JPH01110098A - 位置制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は位置制御装置に係わり、特に高速でかつ高精度
の位置決めが可能な位置制御装置に関する。

従来の技術 近年、情報機器の性能の向上はめざましく、それに伴い
磁気ディスク装置やプリンタなどの駆動源としては、よ
り高速でより高精度の位置制御装置が要求されている。

従来、上述したこれらの機器の駆動源としては、ステン
ビングモータが広く使用されている。

以下、図面を参照しながら従来の位置制御装置について
説明する。第１１図は従来の位置制御装置の駆動源とし
て使用されるパーマネントマグネット（ＰＭ）形ステッ
ピングモータの原理を示す構成図である。

１は磁石よりなる回転子、２は固定子、３．４は磁性体
コアに巻かれた複数個のコイルで、３ａと３ｂ、４ａと
４ｂがそれぞれ直列接続されている。第１２図は第１１
図のステッピングモータを駆動するための基本駆動回路
である。スイッチ１２２ａ。

１２２　ｂ　５１２３　ａ　、　　１２３　ｂで構成さ
れるブリッジの中点間にコイル３ａと３ｂが接続され、
スイッチ１２４ａ、　　１２４ｂ、１２５ａ、１２５ｂ
で構成されるブリフジの中点間にはコイル４ａと４ｂが
接続されている。スイッチ１２２．１２４．１２３．１
２５を順次開閉することにより、上記複数個のコイル３
．４を外部から順序よく励磁してやれば、回転子ｌはコ
イル３．４の励磁の状態により位置をかえて歩進する。

第１３図は第１１図に示したステッピングモータの回転
角−トルク特性を示すもので、１３１はコイル３ａ、３
ｂをＡからＡ゛の方向に通電したときの回転角−トルク
特性を示す、この励磁状態では０点で回転子は静止し位
置保持特性を持つ。

外部信号に同期してスイッチ１２２．１２４．１２３．
１２５を順次開閉すれば、ステッピングモータの回転角
−トルク特性は１３１．１３２．１３３．１３４と移動
するので、外部信号に同期してステップ角９０゜ずつ回
転子が回転することがわかる。そして位置決め分解能を
上げるためにこのステップ角をさらに小さくするには回
転子の極数と固定子の相数を増やせばよいが構造上限界
がある。そこで位置決め分解能を上げる方法として第１
５図に示すようなハイブリッドＰＭ形ステンピングモー
タが今日では広く用いられている。第１５図（ａ）およ
び（ｂ）はバイブリフトＰＭ形ステッピングモータの断
面図と斜視図を示したものである。回転子ｌは軸方向に
着磁された磁石１４０とその磁石を両側から積層した磁
性体１４１．１４２より構成され磁性体円周には一定の
ピッチで刻まれた磁極歯を備えている。一方、固定子２
は回転子対向面に同じく磁極歯群を備えた磁性体コアと
磁性体コアに巻かれた複数個のコイル３ａ、３ｂ、４ａ
ｓ　４ｂから構成されている。

１４３は回転軸である。このハイブリッドＰＭ形ステッ
ピングモータを第１１図の場合と同様に、複数個のコイ
ルを外部から順序よく励磁してやれば回転子はコイルへ
の通電の状態により１／４歯ピツチずつ位置をかえて歩
進する。すなわち回転子と固定子の磁極歯の数を増やせ
ばステップ角を小さくすることができる。しかし回転子
と固定子の磁極歯の数を増やすことには機械精度上限界
があり、位置決め分解能をさらに上げて位置決めをより
高精度に行うことは困難であった。

さらにステッピングモータには、位置決め停止の際に第
１４図に示すように停止点を中心に振動的になるという
現象が一般的にあり、位置の整定に時間を要するという
欠点がある。この振動を少なくし整定の時間を短縮する
ためには、回転子に機械的粘性抵抗を与えてやる必要が
あり、この場合には構造が複雑になるという欠点があっ
た。また振動によって騒音を発生したり、安定な加速が
できず脱調してしまうことがある。

さらにステッピングモータは外部信号に同期した回転数
を得ることができるので、外部信号の周波数を速くすれ
ば高速回転を得ることができる。

しかし、ステッピングモータはコイルのもつ時定数や、
鉄損の影響により高速回転では電流の立ち上がりが遅れ
て効率よくトルクを発生することができず高速化を目指
すと過渡的状態で脱調を引き起こしやすいという欠点を
有していた。特に位置決め分解能を上げるため、磁極ピ
ッチを細かくした場合には１回転当りのスイッチング周
波数が上がるためその影響が大きく出ていた。

また、ステッピングモータは一般に同じ励磁状態で複数
の位置安定点を有する。そのため、位置決め分解能を上
げるため磁極ピッチを細かくした場合、現在位置から目
的位置まで変位させるとき脱調を起こさないように駆動
回路のスイッチを切り換えねば確実に目的位置に位置決
めを行なうことができない、その結果、ステッピングモ
ータを用いて高速でかつ高精度の位置決めが可能な位置
制御装置を構成することは困難であった。

（例えば、見城尚志他「ステッピング・モータの基礎と
応用」、（昭５４．２．１０）　、総合電子出版社、Ｐ
、１５〜Ｐ、４２、Ｐ、１１７〜Ｐ、１２３）発明が解
決しようとする問題点 上記のように、駆動源としてステンピングモ−夕を使用
した位置制御装置は高速化が困難で、かつ位置決めの整
定時間が長いという欠点と騒音を発生しやすいという欠
点を持っていた。特に位置決め分解能を上げることはス
テッピングモータの構造上困難であった。

本発明は上記問題点に鑑みてなされたもので、従来のス
テッピングモータでは実現できなかった高速で、かつ高
精度の位置決めが可能で低騒音である位置制御装置を提
供するものである。

