
の位置制御装置。
（１７）ディジタル演算手段は、処理内容に従ったプロ
グラムと所定のデータを格納する記憶手段と、処理手続
きを管理するシーケンサ手段と、前記プログラムとデー
タに従って演算処理を実行する演算処理ユニット手段を
含んで構成したことを特徴とする請求項（１）記載の位
置制御装置。