JPH02305151A - 復調装置 - Google Patents
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- JPH02305151A JPH02305151A JP2111905A JP11190590A JPH02305151A JP H02305151 A JPH02305151 A JP H02305151A JP 2111905 A JP2111905 A JP 2111905A JP 11190590 A JP11190590 A JP 11190590A JP H02305151 A JPH02305151 A JP H02305151A
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- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims 1
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/006—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by sampling the oscillations and further processing the samples, e.g. by computing techniques
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
- H03D2200/005—Analog to digital conversion
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
- H03D2200/006—Signal sampling
- H03D2200/0062—Computation of input samples, e.g. successive samples
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、角度変調された信号を検波することに関し、
特に周波数変調された信号のディジタル復調に関する。
特に周波数変調された信号のディジタル復調に関する。
発明の背景
において広く使用されている。最近、この種の受信機に
おける情報信号を処理するためにディジタル技術を用い
る傾向がある。ディジタル回路の伝達関数が十分に定義
され、温度変動および電源変動に関して安定しているの
で、できるだけ多くの信号処理をディジタル領域で行う
ことが望ましい。
おける情報信号を処理するためにディジタル技術を用い
る傾向がある。ディジタル回路の伝達関数が十分に定義
され、温度変動および電源変動に関して安定しているの
で、できるだけ多くの信号処理をディジタル領域で行う
ことが望ましい。
従って、現在、ＦＭ搬送波のディジタル復調器の必要性
が生じている。１９７９年８月発行の二し／クトロニク
スレターズ（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｌｅｔｔｅｒｓ
）第１５巻、第１６号の第４８９頁−第４９０頁の”
ディジタル周波数弁別器”と題するエフ・ジー・ん エイ・クーＫ（ＦｓＧ＊Ａ、Ｃｏｕｐｅ ）％の論文は
、ディジタル技術を使ってＦＭ信号を復調するだめの回
路について説明している。クー４氏の回路では、ＦＭ信
号は最初にヒルベルト（Ｈ４１ｂｅｒｔ ）変換によシ
演算され、複素信号の直交成分ｘ（ｔ）とｙ（ｔ）が導
かれる。
が生じている。１９７９年８月発行の二し／クトロニク
スレターズ（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｌｅｔｔｅｒｓ
）第１５巻、第１６号の第４８９頁−第４９０頁の”
ディジタル周波数弁別器”と題するエフ・ジー・ん エイ・クーＫ（ＦｓＧ＊Ａ、Ｃｏｕｐｅ ）％の論文は
、ディジタル技術を使ってＦＭ信号を復調するだめの回
路について説明している。クー４氏の回路では、ＦＭ信
号は最初にヒルベルト（Ｈ４１ｂｅｒｔ ）変換によシ
演算され、複素信号の直交成分ｘ（ｔ）とｙ（ｔ）が導
かれる。
ｊ”（ｔ）＝ｘ（ｔ）＋ｊｙ（ｔ） ’
（ｌａ）＝ａ（ｔ）ｅｘ￥＋ ［ｊθ（１
）コ （２ａ）ここで、
θ（ｔ）＝ｔａｎ ［ｙ（ｔ）／ｘ（ｔ）］
（３ａ）Ｘ成分とＸ成分は同時にサンプリン
グされ、サンプルｘ（ｔ）とｙ（ｔ）を発生する。、
（１）とｙ （ｔ）のサンプルはＸおよびｙの処理チャ
ネルに供給される。Ｆ （ｔ）の信号は時間に関するθ
（１）の第１次微分から得られ次式で与えられる。
（ｌａ）＝ａ（ｔ）ｅｘ￥＋ ［ｊθ（１
）コ （２ａ）ここで、
θ（ｔ）＝ｔａｎ ［ｙ（ｔ）／ｘ（ｔ）］
（３ａ）Ｘ成分とＸ成分は同時にサンプリン
グされ、サンプルｘ（ｔ）とｙ（ｔ）を発生する。、
（１）とｙ （ｔ）のサンプルはＸおよびｙの処理チャ
ネルに供給される。Ｆ （ｔ）の信号は時間に関するθ
（１）の第１次微分から得られ次式で与えられる。
ここで、ドツト（・）は微分演算子ｄ／ｄｔを表わす。
第１次微分；およびンはＸサンプル・チャネルおよびｙ
サンプル・チャネル中の連続するサンプルの差の値で近
似される。例えば、ｘ ＝ ｘ（ｎ＋１）−ｘ（ｎ）、
ｙ＝ｙ （ｎ＋１ ）−ｙ（ｎ）である。値ｎは個々の
サンプルの発生番号を表わす指標である。
サンプル・チャネル中の連続するサンプルの差の値で近