問題点を解決するための手段 上記問題点を解決するために本発明の位置制御装置は、
磁性体もしくは磁石の少なくとも一方を備えた第１部材
と、前記第１部材と所定の空隙を介して対向する磁性体
コアと複数個のコイルを備えた第２部材とを含んでなる
電磁駆動装置と、前記第１部材と前記第２部材との空隙
を維持しその相対運動を自在ならしめる支持手鎖と、前
記第２部材に対する前記第１部材の相対的な現在位置を
認識する位置検出手段と、外部からの目的位置指令信号
と前記位置検出手段の出力する現在位置信号との偏差に
応じた偏差量を出力する比較手段と、前記偏差量より電
気角度量を演算する電気角度演算手段と前記電気角度量
の大きさを所定の範囲内に制限する電気角度量制限手段
を含み前記電磁駆動装置に対する操作量として操作電気
角度量を演算する操作電気角度演算手段と、前記操作電
気角度演算手段の出力より互いに位相の異なる複数相の
信号を出力する関数発生手段と、前記複数相の信号をそ
れぞれ増幅して前記複数個のコイルに電流を供給する駆
動手段とを含めて構成され、第２部材に対する第１部材
の相対的な現在位置を検出し、目的位置指令とを常に比
較して、その偏差に応じて上記複数個のコイルの合成起
磁力の位相を制御することにより上記の目的を達成した
ものである。

作用 本発明は上記の構成によって、目的位置を変更するよう
な過渡時には、第２部材に対する第１部材の相対的な現
在位置を常に検出して効率よくトルクを発生させること
ができるので過渡的状態でも脱調を引き起こすことはな
く高速化が可能である。さらに現在位置と目的位置指令
を常に比較し、その偏差に応じて複数個のコイルの合成
起磁力の位相を制御することによって位置制御装置を目
的位置に振動を押さえた状態で、素早く整定させること
ができる。また操作電気角度演算手段において操作電気
角度量を所定の範囲内に制限することにより第２部材に
対する第１部材の相対位置が目的位置に達するまで常に
加速トルクを発生させて目的位置指令に対しての位置決
め点を唯一決定することができる。さらに高速移動時に
は、第２部材に対する第１部材の相対速度信号に応じた
補正量を出力する補正量生成手段によって合成起磁力の
位相を補正し、コイルのインダクタンス等に起因する電
流位相の遅れを補償することで発生トルクの低下を防ぐ
ことができる。したがって安定でかつ高速で、低騒音、
高精度、かつ高分解能の位置制御装置が提供できる。

実施例 以下本発明の一実施例の位置制御装置について、図面を
参照しながら説明する。

第１図は本発明の一実施例における位置制御装置の構成
図である。

第１図は電磁駆動装置として回転型のモータを使用し、
第２部材を固定して第１部材を回転させたときの実施例
である。第１図において、第１部材ｌは磁石より構成さ
れ、電磁駆動装置の第１部材を形成している。３．４は
磁性体コアに巻かれたコイルで磁性体コアとともに、第
１部材１と所定の空隙を介して対向する第２部材を構成
している。

上記第１部材と第２部材より電磁駆動装置が構成されて
いる。５は第１部材１の位置を検出し２相の正弦波状の
位置信号ｓａ、ｓｂを出力する位置信号発生手段である
。６は位置検出手段で、位置信号発生手段５の出力する
２相正弦波ｓａ、ｓｂが入力され第１部材ｌの現在位置
すを高分解能で出力する。７は比較手段であって、位置
検出手段６の出力する現在位置すと指令入力端子１３に
与えられる目的位置ａとが入力され、偏差信号Ｃ（＝＝
ａ−ｂ）が出力される。８は操作電気角度演算手段であ
り、偏差信号Ｃより電磁駆動装置の操作量としての電気
角度量ｆを演算する。電気角度演算手段９には、偏差信
号Ｃが入力されて適当な制御演算を施し電気角度量ｅを
出力する。１０は電気角度量制限手段であって、電気角
度量ｅが入力されて所定の範囲内に制限された電気角度
量ｆを出力する。１１は関数発生手段であって、電気角
度量ｆに応じた２相の正弦波信号ｓｃとｓｓが出力され
る。１２は駆動手段であって関数発生手段１１から出力
される２相正弦波信号ｓｃ、ｓｓを増幅してそれぞれコ
イル３．４に電流が供給される。

第８図に位置検出手段６の一実施例を示す。第８図にお
いて、７１ａ、り１ｂは位置信号発生手段５の出力する
２相の正弦波状位置信号３ａ、３ｂをそれぞれ増幅する
位置信号増幅器である。７２ａ、７２ｂは変調回路で、
位置信号増幅器７１ａ、７１ｂの２相正弦波出力でもっ
て高い周波数のキャリア信号７５ａ、７６ｂをそれぞれ
変調する一種の乗算器である。８４はキャリア信号発生
器であって、基準発振器７７の基準クロック信号を分周
してキャリア信号７６ａ、７６ｂを作成している。この
２つのキャリア信号７６ａ、７６ｂは互いに９０°ずつ
位相がずれていて、キャリア信号発生器８４より変調回
路７２ａ、７２ｂに入力されている。７３は加算回路で
、上記２つの変調回路７２ａ、７２ｂの変調出力を加え
合わせる。７４はローパスフィルタであり、加算回路で
加え合わされた変調出力の高調波成分を除去し、基本波
成分のみを取り出す、７５は波形整形回路で上記基本波
を矩形波に変換する。

いま位置信号増幅器７１ａ、７１ｂの２相正弦波出力を
それぞれＥＡ　　（θ）、Ｅ、（θ）とすれば以下のよ
うに表現できる。

ＥＡ　（θ）−Ｅ−ＣＯ３（２πθ／θ、）Ｅ鹿　（θ
）−Ｅ−５ＩＮ（２πθ／θＦ）ただし、θは第１部材
１の回転角度、θ、は位置信号発生手段５の出力する正
弦波の１周期ピッチ、Ｅば正弦波位置信号の波高値であ
る。

一方、キャリア信号７６ａ、７６ｂをそれぞれＣＡ（１
）、Ｃｍ（ｔ）とすれば以下のように表現できる。

ＣＡ　　（θ）　　＝Ｃ０５（２πｆｃ　ｔ）ＣＩ　　
（θ）　　−５ＩＮ（２πｆｃ　ｔ）ただし、ｆ、はキ
ャリア周波数である。

変調回路７２ａ、７２ｂで変調後、加算回路で加え合わ
せた結果をＰ　（ｔ、　θ）とすれば、Ｐ　（ｔ、　　
θ）＝Ｅａ（θ）・Ｃ，（θ）十Ｅ、（θ）　・ＣＩ　
　（θ） ＝Ｅ　（ＣＯ５（２πθ／θ、）・Ｃ０３（２πｆｃｔ
）＋５ＩＮ（２πθ／θ、）　・５ＩＮ（２πＬｃｔ）
）＝ＥＣＯ５（２πｒｃｔ−’ｌπθ／θ、）となる、
これはｆｃの周波数をもつキャリアに２πθ／θ、とい
う位相項が含まれていることを意味している。換言すれ
ば、Ｐ　（ｔ、　　θ）では位置情報θが位相情報とい
う形に変換されている。したがってＰ　（ｔ、　θ）の
位相情報を復調すれば第１部材１の位置を認識すること
ができる。

なお上記Ｐ　（ｔ、　　θ）から第１部材１の位置を正
確に検出するためには位置信号ＥＡ　　（θ）、Ｅ３（
θ）の波形が回転位置θに関して歪の少ない正弦波状で
ある必要がある。もし歪が太きいとうねりの多い直線性
の悪い位置検出器になってしまう。

またローパスフィルタ７４はｐ　（ｔ、　　θ）に含ま
れる高調波成分を除去する働きがある。−船釣にキャリ
ア信号７６ａ、７６ｂは高調波の非常に多いもの（例え
ば矩形波）が使われることが多く、その場合はローパス
フィルタ７４は不可欠の要素である。

第９図は変調回路７ｊａ、７２ｂの一実施例である。

８５は位置信号増幅器７１ａまたは７１ｂの正弦波出力
Ｅ（θ）である。８６は反転増幅器（ゲインｌ）である
、８７はキャリア信号（周波数ｆｃ）７６によって制御
される半導体スイッチである。上記半導体スイッチ８７
はキャリア信号７６が“Ｈレベル、”のときは位置信号
Ｅ（θ）をそのまま伝送し、キャリア信号７６が″Ｌレ
ベル”のときは反転した位置信号−Ｅ（θ）を伝送する
ように構成されていて、図に示すような変調出力８８を
得ている。

さて変調後加算されたＰ　（ｔ、　　θ）はそのままで
は利用できないので、これを復調して位置情報のみを分
離して取り出す必要がある０本発明の実施例では信号ｐ
　（ｔ、　　θ）を波形整形回路７５で矩形波に変換し
た後、キャリア信号７６ａに対する信号Ｐ　（ｔ、　　
θ）の位相ずれを、基準発振器７７の出力する基準クロ
ック信号を用いて直接計数することにより分解能の高い
位置情報を取り出すという復調方式を用いている。７８
は信号Ｐ　（ｔ、　　θ）の位相情報を、計数するため
の位相差カウンタである０位相差カウンタ７８の入力は
、キャリア信号７６ａと信号Ｐ　（ｔ、　　θ）を波形
整形回路７５で矩形波された信号と発振器７７の出力す
る基準クロック信号とである０位相差カウンタ７８はキ
ャリア信号７６ａの立ち上がり（または立ち下がり）で
基準クロック信号の計数を開始し、信号Ｐ　（ｔ、　　
θ）の立ち上がり（または立ち下がり）を検出するまで
計数する。このように構成することにより信号Ｐ（１，
θ）に含まれる位相情報（２πθ／θＦ）が位相差カウ
ンタ７８の計数値として取り出すことができる。またキ
ャリア信号７６ａの周波数はｆ。

なので周波数ｆ、のれ倍の周波数を持つ基準クロック信
号を用いることによって、１周期に対して１／ｎの分解
能を持った位相測定が可能になる。

これは位相２πに対して１　／　ｎの分解能を持つこと
を意味し、位相２πが位相信号発生手段５の出力する正
弦波位置信号の１周期ピッチθ、に対応するので回転角
に対して位置信号の１周期ピッチθｒを等間隔に１　／
　ｎに内挿（または補間）したことを意味している。し
たがって分解能を上げ、滑らかな位置情報を得るために
はθ、を小さく、ｎを大きくすればよい、８４は分周回
路で発振器７７の出力を１　／　ｎに分周し２相のキャ
リア信号７６ａ、７６ｂを出力する。ところで位相差カ
ウンタ７８の内容は最大ｎであり、位置信号の１周期ピ
ッチθ。

の範囲内でしか位相の弁別能力がない、そこで実際の位
置制御装置で必要とされるような広い範囲内での動作を
可能にするために、１つの可逆カウンタを設は位置信号
が１周期ピッチθ、を越えた数を計数している。　８０
が上述の可逆カウンタであり、７９はパルス分離回路で
ある。パルス分離回路７９は位相差カウンタ７８の内容
がｏ−ｎまたはｎ４０に変化する毎にそれぞれに応じて
アップ・カウント・パルス、ダウン・カウント・パルス
に分離する。可逆カウンタ８０は、このアップ・カウン
ト・パルス、ダウン・カウント・パルスを受けてアップ
・カウントまたはダウン・カウントする。８１は可逆カ
ウンタ８０の原点・初期リセット入力である。８２は位
置カウンタで、可逆カウンタ８０の内容と位相差カウン
タ７８の内容をそれぞれ上位ビット部および下位ビット
部に合成する。