似される。例えば、ｘ ＝ ｘ（ｎ＋１）−ｘ（ｎ）、
ｙ＝ｙ （ｎ＋１ ）−ｙ（ｎ）である。値ｎは個々の
サンプルの発生番号を表わす指標である。
これらの導関数を（４ａ）式に代入すると次式が得られ
る。
る。
Ｆ（ｎ ）≧（ｎ）（（ｙ（ｎ−１）−ｙ（ｎ））＋ｙ
（ｎ、）（（ｘ（ｎ、−１）−ｘ（ｎ））（５ａ） ≧ｙ（ｎ）Ｘ （ｎ−１）−ｘ（ｎ）ｙ （ｎ−１）
（６ａ）（５ａ）式において、（４ａ）式
の分母が計算されていないことが分る。この理由は、式
（４ａ）の分母がＦＭ信号の振幅に対応し、復調された
サンプル値に定数を単に掛けたものである所定の一定値
に保持されるものと仮定しているからである。式（５ａ
）の各項を整理すると１式（６ａ）が得られ、連続する
２つの、 （１）サンプルおよび対応する２コのｙ （
ｔ）サンプルの４つのサンプルだけの関数となることが
分る。ＦＭ信号を復調するための式（６ａ）で表わされ
るアルゴリズムは実現するのに極めて簡単である。
（ｎ、）（（ｘ（ｎ、−１）−ｘ（ｎ））（５ａ） ≧ｙ（ｎ）Ｘ （ｎ−１）−ｘ（ｎ）ｙ （ｎ−１）
（６ａ）（５ａ）式において、（４ａ）式
の分母が計算されていないことが分る。この理由は、式
（４ａ）の分母がＦＭ信号の振幅に対応し、復調された
サンプル値に定数を単に掛けたものである所定の一定値
に保持されるものと仮定しているからである。式（５ａ
）の各項を整理すると１式（６ａ）が得られ、連続する
２つの、 （１）サンプルおよび対応する２コのｙ （
ｔ）サンプルの４つのサンプルだけの関数となることが
分る。ＦＭ信号を復調するための式（６ａ）で表わされ
るアルゴリズムは実現するのに極めて簡単である。
一方、ＦＭ信号が無変調搬送周波数の４倍でサンプリン
グされると、交互のサンプルは直角成分に対応する。Ｆ
Ｍ信号は連続する対をなすサンプルを使って復調される
。復調信号が隣接サンプルの対から比較的高いサンプル
周波数で発生されるから、信号の精度および線形性が良
好であシ、高調波歪みも最小となる。
グされると、交互のサンプルは直角成分に対応する。Ｆ
Ｍ信号は連続する対をなすサンプルを使って復調される
。復調信号が隣接サンプルの対から比較的高いサンプル
周波数で発生されるから、信号の精度および線形性が良
好であシ、高調波歪みも最小となる。
発明の概要
本発明は、角度変調（例えば、ＦＭ）信号の隣接サンプ
ルの積および各種を形成する際に使われるサンプルの平
方を形成する回路を含んでいる。
ルの積および各種を形成する際に使われるサンプルの平
方を形成する回路を含んでいる。
本発明の一実施例において、隣接サンプルの積を対応す
る平方の各々で割ることにより商が発生され、商は合計
されて復調サンプルを発生する。別の実施例において、
対応する平方の積の平方根が発生される。次いで、隣接
サンプルの積が平方根で割られ、復調サンプルが発生さ
れる。
る平方の各々で割ることにより商が発生され、商は合計
されて復調サンプルを発生する。別の実施例において、
対応する平方の積の平方根が発生される。次いで、隣接
サンプルの積が平方根で割られ、復調サンプルが発生さ
れる。
実施例
ＦＭもしくは角度変調された信号３（ｔ）は次式で表わ
される。
される。
ｓ （ｔ）＝ （１＋ Ａ（ｔ））ｍ （Ｗｏ を十〇
（ｔ）） （１）ここで、Ａ （ｔ）はＦ
Ｍ信号の振幅変調を表わし、Ｗｏは搬送周波数であシ、
θ（１）は周波数変調信号に対応する。信号Ａ （ｔ）
は復調信号中に再生されるべきでない望ましくない信号
成分である。信号５（１）が間隔Δｔでサンプリングさ
れると、連続するサンプルは次式に対応する。
（ｔ）） （１）ここで、Ａ （ｔ）はＦ
Ｍ信号の振幅変調を表わし、Ｗｏは搬送周波数であシ、
θ（１）は周波数変調信号に対応する。信号Ａ （ｔ）
は復調信号中に再生されるべきでない望ましくない信号
成分である。信号５（１）が間隔Δｔでサンプリングさ
れると、連続するサンプルは次式に対応する。
５（ｔ）＝ （１＋Ａ（ｔ））ｓｉｎ（Ｗｏｔ十〇（ｔ
）） （２）および ｓ（ｔ＋Δｔ）＝（１＋Ａ（ｔ＋Δｔ ） ）ＣＱＳ（
ＷＯを十〇（ｔ＋Δｔ）） （３）式（２）と式（３
）を掛は算すると次の積が得られる。
）） （２）および ｓ（ｔ＋Δｔ）＝（１＋Ａ（ｔ＋Δｔ ） ）ＣＱＳ（
ＷＯを十〇（ｔ＋Δｔ）） （３）式（２）と式（３
）を掛は算すると次の積が得られる。
５（ｔ）ｓ （ｔ＋Δ１ ）＝（１＋、猷ｔ））（１＋
Ａ（ｔ＋Δｔ ）＝（Ｗｏｔ ＋ 久ｔ））ｘｃｍ （
Ｗｏ ｔ＋θ（ｔ＋Δｔ）） （４）三角関数の恒
等式を使うと、（４）式は次のよって変換される。
Ａ（ｔ＋Δｔ ）＝（Ｗｏｔ ＋ 久ｔ））ｘｃｍ （
Ｗｏ ｔ＋θ（ｔ＋Δｔ）） （４）三角関数の恒
等式を使うと、（４）式は次のよって変換される。
５（ｔ）ｓ （ｔ＋Δｔ）＝（１−＋−Ａ（ｔ）） Ｄ
−＋−Ａ（ｔ＋Δｔ）冗３’５ｓｔｏ（θ（ｔ）−（ｔ
＋Δｔ ） ）＋／２ ｓｔｎ （ＺＷｏ ｔ 十θ
（１）十〇（ｔ＋Δｔ））］Ｃ５） この信号が、例えばＷｏの遮断周波数を有するフィルタ
を使って低域通過濾波されると、かぎ括弧中の最後の項
は除去され、低域通過濾波済み信号は次のように表わさ
れる。
−＋−Ａ（ｔ＋Δｔ）冗３’５ｓｔｏ（θ（ｔ）−（ｔ
＋Δｔ ） ）＋／２ ｓｔｎ （ＺＷｏ ｔ 十θ
（１）十〇（ｔ＋Δｔ））］Ｃ５） この信号が、例えばＷｏの遮断周波数を有するフィルタ
を使って低域通過濾波されると、かぎ括弧中の最後の項
は除去され、低域通過濾波済み信号は次のように表わさ
れる。
５（ｔ）ａ （ｔ＋Δｔ）ＬＰ ＝ （１＋Ａ（ｔ））