以上の構成によって第１部材１と第２部材の相対位置は
位置カウンタ８２にディジタル的に示されることになる
。８３が位置検出手段の出力となる。

第２図に比較手段７、操作電気角度演算手段８、関数発
生手段１１の構成を示す。本実施例では、比較手段７、
操作電気角度演算手段８、関数発生手段１１は、Ａ／Ｄ
変換器２１と演算器２２とメモリ２３とＤ／Ａ変換器２
４ａ、２４ｂとで構成される。　Ａ／Ｄ変換器２１は、
指令入力端子１３に与えられる目的位置ａをディジタル
信号Ｑｒｅｆに変換している。目的位置ａが始めからデ
ィジタル値Ｑｒｅｆで与えられる場合はＡ／Ｄ変換器２
１は不要となる。演算器２２は、メモリ２３のＲＯＭ　
領域（リードオンリメモリ領域）に格納されている後述
の所定の内蔵プログラムに従って動作し、Ａ／Ｄ変換器
２１のディジタル信号Ｑｒｅｆと位置検出手段６の出力
する現在位置ｂ（ディジタル信号Ｑｘ　）とをＲＡ　Ｍ
　ｍｌ域（ランダムアクセスメモリ領域）に取り込み、
所定の演算を施した後に合成して、操作電気角度量ｆに
対応するディジタル信号Ｆを演算する０次に演算器２２
はディジタル信号Ｅに応じてメモリ２３のＲＯＭ　ｆｉ
Ｊｊ域に格納されているＳＩＮ波およびＣＯ８波の関数
テーブルを参照することによりディジタル信号Ｆに応じ
た２相体号５ｃＳｓｓを求め、それぞれをＤ／Ａ変換器
２４ａ、２４ｂに出力する。

Ｄ／Ａ変換器２４ａ°、２４ｂは２相体号５ｃＳｓｓを
それぞれディジタル−アナログ変換して２相のアナログ
信号ｓｃ、ｓｓを出力している。

次に、メモリ２３のＲＯＭ　ｆｉｌ域に格納されている
内蔵プログラムについて説明する。

まず、第３図に示した基本フローチャートに基づいて概
略を説明する。

処理３１では、タイマーからの割り込みを待っている、
タイマーは、所定の時間ΔＴ毎に割り込み信号を発生し
、割り込みが入ると■に移行する。

すなわち、サンプリング時間ΔＴで以下の処理を行うこ
とになる。

処理３２では、目的位置ａに相当するディジタル信号Ｑ
ｒｅｆと現在位置すに相当するディジタル信号Ｑｘをそ
れぞれ取り込みＲＡ　Ｍ　領域に格納する。

処理３３では、第１部材ｌの回転位置を目的位置に位置
決めするために、目的位置ａと現在位置すの偏差信号Ｃ
に相当するディジタル信号Ｑをもとに制御演算し、ディ
ジタル信号Ｅを作り出している。

処理３４では、ディジタル信号Ｅの大きさを所定の範囲
内に制限して操作電気角度量ｆに対応するディジタル信
号Ｆを出力する。

処理３５では、第１部材１の現在位置すに対応するディ
ジタル信号Ｑｘと処理３３、処理３４で得られたディジ
タル信号Ｆに応じてメモリ２３のＲＯＭ　８１域に格納
されているＳＩＮ波およびＣＯ８波の関数テーブルを参
照し、２相体号ＦＣ，ＦＳを求め、それぞれＤ／Ａ変換
器２４ａ、２４ｂに出力する。Ｄ／Ａ変換器２４ａ、２
４ｂはディジタル信号ＳＣ，ＳＳをそれぞれアナログ信
号５ｃＳｓｓに変換する。

本処理のあとは、■に移行する。

次に、処理３２〜３５について、第４図、第５図、第６
図、第７図を用いて詳しく説明する。

第４図は、処理３２の詳細なフローチャートである。ま
ず、処理４１．４２で目的位置ａと現在位１ｂに対応す
るディジタル信号Ｑｒｅｆ　ＳＱｘをＲＡＭ領域に格納
する。処理４３では前回のサンプリング時の値を保持す
る変数Ｑｎの内容を変数Ｑｎ−１に格納する。変数Ｑｎ
は目的位置ａと現在位置すの偏差信号Ｃに対応するディ
ジタル信号である。次に処理４４では目的位置ａと現在
位置すの偏差信号Ｃに対応するディジタル信号Ｑｎを新
たに演算（Ｑｎ　＝Ｑｒｅｆ　−ＱＸ　）　Ｌ／、変換
Ｑｎに格納する。

すなわち、この時点で今現在の第１部材の回転位置と目
的位置の偏差信号が変数Ｑｎに格納されたことになる。

さらに、１サンプリング前の現在位置と目的位置の偏差
信号は変数Ｑｎ−１に格納されている。

第５図は、処理３３の詳細なフローチャートである。ま
ず、処理５１で目的位置ａと現在位置すの今現在の偏差
信号ｃ　（ｘａ−ｂ）に対応する値を保持する変数Ｑｎ
をに１倍し、結果を変数Ｐに格納する。変数Ｐは比例信
号になる。処理５２で今現在の偏差信号Ｃに対応する値
を保持する変数Ｑｎから１サンプリング前の偏差信号Ｃ
に対応する値を保持する変数Ｑｎ−１を引算し、その結
果を変数ΔＱに格納する。処理５３で変数Ｑｎにサンプ
リング周期ΔＴを掛けた値Ｑｎ　　・ΔＴを演算し、そ
の結果を１サンプリング前の変数５ｎ−１に加算する。

すなわち、下記の演算（１）を行い、演算結果は変数Ｓ
ｎに格納される。

Ｓｎ　＝Ｓｎ−１＋Ｑｎ　　・ΔＴ　　　−・−（１）
式（１）においてＱｎは目的位置ａと現在位置すの偏差
信号Ｃを表すものであり、目的位置ａと現在位置すに定
常的な偏差が存在すると、毎回のサンプリング毎に項（
Ｑｎ　　・ΔＴ〕が変数５ｎ−１に加算される。この結
果、変数Ｓｎは時間と共に太きくなり、ａとｂの定常的
な偏差をなくすことができる。サンプリング周期ΔＴが
十分率であるとすれば、式（１）で表されるＳｎは偏差
信号Ｃを時間積分した結果を示すことになる０次に、処
理５４では変数Ｓｎをに２倍し、結果を変数■に格納す
る。

変数■は積分信号となる。次に、処理５５では変数ΔＱ
をサンプリング周期ΔＴで除した値ΔＱ／ΔＴをに３倍
し、結果を変数りに格納する。変数りは微分信号となる
。処理５６では処理５１．５４．５５で得られた演算結
果の変数Ｐ、■、Ｄのすべてを加算し、その結果を変数
Ｅに格納する。そして■に移行する。

第６図は、処理３４の詳細なフローチャートである。処
理６１では、処理３３で得られた変数Ｅの絶対値と、あ
らかじめ設定された変数Ｅの閾値であるＥ　、ＡＸと比
較する。すなわち、処理６１では、変数ｌ　Ｅ　ｌ　＞
ＥＮＡＸのときは処理６２移行し、そうでないときには
直接■に移行する。処理６２では、変数Ｅの符号は保持
し、その大きさをＥ　ＷＡＸとして変数Ｅに格納して■
に移行する。

第７図は、処理３５の詳細なフローチャートである。ま
ず、処理７１では、現在位置信号すに対応するディジタ
ル信号ＱＸと１サンプリング前の現在位置信号すに対応
するディジタル信号Ｑｘ−１の差を演算して第１部材の
回転速度に対応するディジタル信号Ｖｘを発生する。処
理７２では、次回の演算のためにディジタル信号Ｑｘを
ディジタル信号Ｑｘ−１に格納して処理７３に移行する
。すなわち、処理７８は、第１部材の回転速度を演算す
る速度演算手段である。処理７３では第１部材の回転速
度に対応するディジタル信号Ｖｘの絶対値とあらかじめ
設定された閾値と比較する。もし、第１部材の回転速度
が大きくディジタル信号Ｑｘに補正が必要ならば処理７
４に移行し、不必要ならば処理７５に直接移行する。処
理７４では、メモリ２３に格納されているＶｘに対応し
た補正量Ｈ（ｌＶｘｌ）を求め、ディジタル信号Ｑｘに
加算した結果を再びディジタル信号ＱＸに格納して処理
７５に移行する。

すなわち処理７９は、第１部材の回転速度に応じて補正
量を生成する補正量生成手段である。なお、本実施例で
は補正量を現在位置信号すに対応するディジタル信号Ｑ
×に加算したが、処理７４においてディジタル信号Ｑ×
のかわりにディジタル信号Ｅに補正量を加算するかもし
くは処理７５においてディジタル信号Ｑ麓＋Ｅに補正量
を加算しても同様の効果を得ることができる。

処理７５ではディジタル信号Ｑｘと処理３４で得られた
ディジタル信号Ｅとを加算し変数Ｆに格納する。処理７
６では、処理７５で得られたディジタル信号Ｆに応じて
メモリ２３のＲＯＭ領域に格納されているＣＯ８波の関
数テーブルを参照することによりディジタル信号Ｆに応
じた正弦波信号ＳＣを求める。同様に処理７７では、デ
ィジタル信号Ｆに応じてメモリ２３のＲＯＭ　８Ｎ域に
格納されているＳＩＮ波の関数テーブルを参照すること
によりディジタル信号Ｆに応じた正弦波信号ＳＳを求め
る。すなわち、ディジタル信号Ｆに応じた２相体号５０
１ＳＳを求める。そして最後に２相体号ｓｃ、ｓｓをそ
れぞれＤ／Ａ変換器２４ａ、２４ｂに出力する。

Ｄ／Ａ変換器２４ａ、２４ｂはディジタル信号ＳＣ。

ＳＳをそれぞれアナログ信号ｓｃ、ｓｓに変換する。関
数発生手段１１の出力する２相体号ｓｃ、ｓＳはそれぞ
れ駆動手段１２に入力される。２相体号ｓｃ、ｓｓは駆
動手段１２により電力増幅されてＳｃ、ｓｓに比例した
２相の電流信号（もしくは電圧信号）に変換され固定子
コアに巻かれた２相のコイル３．４に供給される。その
後、■に移行し次のタイマ割り込みを待つ（第３図参照
）。

以下、本発明の一実施例の位置制御装置の動作について
、詳細に説明する。

第１Ｏ図は位置制御装置のトルク発生機構を示すための
概念図である。第１０図において、３．４は２相のコイ
ルである。Φ、は第１部材１の磁極ベクトルを示す０位
置検出手段６はコイル３に対する磁極ベクトルΦ、の回
転位置を検出することになる。したがって各相に流れる
電流をそれぞれＩＡ＋１、とすれば、発生するトルクは Ａ相　　−Ｋｔ　・■、・ＳＩＮ　　（ｂ）Ｂ相　　　
Ｋｔ−Ｉｍ　・ＳＩＮ　　（π／２−ｂ）＝に、・■−
・ＣＯＳ　　（ｂ） ただし、Ｋ、：トルク係数 となる。

固定子の２相のコイル３．４に供給される電流は関数発
生手段１１の出力する２相体号ｓｃ、ｓｓに従って正弦
波状に変化する。関数発生手段１１には、操作電気角度
量演算手段８の出力信号ｆが入力され、関数発生手段１
１は信号ｆに応じた２相正弦波信号ｓｃ、ｓｓを出力す
る。したがって、コイル３．４の各相に供給される電流
は関数発生手段１１の出力する２相体号ｓｃ、ｓｓに比
例するので Ｉａ”Ｉｏ　　・Ｃ０３（ｆ） Ｉｓ−１ｏ　　・ＳＩＮ　　（ｆ） ただし、■。：電流波高値 となる。

したがって、全体の発生トルクは Ｔ−Ｋｔ　・■。（−３ＩＮ（ｂ）　　・Ｃ０５（ｆ）
＋ｃｏｓ（ｂ）　　・５ＩＮ（ｆ）） ＝！Ｋｔ　・■。ＳＩＮ　　（ｆ−ｂ）　　　・・・（
２）となる、ところで本制御装置は、操作電気角度演算
手段８により現在位置信号すと電気角度量ｅを加算して
いるのでｆｗｂ＋ｅの関係が成立する。