（１＋Ａ（ｔ＋Δ１））［ｙ２自（（）−〇（ｔ＋Δ
ｔ））］ （６）Ｓ励項中の偏角（θ（１）−〇（ｔ
＋Δ１））は導関数ｄθｔ／ｄｔをよ、く近似し、Δｔ
が非常に短かいからｄθ（ｔ）／ｄｔは１よりずっと小
さい。
（１＋Ａ（ｔ＋Δ１））［ｙ２自（（）−〇（ｔ＋Δ
ｔ））］ （６）Ｓ励項中の偏角（θ（１）−〇（ｔ
＋Δ１））は導関数ｄθｔ／ｄｔをよ、く近似し、Δｔ
が非常に短かいからｄθ（ｔ）／ｄｔは１よりずっと小
さい。
Ｘが小さい値の場合、地（ｘ） ’＝ ｘであるという
関係を使うと、（６）式は次式で表わされる。
関係を使うと、（６）式は次式で表わされる。
ｇ（ｔ）ｓ （ｔ＋Δｔ）ｔ、ｐ ＝（１＋Ａ（ｔ））
（１＋Ａ（ｔ＋Δｔ）３Ａ［ｄθ（ｔ）／ａｔ コ
（７）ここで、ｄθ（ｔ）／ａｔ
は所望の復調信号である。（７）式から、所望の信号は
ＦＭ信号の非所望の振幅変調成分Ａ（ｔ）により変調さ
れていることが分る。
（１＋Ａ（ｔ＋Δｔ）３Ａ［ｄθ（ｔ）／ａｔ コ
（７）ここで、ｄθ（ｔ）／ａｔ
は所望の復調信号である。（７）式から、所望の信号は
ＦＭ信号の非所望の振幅変調成分Ａ（ｔ）により変調さ
れていることが分る。
第１の実施例において、振幅変調項は次のようにして除
去される。Ａ（ｔ＋Δｔ）−＝ＡＩｔ）＋ΔＡ（１）と
する。
去される。Ａ（ｔ＋Δｔ）−＝ＡＩｔ）＋ΔＡ（１）と
する。
ここで、ΔＡ（ｔ）（１と仮定する。よって、（１＋Ａ
（ｔ＋Δ１））の項は（１＋ Ａ（ｔ）＋ΔＡ（ｔ）
’）となる。次に、５（ｔ）を平方し、平方したものを
遮断周波数Ｗ０を有するフィルタで低域濾波することを
考えてみる。低域濾波済み平方５（ｔ）、５Ｐは次式で
与えられる。 □８ｆｔ）ｊ ｐ ＝＝３Ａ （
１＋ Ａ（ｔ））２（８）低域濾波済み平方ｓ（ｔ＋Δ
ｔ）ＬＰは次式で与えられる。
（ｔ＋Δ１））の項は（１＋ Ａ（ｔ）＋ΔＡ（ｔ）
’）となる。次に、５（ｔ）を平方し、平方したものを
遮断周波数Ｗ０を有するフィルタで低域濾波することを
考えてみる。低域濾波済み平方５（ｔ）、５Ｐは次式で
与えられる。 □８ｆｔ）ｊ ｐ ＝＝３Ａ （
１＋ Ａ（ｔ））２（８）低域濾波済み平方ｓ（ｔ＋Δ
ｔ）ＬＰは次式で与えられる。
ｓ（ｔ＋Δｔ）ｅｐ ＝Ｋ （１＋４ｔ）＋ΔＡ（
ｔ） ＞ ２（９）（７）式を（８）式と（９）式で割
ると商は次式で与えられる。
ｔ） ＞ ２（９）（７）式を（８）式と（９）式で割
ると商は次式で与えられる。
５（ｔ）ｓ （ｔ＋Δｔ ）ｔ、ｐ／ ５（ｔ）２＝
［１＋ΔＡ（ｔｌ／（１＋Ａ（ｔ））コＰ ｄθ（ｔＭｄｔ （１０ および ５（ｔ）ｓ（ｔ＋Δｔ：）＋１． Ｐ、／ ｓ （ｔ＋
Δｔ）ＬＰ 〜［”−ΔＡ（ｔ）／（ｘ＋Ａ（ｔ））
］ ｄθ（ｔ）／ ｄｔ り℃００式とα９式を
合計すると、次式で与えられる所望の復調信号Ｍｔ）が
得られる。
［１＋ΔＡ（ｔｌ／（１＋Ａ（ｔ））コＰ ｄθ（ｔＭｄｔ （１０ および ５（ｔ）ｓ（ｔ＋Δｔ：）＋１． Ｐ、／ ｓ （ｔ＋
Δｔ）ＬＰ 〜［”−ΔＡ（ｔ）／（ｘ＋Ａ（ｔ））
］ ｄθ（ｔ）／ ｄｔ り℃００式とα９式を
合計すると、次式で与えられる所望の復調信号Ｍｔ）が
得られる。
Ｍ（ｔ）＝２ｄθ（ｔ）／ａｔ
（１つこの場合、ＡＭ成分は十分に抑圧されてい
る。
（１つこの場合、ＡＭ成分は十分に抑圧されてい
る。
αη式は近似であり、従りてＡＭ成分が完全に抑圧され
ないことが分る。第２の実施例は、もう少し複雑な処理
の犠牲の下に、この成分が精確に抑圧される。第２の実
施例において、（８）式と９式で定義される信号が掛は
算され、次の信号が発生される。
ないことが分る。第２の実施例は、もう少し複雑な処理
の犠牲の下に、この成分が精確に抑圧される。第２の実
施例において、（８）式と９式で定義される信号が掛は
算され、次の信号が発生される。
５（ｔ）２ｓ （ｔ＋Δｔ）”＝ １／４ （１＋Ａ（
ｔ））２（１＋Ａ（ｔ＋Δｔ））２α■ この信号の平方根が発生され、信号ａ（ｔ）ｓ （ｔ＋
Δｔ）を割シ、よシ精確に信号Ｍ（ｔ）＝２ｄθ（ｔ）
／ａｔ を発生するために使われる。
ｔ））２（１＋Ａ（ｔ＋Δｔ））２α■ この信号の平方根が発生され、信号ａ（ｔ）ｓ （ｔ＋
Δｔ）を割シ、よシ精確に信号Ｍ（ｔ）＝２ｄθ（ｔ）
／ａｔ を発生するために使われる。
次に第１および第２図を参照する。第１図において、ア
ナログのＦＭもしくは角度変調信号は入力結線１０に供
給され、アナログ・ディジタル（ＡＤ）変換器１４およ
びクロック発生器１２に結合される。クロック発生器１
２は、ＦＭ信号の無変調搬送波成分に同期している複数
のパルス波形Ｐ。−Ｐ３を発生する。パルス波形は搬送
波に同期していることが必ずしも必要でないことに注意
されたい。必要なことは、各計算で使われるサンプルの
対が搬送波と直角位相関係（もしくはほぼ直角位相関係
）にあるサンプルを近似することである。第２図の波形
を検討してみる。ＦＭと付けられた波形はＦＭ信号を表
わし、図示しである部分は無変調期間に相当するように
選択されている。
ナログのＦＭもしくは角度変調信号は入力結線１０に供
給され、アナログ・ディジタル（ＡＤ）変換器１４およ
びクロック発生器１２に結合される。クロック発生器１
２は、ＦＭ信号の無変調搬送波成分に同期している複数
のパルス波形Ｐ。−Ｐ３を発生する。パルス波形は搬送
波に同期していることが必ずしも必要でないことに注意
されたい。必要なことは、各計算で使われるサンプルの
対が搬送波と直角位相関係（もしくはほぼ直角位相関係