したがって、（２）式は Ｔ＝Ｋｔ　　−ｔｏ　５ＩＮ（ｅ）　　　−−−（３）
となる、このことはコイル３．４の合成した起磁力が、
第１０図の９１に示すようにｂ＋ｅの位置に形成される
ことを意味する。そして本位置制御装置では現在位置と
目的位置の偏差に応じて複数個のコイルの合成起磁力の
位相を制御していることになる。すなわち、（３）式よ
り変数ｅを制御することにより発生トルクＴを変化させ
て位置決め特性を持たせることができる。

さて、第２１図は、本位置制御装置の発生トルクを示す
、第３式において発生トルクＴはｅの正弦関数となって
いるので、電気角度量ｅが０からしだいに大きくなるに
従って発生トルクＴは増加して第２１図に示したｅｌの
点、すなわちｅ−π／２（ｒａｄ）で最大値となり、π
／　２　（ｒａｄ）を越えると減少する。また、電気角
度量ｅがπ（ｒａｄ）を越えて第２１図の０２点になる
と、発生トルクの符号が反転して指令とは逆向きのトル
クを発生し制御系が不安定となり最悪の場合は脱調する
。従って第２２図に示したように電気角度量ｅの絶対値
がπ／　２　（ｒａｄ）を越えた場合には、電気角度量
制限手段９によって、π／　２　（ｒａｄ）に制限した
操作電気角度量ｆを出力する。つまり、電気角度量制限
手段ｌＯは電気角度量ｅの絶対値がπ／２（ｒａｄ）を
越えた場合には、第１部材が最大のトルクになるように
操作量を設定して効率よく加減速を行なうものである。

よって、第１部材１は目的位置ａまで脱調する事なく回
転する。すなわち目的位置ａと、第１部材の回転位置す
が１対ｌに対応することになる。この電気角度量の制限
は図３のフローチャートの処理３４で行なわれる。なお
、本実施例では電気角度量制限手段１１の制限値として
π／２を採用したが、制限値として０よりも大きくπ以
下を採用しても安定な加減速を行なうことが可能である
ことはいうまでもない。

次に、第１部材１が一定の回転速度（回転周波数ｆ（Ｈ
ｚ））で回転している場合の発生トルクは、ｂ＝２πｆ
として Ａ相　−ＫＴ　・！、・５ＩＮ（２πｆｔ）Ｂ相　−に
、・■、・Ｃ０５（２πｆｔ）ただし、ｔ：時刻 となる。第１部材１が一定の回転速度が回転している場
合に一定のトルクを発生するためには、（３）式から信
号ｅを一定に保ったままで、 Ｉａ　＝　１０　　・Ｃ０３（２ｆｆ　ｆ　ｔ　＋　６
）Ｉｓ　−１ａ　　５ＩＮ（２ｒｔ　ｆ　ｔ　＋ｅ）な
る電流を各相に流す必要がある０例えば、最大のトルク
を発生するためにはｅ−π／２として、ＩＡ””１６　
　・Ｃ０５（２πｆｔ＋π／２）■Ｉ０　・−３ＩＮ（
２πｒｔ） ■３干１．・５ＩＮ（２πｆｔ＋π／２）”Ｉ（１・Ｃ
ｏ５（２πｆｔ） となる、すなわち、コイル３および４の各相に流れる電
流は時間とともに正弦波状に変化する交流信号となり、
一定のトルクを発生するためには各相の電流の合成起磁
力ベクトルΦ１の回転位相と磁極ベクトルΦ、の回転位
相の位相関係を周波数すなわち回転数にかかわらずπ／
２一定に維持しなければならない。

さて、１相分の駆動回路およびコイルの等価回路は第１
９図のようになる。■は駆動回路の発生する駆動電圧で
あり、Ｒはコイルの直流抵抗、Ｌはインダクタンス、■
、は回転にともなってコイルに発生する逆起電力であっ
て、磁極ベクトルφ。

のＡ相のコイルと鎖交する成分Φ、、の時間微分に比例
する。すなわち、 なる関係がある。従って、その位相は磁極ベクトルΦ、
の時間位相よりπ／２進んでいる。同様にＢ相について
も逆起電力Ｖ、を考えることができる。これら２相のＶ
Ａ、Ｖ、で空間に張られる逆起電力ベクトルの回転位相
は、第１部材ｌの回転速度が一定で回転している場合に
は、磁極ベクトルφ、の回転位相よりπ／２進んでいる
。

第１部材ｌの回転速度に応じて、第１９図の等価回路図
中の電圧と電流、そして磁極ベクトルの位相関係は次の
ように変化する。第１部材ｌが停止、あるいは低速で回
転している時は、インダクタンスしての電圧降下は小さ
いので、位置検出手段６によって検出した磁極ベクトル
Φ、の時間位相よりπ／２進んだ位相で駆動電圧Ｖを発
生すれば、駆動電流Ｉの位相は駆動電圧Ｖの時間位相に
ほぼ一致し、起磁力ベクトルΦ１は磁極ベクトルΦ。

の回転位相よりπ／２進むので、最大のトルクが得られ
る。ところが、第１部材の回転速度が大きくなる場合に
は、フィルのインダクタンスによって駆動電圧Ｖと駆動
電流ｒに位相差が生じる。この様子を第２０図（ａ）に
示す。第２０図によれば、最大トルクを得るために磁極
ベクトルφ、の時間位相よりπ／２進んだ時間位相の駆
動電圧Ｖを発生しても、磁極ベクトルφ、と電流！すな
わち合成起磁力ベクトルの位相差は、π／２からφだけ
ずれており、発生トルクが低下していることがわかる。

そこで、駆動電圧Ｖの位相をさらにφ゛進めると、それ
ぞれの位相関係は第２０図（ｂ）のようになり、磁極ベ
クトルΦ、と電流■の位相差をπ／２とすることができ
る。この高速回転時の位相の補正は第７図のフローチャ
ートの処理７８と処理７９で行なわれる。なお、以上の
説明では省略したが、磁気回路を形成するための強磁性
体には、磁気ヒステリシスがあるため、電流ベクトルの
位相と合成起磁力ベクトルΦ１の位相の間にもずれが生
じる。

第７図のフローチャートの処理７８．７９ではこの磁気
ヒステリシスによる位相遅れの補償も行なう。

電気角度演算手段９は比較手段の出力する偏差信号Ｃの
比例信号、微分信号、および積分信号を合成することに
よって電気角度量ｅを得ている。

したがって微分信号の作用によって電気的にダンピング
を付与することができるので位置決め時に発生する回転
子の振動をなくし整定時間を大幅に短縮することができ
る。さらには電気角度量ｅに含まれる積分信号の作用に
よって目的位置ａと現在位置すとの間に発生する定常偏
差を零にすることができる。これは次の理由による。す
なわち、摩擦あるいは負荷によって目的位置ａと現在位
置すに偏差が発生したときは、偏差信号ｃ（＝ａ−ｂ）
が零でないため（１）式第３項により積分信号は時間と
ともに増加し現在位置すを目的位置位置ａに除々に近づ
ける。そして偏差信号Ｃが零になったとき安定するため
、定常偏差を発生しない。

なお、上述の実施例において、電磁駆動装置の機構部分
には従来のステッピングモータすべてを適用することが
できる。すなわち、第４図に示すようなハイブリッドＰ
Ｍ形ステッピングモータや、第１６図に示すような回転
子コア１５０、固定子コア２ともに一定のピッチで刻ま
れた磁極歯を有する磁性体よりなるＶＲ形ステッピング
モータや、第１７図に示すように回転子が多極着磁され
た磁石１６０よりなるＰＭ形スステンピングモータして
もよい。

また、第１５図の実施例において、バイアス磁界を発生
する磁石１４０は回転子側に設けられているが、第１７
図に示すようにバイアス磁界を発生する磁石１７０を固
定子側に設けてもよい、また、実施例では２相コイルの
ステッピングモータとしているが他の３相以上のステッ
ピングモータとしても同様の効果を得ることができる。

また、実施例では２相の位置信号を出力する位置信号発
生手段を適用したが３相以上の位置信号を出力する位置
信号発生手段を適用しても同様の効果を得ることができ
る。

なお上述の実施例において、第１部材を回転させ第２部
材を固定したが、反対に第１部材を固定し第２部材を回
転させても同様の効果を得ることができる。

なお、以上の説明では、電磁駆動装置として回転型のモ
ータを使用して本発明の詳細な説明したが、もちろん、
リニアモータのような直線運動をする駆動源を使用して
も適用することができることは言うまでもない。また、
以上の説明ではモータの回転位置の位置信号発生手段は
モータの回転軸に直結されているものとしたが、モータ
の回転にしたがって駆動される可動部材に取り付けても
可能なことは言うまでもない。

また、以上の説明では速度演算手段として位置検出手段
の出力から相対速度信号を取り出す方法を示したが、一
般に良く知られるタコジェネレー夕のような直接相対速
度を検出する装置を設け、その出力を相対速度信号とし
ても上述の効果を得ることができる。

発明の効果 以上述べたように、本発明の位置制御装置は、位置検出
手段により常に第１部材２に対する第１部材の相対的な
現在位置を高分解能で検出している。また本発明の位置
制御装置は、比較手段により現在位置と目的位置指令と
を比較し、その偏差量をもとに指令電気角度演算手段に
より電磁駆動装置に対する電気角度量を演算する。そし
てその電気角度量を操作量として関数発生手段を介して
駆動手段に供給することにより現在位置と目的位置の偏
差に応じて複数個のコイルの合成起磁力の位相を制御し
ている。その結果、目的位置に対して振動を極力押さえ
た状態で、素早く整定させることが可能となり、位置制
御装置で必要とされる即応性が得られる。

さらに、操作電気角度演算手段において操作電気角度量
を所定の範囲内に制限することにより第１部材が目的位
置に達すまで常に加速トルクを発生させて目的位置指令
に対しての位置決め点を唯一決定する事ができる。

さらに、本発明の位置制御装置は、第２部材に対する第
１部材の相対速度が大きい時には電流位相の補正を行な
うため、高速時にも効率よくトルクを発生することが可
能で、高速位置決めを実現することができる。

さらに、本発明の位置制御装置は、操作電気角度演算手
段に積分信号を容易に加えることが可能で、定常状態に
おいて外乱負荷に対しても定常偏差の発生しない高精度
な位置決め精度を実現することができる。