）にあるサンプルを近似することである。第２図の波形
を検討してみる。ＦＭと付けられた波形はＦＭ信号を表
わし、図示しである部分は無変調期間に相当するように
選択されている。
波形Ｐ。は搬送波の周波数の４倍の周波数を有する信号
であり、搬送波に位相固定されている。ｐ、−Ｐ３の波
形は信号Ｐ。から得られ、従ってそれに同期している。
であり、搬送波に位相固定されている。ｐ、−Ｐ３の波
形は信号Ｐ。から得られ、従ってそれに同期している。
波形Ｐ。の交互のノ９ルスは搬送波に対して９０°の間
隔である。搬送波が、例えば、波形Ｐ。
隔である。搬送波が、例えば、波形Ｐ。
の各パルスの正方向遷移においてサンプリングされると
、交互のサンプルは直角成分に対応する。
、交互のサンプルは直角成分に対応する。
波形Ｐ。の周波数が搬送波の周波数の４倍にほぼ等しい
が、搬送波に位相固定されていなくても、同じことがほ
ぼ当てはまる。
が、搬送波に位相固定されていなくても、同じことがほ
ぼ当てはまる。
第１図において、波形Ｐ。はＡＤ変換器１４のサンシリ
ンダ入力結線に結合され、アナログ信号を表わすノクル
ス符号変調（ＰＣＭ ）を各ノ４ルスの発生時に発生す
るようＡＤ変換器１４を条件づける。
ンダ入力結線に結合され、アナログ信号を表わすノクル
ス符号変調（ＰＣＭ ）を各ノ４ルスの発生時に発生す
るようＡＤ変換器１４を条件づける。
時間ｔ。、ｔｌ、＋２・・・において、サンプル８゜、
Ｓ４、Ｓ２・・・が発生され、データ・ラッチ１８と１
サンプル期間の遅延要素１６に結合される。遅延要素１
６の出力はデータ・ラッチ２０に結合される。
Ｓ４、Ｓ２・・・が発生され、データ・ラッチ１８と１
サンプル期間の遅延要素１６に結合される。遅延要素１
６の出力はデータ・ラッチ２０に結合される。
ここで使われているように、データ・ラッチは各クロッ
ク端子に供給されるノクルスの正方向遷移の直前に各デ
ータ入力結線にあるデータ値を取シ入れる形式のもので
ある。時間期間ｔ１の間、サンプルの値Ｓ、とＳ。はラ
ッチ１８と２０に結合される。
ク端子に供給されるノクルスの正方向遷移の直前に各デ
ータ入力結線にあるデータ値を取シ入れる形式のもので
ある。時間期間ｔ１の間、サンプルの値Ｓ、とＳ。はラ
ッチ１８と２０に結合される。
これらの値は、各クロック入力端子に供給される信号Ｐ
１に応答してラッチ１８と２０に一人力される。
１に応答してラッチ１８と２０に一人力される。
この説明と先に述べた解析とを関連させるために、サン
プルＳ。とＳｌがサンプルＳ （ｔ）とＳ（ｔ＋Δｔ）
にそれぞれ対応するものと仮定する。
プルＳ。とＳｌがサンプルＳ （ｔ）とＳ（ｔ＋Δｔ）
にそれぞれ対応するものと仮定する。
時間期間ｔ２の間、ラッチ２０からのサンプルＳ。
は乗算器２６の２つの入力結線と乗算器２４の１つの入
力結線に結合される。ラッチ１８からのサンプルＳ１は
乗算器２２の２つの入力結線と乗算器２４の第２の入力
結線に結合される。乗算器２６．２４．２２は、積Ｓ。
力結線に結合される。ラッチ１８からのサンプルＳ１は
乗算器２２の２つの入力結線と乗算器２４の第２の入力
結線に結合される。乗算器２６．２４．２２は、積Ｓ。
、５ｏＳ１、Ｓ、をそれぞれ発生する。期間ｔ２の終シ
に、これらの値は信号Ｐ２に応答してデータ・ラッチ３
２，３０，２８にそれぞれ入力される。
に、これらの値は信号Ｐ２に応答してデータ・ラッチ３
２，３０，２８にそれぞれ入力される。
データ・ラッチ３０からの値Ｓ。Ｓｌは低域フィルタ３
４を介して除算器４０の被除数入力結線に結合される。
４を介して除算器４０の被除数入力結線に結合される。
Ｓｇと８２の値はマルチプレクサ３６と低域フィルタ３
８を介して除算器４０の除数入力結線に交互に結合され
る。低域フィルタ３４と３８は、例えば無変調搬送周波
数の通過帯域を有する。マルチプレクサ３６は信号Ｐ３
によシ条件づけられ、期間ｔ３の間Ｓ。の値を除算器４
０に結合させ、期間ｔ４の間Ｓ？の値を除算器４０に結
合させる。
８を介して除算器４０の除数入力結線に交互に結合され
る。低域フィルタ３４と３８は、例えば無変調搬送周波
数の通過帯域を有する。マルチプレクサ３６は信号Ｐ３
によシ条件づけられ、期間ｔ３の間Ｓ。の値を除算器４
０に結合させ、期間ｔ４の間Ｓ？の値を除算器４０に結
合させる。
期間ｔ５の間、除算器４０は信号Ｐ１に応答してデータ
・ラッチ４４に入力される商（ＳｏＳ、／５ｏ）ＬＰを
発生する。期間ｔ４の間、除算器４０は信号Ｐ２に応答
してデータ会ラッチ４２に入力される商（ＳｏＳ１／５
１）ＬＰを発生する。ラッチ４２と４４中の値は、期間
ｔ５の間Ｓ。Ｓ１／ｓ１＋５ｏＳ１Ａｏ の和を発生
する加算器４６の各入力端子に供給される。加算器４６
から発生される和は信号Ｐ１によシ制御されるデータ・
ラッチ４８に入力される。ラッチ４８は搬送波のサイク
ル当シ２つの復調出力サンプルを発生する。
・ラッチ４４に入力される商（ＳｏＳ、／５ｏ）ＬＰを
発生する。期間ｔ４の間、除算器４０は信号Ｐ２に応答
してデータ会ラッチ４２に入力される商（ＳｏＳ１／５
１）ＬＰを発生する。ラッチ４２と４４中の値は、期間
ｔ５の間Ｓ。Ｓ１／ｓ１＋５ｏＳ１Ａｏ の和を発生
する加算器４６の各入力端子に供給される。加算器４６
から発生される和は信号Ｐ１によシ制御されるデータ・
ラッチ４８に入力される。ラッチ４８は搬送波のサイク
ル当シ２つの復調出力サンプルを発生する。
第２図て示す制御波形で動作する第１図の回路は、それ
ぞれ対をなすサンプル、Ｓｏ、Ｓｌ；Ｓ２、Ｓ３；Ｓ４