したがって、本発明により、例えば磁気ディスク装置ま
たはプリンタの駆動源として使用するならば、高速で、
高精度、かつ高分解能の位置決め性能を容易に実現する
ことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例における位置制御装置の構成
図、第２図は第１図の比較手段、指令電気角度演算手段
、関数発生手段の具体的な構成を示す構成図、第３図は
第２図のメモリのＲＯＭ　領域に格納されている内蔵プ
ログラムの基本フローチャート、第４図、第５図、第６
図、第７図は第３図の各処理の詳細なフローチャート、
第８図は第１図の位置検出手段の一実施例のブロック図
、第９図は第８図の変調回路を示す回路図、第１０図は
位置制御装置のトルク発生機構を示すための概念図、第
１１図は従来における位置制御装置の原理図、第１２図
は第１１図の位置制御装置の駆動回路図、第１３図は第
１１図の位置制御装置の発生トルク分布図、第１４図は
第１１図の位置制御装置の位置決めの整定性を示す図、
第１５図、第１６図、第１７図、第１８図は位置制御装
置の主要機構部の構成図、第１９図は高速回転時の駆動
回路およびコイルの等価回路図、第２０図は第１９図の
ベクトル図、第２１図、第２２図は電気角度量制限手段
の説明図である。 １・・・・・・第１部材、３，４・・・・・・コイル、
５・・・・・・位置信号発生手段、６・・・・・・位置
検出手段、７・・・・・・比較手段、８・・・・・・操
作電気角度演算手段、１１・・・・・・関数発生手段、
１２・・・・・・駆動手段代理人の氏名　弁理士　中尾
敏男　はか１名！−１部材 ３．４＝−コイル ５−・・位置化予奏生手段 第１図 第２図 第３図 第４図 第５図 第６図 第７図 第８図 第９図 Ｕ ９”°″’　　４９ 名１２図 嘉１３図 第１４図 第１５図 第１６図 第１９図 第２０図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）磁性体もしくは磁石の少なくとも一方を備えた第
   １部材と、前記第１部材と所定の空隙を介して対向する
   磁性体コアと複数個のコイルを備えた第２部材とを含ん
   でなる電磁駆動装置と、前記第１部材と前記第２部材と
   の空隙を維持しその相対運動を自在ならしめる支持手段
   と、前記第２部材に対する前記第１部材の相対的な現在
   位置を認識する位置検出手段と、外部からの目的位置指
   令信号と前記位置検出手段の出力する現在位置信号との
   偏差に応じた偏差量を出力する比較手段と、前記偏差量
   より電気角度量を演算する電気角度演算手段と前記電気
   角度量の大きさを所定の範囲内に制限する電気角度量制
   限手段を含み前記電極駆動装置に対する操作量として操
   作電気角度量を演算する操作電気角度演算手段と、前記
   操作電気角度演算手段の出力より互いに位相の異なる複
   数相の信号を出力する関数発生手段と、前記複数相の信
   号をそれぞれ増幅して前記複数個のコイルに電流を供給
   する駆動手段とを含めて構成されたことを特徴とする位
   置制御装置。 （２）第１部材は一定のピッチで刻まれた磁極歯を有す
   る磁性体を含み、第２部材は前記第１部材対向面に複数
   の磁極歯群を備えた磁性体コアと前記磁性体コアに巻か
   れた複数個のコイルとを含めて構成されたことを特徴と
   する特許請求の範囲第（１）項記載の位置制御装置。 （３）第１部材は一定のピッチで刻まれた磁極歯を有す
   る磁性体とバイアス磁界を発生する磁石を含めて構成さ
   れ、第２部材は前記第１部材対向面に複数の磁極歯群を
   備えた磁性体コアと前記磁性体コアに巻かれた複数個の
   コイルとを含めて構成されたことを特徴とする特許請求
   の範囲第（１）項記載の位置制御装置。 （４）第１部材は一定のピッチで刻まれた磁極歯を有す
   る磁性体を含み、第２部材は前記第１部材対向面に複数
   の磁極歯群を備えた磁性体コアと前記磁性体コアに巻か
   れた複数個のコイルとバイアス磁界を発生する磁石とを
   含めて構成されたことを特徴とする特許請求の範囲第（
   １）項記載の位置制御装置。 （５）第１部材はその第２部材に対向する面に多極着磁
   された磁石を含み、第２部材は前記第１部材に対する面
   に複数の磁極歯群を備えた磁性体コアと前記磁性体コア
   に巻かれた複数個のコイルとを含めて構成されたことを
   特徴とする特許請求の範囲第（１）項記載の位置制御装
   置。 （６）位置検出手段は第２部材に対する第１部材の相対
   位置を検出し互いに位相の異なる略正弦波状の複数相の
   位置信号を出力する位置信号発生手段を備え、前記位置
   信号によって変調されるキャリア信号を発生するキャリ
   ア信号発生手段と、前記変調されたキャリア信号の位相
   情報を復調する復調手段を含めて構成されたことを特徴
   とする特許請求の範囲第（１）項記載の位置制御装置。 （７）電気角度演算手段は比較手段の出力に比例した比
   例量と前記比較手段の出力を微分した微分量とを含んで
   合成した電気角度量を出力するように構成されたことを
   特徴とする特許請求の範囲第（１）項記載の位置制御装
   置。 （８）電気角度演算手段は比較手段の出力を積分した積
   分量を含んで合成した電気角度量を出力するように構成
   されたことを特徴とする特許請求の範囲第（１）項記載
   の位置制御装置。 （９）関数発生手段は一定の関数に従ったデータをテー
   ブル化したメモリ手段を備え、操作電気角度量に応じて
   前記メモリ手段から前記一定の関数に従ったデータを読
   み出し、互いに位相の異なる複数相の信号を出力するよ
   うに構成されたことを特徴とする特許請求の範囲第（１
   ）項記載の位置制御装置。 （１０）関数発生手段の関数は複数相の略正弦波とした
   特許請求の範囲第（９）項記載の位置制御装置。（１１
   ）比較手段、操作電気角度演算手段、および関数発生手
   段は処理内容に従ったプログラム・データを保存するメ
   モリ手段と、前記プログラム・データに従って処理を実
   行する演算処理ユニットより構成されたことを特徴とす
   る特許請求の範囲第（１）項記載の位置制御装置。 （１２）操作電気角度演算手段は、電気角度量制限手段
   の出力信号と現在位置信号を加算することを特徴とする
   特許請求の範囲第（１）項記載の位置制御装置。 （１３）操作電気角度演算手段は、第２部材に対する第
   １部材の相対速度を演算し相対速度信号を生成する速度
   演算手段と、前記相対速度信号より補正量を生成する補
   正量生成手段を有し、電気角度量制限手段の出力と前記
   補正量と現在位置信号を加算することを特徴とする特許
   請求の範囲第（１）項記載の位置制御装置。 （１４）速度演算手段は、位置検出手段の出力する現在
   位置信号を演算処理して相対速度信号を生成することを
   特徴とする特許請求の範囲第（１３）項記載の位置制御
   装置。 （１５）補正量生成手段は、テーブル化したメモリ手段
   を備え、相対速度信号に応じて前記メモリ手段からデー
   タを読みだし補正量を生成することを特徴とする特許請
   求の範囲第（１３）項記載の位置制御装置。