、Ｓ、；・・・から連続する出力信号を発生する。
ぞれ対をなすサンプル、Ｓｏ、Ｓｌ；Ｓ２、Ｓ３；Ｓ４
、Ｓ、；・・・から連続する出力信号を発生する。
しかしながら、変調信号の周波数は、例えばテレビジョ
ン信号の音声信号のように搬送波の周波数よシ低いもの
でもよい。この場合、先の例で説明したほど搬送周波数
に比べて高い周波数で出力サンプルを発生する必要はな
い。回路に対するタイミング定数は、よシ低い周波数で
サンプルを発生することにより軽減することができる。
ン信号の音声信号のように搬送波の周波数よシ低いもの
でもよい。この場合、先の例で説明したほど搬送周波数
に比べて高い周波数で出力サンプルを発生する必要はな
い。回路に対するタイミング定数は、よシ低い周波数で
サンプルを発生することにより軽減することができる。
例えば、制御信号ｐ１− ｐ５を適当に変え、Ｓｏ、Ｓ
ｌ； Ｓ８、Ｓ、；Ｓ、Ｓ；・・・またはＳ、Ｓ″ｓ
、ｓ；ｓ、ｓ’・・・またはＳ 、Ｓ″Ｓ Ｓ″Ｓ
、Ｓ；・・・などのよ０ １ ｙ ６％
７５１２ １３うな対をなすサンプルから出
力サンプルを発生させることにより復調信号を発生させ
ることができる。主な必要条件は復調出力サンプルの発
生周波数が情報帯域幅に比べてナイキスト（Ｎｙｑｕｉ
ｓｔ ）のサンプリング基準を満足し、各計算に使われ
る対をなすサンプルが搬送波に対して（２ｎπ＋π／２
）ラジアンだけ離れていることである。この最後の基準
を使うことにより、タイミングの複雑さを低減するのに
役立つ対をなすサンプルはＳｎ、Ｓ、１＋ｍ：Ｓｎ＋ｍ
、Ｓｎ＋２ｍ；Ｓｎ＋２ｍ、Ｓｎ＋３ｍ；・・・などの
ような一連の対で表わされる。ここで、ｍは（１＋ ４
ｇ）に等しく、ｇは０．１，２、などの中から選択され
た整数である。
ｌ； Ｓ８、Ｓ、；Ｓ、Ｓ；・・・またはＳ、Ｓ″ｓ
、ｓ；ｓ、ｓ’・・・またはＳ 、Ｓ″Ｓ Ｓ″Ｓ
、Ｓ；・・・などのよ０ １ ｙ ６％
７５１２ １３うな対をなすサンプルから出
力サンプルを発生させることにより復調信号を発生させ
ることができる。主な必要条件は復調出力サンプルの発
生周波数が情報帯域幅に比べてナイキスト（Ｎｙｑｕｉ
ｓｔ ）のサンプリング基準を満足し、各計算に使われ
る対をなすサンプルが搬送波に対して（２ｎπ＋π／２
）ラジアンだけ離れていることである。この最後の基準
を使うことにより、タイミングの複雑さを低減するのに
役立つ対をなすサンプルはＳｎ、Ｓ、１＋ｍ：Ｓｎ＋ｍ
、Ｓｎ＋２ｍ；Ｓｎ＋２ｍ、Ｓｎ＋３ｍ；・・・などの
ような一連の対で表わされる。ここで、ｍは（１＋ ４
ｇ）に等しく、ｇは０．１，２、などの中から選択され
た整数である。
次に第３図および第４図を参照する。第３図の回路は第
１図の回路と同様の機能を実行するが、算術回路要素へ
の信号を時分割多重化してハードウェアを減らし、以下
の例においては復調信号を発生するのにＳ。、Ｓｌ；Ｓ
４、Ｓ５；Ｓ８、Ｓ、：・・・などの対をなすサンプル
を使用する。説明を簡単化するために１乗算器７０、低
域フィルタ７２、線形一対数変換器７４の直列接続の処
理遅延は搬送波サイクルの整数倍であるものとする。ま
た、減算器８０と対数−線形変換器８２の直列接続の処
理遅延も搬送波サイクルの整数倍であるものとする。
１図の回路と同様の機能を実行するが、算術回路要素へ
の信号を時分割多重化してハードウェアを減らし、以下
の例においては復調信号を発生するのにＳ。、Ｓｌ；Ｓ
４、Ｓ５；Ｓ８、Ｓ、：・・・などの対をなすサンプル
を使用する。説明を簡単化するために１乗算器７０、低
域フィルタ７２、線形一対数変換器７４の直列接続の処
理遅延は搬送波サイクルの整数倍であるものとする。ま
た、減算器８０と対数−線形変換器８２の直列接続の処
理遅延も搬送波サイクルの整数倍であるものとする。
従りて、クロック・タイミングに関して、これらの要素
はシステムの残りの部分に比べて簡単である。処理遅延
が搬送波サイクルの整数倍以外の場合、回路設計の技術
分野の当業者は適当なラッチ回路のタイミングを容易に
調整することができる。
はシステムの残りの部分に比べて簡単である。処理遅延
が搬送波サイクルの整数倍以外の場合、回路設計の技術
分野の当業者は適当なラッチ回路のタイミングを容易に
調整することができる。
第４図を参照すると、Ｓ、でそれぞれ表わされるＸ、Ｓ
の行は第２図の波形ＦＭのサンプル点Ｓｉに対応する′
。また、ＣＬＩと名づけられた波形は第２図の波形Ｐ。
の行は第２図の波形ＦＭのサンプル点Ｓｉに対応する′
。また、ＣＬＩと名づけられた波形は第２図の波形Ｐ。
に対応する。
第３図において、周波数変調もしくは角度変調された信
号はクロック信号ＣＬＩに応答してＰＣＭサンプルを発
生するＡＤ変換器６２に結合される。
号はクロック信号ＣＬＩに応答してＰＣＭサンプルを発
生するＡＤ変換器６２に結合される。
個々のＰＣＭサンプルはクロック信号ＣＬ２に応答して
データ・ラッチ６４に顆次入力される。例えば、データ
・ラッチ６４はサングルＳ。、Ｓ４、Ｓ４、Ｓ５、Ｓ８
、Ｓ２、などを順次取り込む。特に、期間１ｏ（第４図
）の間にラッチ６４はサンプルＳ。を取り込み、このサ
ンチルをラッチ６６と６８に供給する。データ・ラッチ
６６と６８は期間ｔ、の始めにクロック信号ＣＬ３とＣ
Ｌ４にそれぞれ応答してサンプルＳ。を取シ込み、デー
タ・ラッチ６４はクロックＣＬ２に応答してサンプルＳ
、を取り込む。ラッチ６６と６８からのサンプルＳ。は
１期間ｔ、の間に積Ｓ。を発生する乗算器７０の各入力
端子に結合される。積Ｓ。は少なくとも搬送周波数よシ
高い信号を減衰させる低域通過フィルタ７２に結合され
る。低域濾波された積Ｓ。 は積Ｓ。 のＬＰ
ＬＰＬ 対数を発生する線形一対数変換器７４に供給される。積
Ｓ２ は期間ｔ１の終りにクロック信号ＣＬ５ＬＰＬ に応答してデータ・ラッチ７６に入力される。
データ・ラッチ６４に顆次入力される。例えば、データ
・ラッチ６４はサングルＳ。、Ｓ４、Ｓ４、Ｓ５、Ｓ８
、Ｓ２、などを順次取り込む。特に、期間１ｏ（第４図
）の間にラッチ６４はサンプルＳ。を取り込み、このサ
ンチルをラッチ６６と６８に供給する。データ・ラッチ
６６と６８は期間ｔ、の始めにクロック信号ＣＬ３とＣ
Ｌ４にそれぞれ応答してサンプルＳ。を取シ込み、デー
タ・ラッチ６４はクロックＣＬ２に応答してサンプルＳ
、を取り込む。ラッチ６６と６８からのサンプルＳ。は
１期間ｔ、の間に積Ｓ。を発生する乗算器７０の各入力
端子に結合される。積Ｓ。は少なくとも搬送周波数よシ
高い信号を減衰させる低域通過フィルタ７２に結合され
る。低域濾波された積Ｓ。 は積Ｓ。 のＬＰ
ＬＰＬ 対数を発生する線形一対数変換器７４に供給される。積
Ｓ２ は期間ｔ１の終りにクロック信号ＣＬ５ＬＰＬ に応答してデータ・ラッチ７６に入力される。
データ・ラッチ６４からのサンプルＳ１は期間ｔ２の間
にデータ・ラッチ６８に入力される。このとき乗算器７
０に結合される各入力サンプルはＳ。とＳ、であ）、乗
算器７０は積Ｓ。Ｓ、を発生する。積５ｏＳ１は低域濾
波され、線形一対数変換され、期間ｔ２の終シにクロッ
ク信号ＣＬ６に応答してデータ・ラッチ７８に入力され
る。
にデータ・ラッチ６８に入力される。このとき乗算器７
０に結合される各入力サンプルはＳ。とＳ、であ）、乗
算器７０は積Ｓ。Ｓ、を発生する。積５ｏＳ１は低域濾
波され、線形一対数変換され、期間ｔ２の終シにクロッ
ク信号ＣＬ６に応答してデータ・ラッチ７８に入力され
る。
サンプルＳ、が乗算器７０の２つの入力端子に供給され
るように、ラッチ６４からのサンプルＳ、は期間ｔ３の
間にラッチ６６に入力される。乗算器７０は、要素７２
と７４でそれぞれ低域通過濾波され、線形一対数変換さ
れる積Ｓ１２を発生する。
るように、ラッチ６４からのサンプルＳ、は期間ｔ３の
間にラッチ６６に入力される。乗算器７０は、要素７２
と７４でそれぞれ低域通過濾波され、線形一対数変換さ
れる積Ｓ１２を発生する。
期間ｔ３の終夛に、低域通過濾波され、線形一対数変換
された積３１２ はラッチ７６に入力される。
された積３１２ はラッチ７６に入力される。
ＬＰＬ
期間ｔ３の間において、ラッチ７６と７８からの積％
とＳＳ は減算器８０の減数および被ＬＰＬ
ＯＩＬＰＬ 減数入力端子にそれぞれ同時に結合される。減算器８０
は対数−線形変換器８２に供給される差ｌｏｇＳＯ８Ｉ
ＬＰＬ ”−１ｏｇＳ、Ｌ、Ｌ（線形商５Ｏ８Ｉ ＬＰ
／ＳＯ”ＬＰに対応する）を発生する。出力値Ｓ。ＳＩ
Ｌ 、／ｓ Ｏ’ＬＰはクロック信号ＣＬ７に応答し
てラッチ８４に入力される。期間ｔ４の間に積Ｓ、ＬＰ
Ｌがラッチ７６に入力され、減算器８０は差ｔｏｇｓｏ
Ｓ１Ｌ、Ｌ＋ １０ｇＳ１’ＬＰＬを発生する。この差
は線形商Ｓ。Ｓ、ＬＰに変換され、クロック信号ＣＬ８
に応答して期間ｔ４の終シにラッチ８６に入力される。
とＳＳ は減算器８０の減数および被ＬＰＬ
ＯＩＬＰＬ 減数入力端子にそれぞれ同時に結合される。減算器８０
は対数−線形変換器８２に供給される差ｌｏｇＳＯ８Ｉ
ＬＰＬ ”−１ｏｇＳ、Ｌ、Ｌ（線形商５Ｏ８Ｉ ＬＰ
／ＳＯ”ＬＰに対応する）を発生する。出力値Ｓ。ＳＩ
Ｌ 、／ｓ Ｏ’ＬＰはクロック信号ＣＬ７に応答し
てラッチ８４に入力される。期間ｔ４の間に積Ｓ、ＬＰ
Ｌがラッチ７６に入力され、減算器８０は差ｔｏｇｓｏ
Ｓ１Ｌ、Ｌ＋ １０ｇＳ１’ＬＰＬを発生する。この差
は線形商Ｓ。Ｓ、ＬＰに変換され、クロック信号ＣＬ８
に応答して期間ｔ４の終シにラッチ８６に入力される。
商Ｓ。５１ＬＰ／５ＯＬＰは期間ｔ５の間に加算器８８
によシ合計され、クロック信号ＣＬ９に応答して出力用
データーラッチ９０に入力される。
によシ合計され、クロック信号ＣＬ９に応答して出力用
データーラッチ９０に入力される。
積Ｓ。Ｓｌは正または負であり、対数は単一極性の信号
についてのみ意味を持つから、線形一対数変換器７４に
供給される積Ｓ。Ｓ、の大きさを決め、変換器７４への
入力と変換器８２の出力間の極性に関する情報を得る用
意をすることが必要である。
についてのみ意味を持つから、線形一対数変換器７４に
供給される積Ｓ。Ｓ、の大きさを決め、変換器７４への
入力と変換器８２の出力間の極性に関する情報を得る用
意をすることが必要である。
これを行うための方法は知られているが、混乱を避ける
ために図示してない。変換器７４および８２は、それぞ
れのアドレス入力ポートに供給されるサンゾル値の対数
値と真数値を与えるようにゾログラムされている読み出
し専用メモリでよい。
ために図示してない。変換器７４および８２は、それぞ
れのアドレス入力ポートに供給されるサンゾル値の対数
値と真数値を与えるようにゾログラムされている読み出
し専用メモリでよい。
第５図の回路は先に述べた解析的な説明に示される第２
の実施例を実現するものである。第５図の回路において
、第３図の要素と同じ番号が付けられている要素は同様
のものであシ、同じ機能を実行する。要素６２−６８に
供給されるクロック信号は、復調計算においてｓ。、Ｓ
５；Ｓ５、ｓｌｏ；５１ｏ１Ｓ１５；・・・のような対
をなすサンプルを使用することを反映して本実施例では
変更されている。
の実施例を実現するものである。第５図の回路において
、第３図の要素と同じ番号が付けられている要素は同様
のものであシ、同じ機能を実行する。要素６２−６８に
供給されるクロック信号は、復調計算においてｓ。、Ｓ
５；Ｓ５、ｓｌｏ；５１ｏ１Ｓ１５；・・・のような対
をなすサンプルを使用することを反映して本実施例では
変更されている。
時間Ｔ。、Ｔ３、Ｔ６において、サンプルＳ。％ｓ５、
Ｓ、。がラッチ６４に入力される。時間Ｔ、とＴ２にお
いてサンプルＳ。がラッチ６６と６８にそれぞれ入力さ
れ、時間で２とＴ４の間に乗算器７０が積Ｓ♂を発生す
る。この積は濾波され、変換され、クロック信号ＣＬ１
４に応答し時間Ｔ４にデータ・ラッチェＯＯに入力され
る。時間Ｔ４にクロック信号ＣＬ１２に応答してサンプ
ルＳ５がラッチ６６に入力され、乗算器７０は時間Ｔ４
とＴ５の間に積Ｓ。ｓ５を発生する。この積は濾波され
、線形一対数変換され１時間Ｔ５にデータ・ラッチ１０
０に入力され、また積Ｓ。がデータ・ラッチ１０２に入
力される。
Ｓ、。がラッチ６４に入力される。時間Ｔ、とＴ２にお
いてサンプルＳ。がラッチ６６と６８にそれぞれ入力さ
れ、時間で２とＴ４の間に乗算器７０が積Ｓ♂を発生す
る。この積は濾波され、変換され、クロック信号ＣＬ１
４に応答し時間Ｔ４にデータ・ラッチェＯＯに入力され
る。時間Ｔ４にクロック信号ＣＬ１２に応答してサンプ
ルＳ５がラッチ６６に入力され、乗算器７０は時間Ｔ４
とＴ５の間に積Ｓ。ｓ５を発生する。この積は濾波され
、線形一対数変換され１時間Ｔ５にデータ・ラッチ１０
０に入力され、また積Ｓ。がデータ・ラッチ１０２に入
力される。
サンプルＳ５は時間Ｔ５１Ｃクロック信号ＣＬ１３に応
答してデータ・２ツチ６８に入力され、乗算器７０は時
間Ｔ５とＴ７の間に積Ｓ５２を発生する。この積は低域
濾波され、線形一対数変換され、時間Ｔ にデータ・ラ
ッチ１００に入力され、積Ｓ。′と５ｏＳ５はデーター
ラッチ１０４と１０２にそれぞれ入力される。これらの
積が対数形式であるから、ラッチ１０４と１００からの
積Ｓ。とも は、線形領域におけるＳ。Ｓ５ に対応す
るサンプル値を発生するために時間Ｔ、とＴ８の間に加
算器１０６に・より合計される。この和は要素１０８に
おいて２で割られ（平方根を求めることに対応する）、
減算器１１００減数入力端子だ結合京れる。データ・ラ
ッチ１０２からの積Ｓ。Ｓ５は減算器１１０の被減数入
力に結合される。減算器１１０からの差の値（関数Ｓ。
答してデータ・２ツチ６８に入力され、乗算器７０は時
間Ｔ５とＴ７の間に積Ｓ５２を発生する。この積は低域
濾波され、線形一対数変換され、時間Ｔ にデータ・ラ
ッチ１００に入力され、積Ｓ。′と５ｏＳ５はデーター
ラッチ１０４と１０２にそれぞれ入力される。これらの
積が対数形式であるから、ラッチ１０４と１００からの
積Ｓ。とも は、線形領域におけるＳ。Ｓ５ に対応す
るサンプル値を発生するために時間Ｔ、とＴ８の間に加
算器１０６に・より合計される。この和は要素１０８に
おいて２で割られ（平方根を求めることに対応する）、
減算器１１００減数入力端子だ結合京れる。データ・ラ
ッチ１０２からの積Ｓ。Ｓ５は減算器１１０の被減数入
力に結合される。減算器１１０からの差の値（関数Ｓ。
Ｓｓ／ｍ−に対応する）は時間Ｔ８にクロック信号ＣＬ
１３に応答してデータ・ラッチ１１２に入力される。デ
ータ書ラッチ１１２からのサンプルは線形の復調サンプ
ルを発生する対数−線形変換器１１４に結合される。
１３に応答してデータ・ラッチ１１２に入力される。デ
ータ書ラッチ１１２からのサンプルは線形の復調サンプ
ルを発生する対数−線形変換器１１４に結合される。
このような構成においてクロック信号ＣＬ １Ｏ−ＣＬ
Ｉ ４を使うことにより、すべての回路要素の動作周波
数は低減される。また、各出力サンプルの計算に使われ
る積の一方は次の出力サンプルを計算するのに使われ、
従って実行しなければならない乗算の回数が３分の１は
ど減る。
Ｉ ４を使うことにより、すべての回路要素の動作周波
数は低減される。また、各出力サンプルの計算に使われ
る積の一方は次の出力サンプルを計算するのに使われ、
従って実行しなければならない乗算の回数が３分の１は
ど減る。
単一の低域通過フィルタが第３図および第５図に示され
ていることに注目されたい。このフィルタは同じサンプ
ルの平方から２つの異なるサンプルの積を個々に濾波す
るように構成されていることは容易に理解できることで
ある。
ていることに注目されたい。このフィルタは同じサンプ
ルの平方から２つの異なるサンプルの積を個々に濾波す
るように構成されていることは容易に理解できることで
ある。
第１図は本発明の一実施例のブロック図である。
第２図は第１図の実施例の動作を説明するのに有用な制
御波形を示す。 第３図および第５図は本発明の別の実施例のブロック図
である。 第４図は第３図および第５図の実施例の動作を説明する
のに有用な制御波形を示す。 １０・・・入力端子、１４・・・アナログ・ディジタル
（ＡＤ）変換器、２２，２４，２６・・・乗算器、３４
．３８・・・低域通過フィルタ、４０・・・除算器。 ４２．４４・・・ラッチ、４６・・・加算器、４８・・
・ラッチ。
御波形を示す。 第３図および第５図は本発明の別の実施例のブロック図
である。 第４図は第３図および第５図の実施例の動作を説明する
のに有用な制御波形を示す。 １０・・・入力端子、１４・・・アナログ・ディジタル
（ＡＤ）変換器、２２，２４，２６・・・乗算器、３４
．３８・・・低域通過フィルタ、４０・・・除算器。 ４２．４４・・・ラッチ、４６・・・加算器、４８・・
・ラッチ。
Claims (1)
- （１）無変調搬送周波数ｆ＿０を有する周波数または角
度変調された入力信号を復調する復調装置であって、前
記入力信号を受け取る信号入力端子と、 前記信号入力端子に結合され、前記搬送周波数の（２ｎ
π＋π／２）（ｎは零を含む整数）ラジアンにほぼ相当
する期間だけ時間軸上で離れている前記入力信号につい
ての連続するサンプルを発生するサンプリング手段と、 前記サンプリング手段に結合され、前記サンプルの連続
する２つのサンプルの積を形成し、且つ前記サンプルの
前記連続する２つのサンプルの各各の平方を形成する手
段と、 前記積および平方を形成する前記手段に結合され、前記
積および平方について前記搬送周波数より高い周波数成
分が前記搬送周波数より低い周波数に比べて相当に減衰
されている濾波された前記積および平方を発生する濾波
手段と、 前記フィルタ手段に結合される除算手段を含んでおり、
且つ前記濾波された積および平方に応答し、前記濾波さ
れた積を前記濾波された平方の関数で割って復調出力サ
ンプルを発生する手段とを含んでいる、前記復調装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/346,039 US4910469A (en) | 1989-05-02 | 1989-05-02 | Demodulator for sampled data FM signals |
| US346039 | 1994-11-29 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02305151A true JPH02305151A (ja) | 1990-12-18 |
| JP2764635B2 JP2764635B2 (ja) | 1998-06-11 |
Family
ID=23357666
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2111905A Expired - Fee Related JP2764635B2 (ja) | 1989-05-02 | 1990-05-01 | 復調装置 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4910469A (ja) |
| JP (1) | JP2764635B2 (ja) |
| KR (1) | KR0161273B1 (ja) |
| CA (1) | CA2013929A1 (ja) |
| DE (1) | DE4013972A1 (ja) |
| FR (1) | FR2646745B1 (ja) |
| GB (1) | GB2233194B (ja) |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2748536B2 (ja) * | 1989-04-25 | 1998-05-06 | 日本電気株式会社 | 直交信号復調装置 |
| US5067140A (en) * | 1989-08-16 | 1991-11-19 | Titan Linkabit Corporation | Conversion of analog signal into i and q digital signals with enhanced image rejection |
| US5099494A (en) * | 1990-07-26 | 1992-03-24 | Unisys Corporation | Six channel digital demodulator |
| US5465071A (en) * | 1992-07-13 | 1995-11-07 | Canon Kabushiki Kaisha | Information signal processing apparatus |
| US5375146A (en) * | 1993-05-06 | 1994-12-20 | Comsat Corporation | Digital frequency conversion and tuning scheme for microwave radio receivers and transmitters |
| US5615411A (en) * | 1994-04-22 | 1997-03-25 | Rockwell International | Method and apparatus for composite signal separation and FM demodulation |
| US5430770A (en) * | 1994-04-22 | 1995-07-04 | Rockwell International Corp. | Method and apparatus for composite signal separation and PSK/AM/FM demodulation |
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| US6031418A (en) * | 1998-11-19 | 2000-02-29 | Lockheed Martin Corporation | Method and apparatus for demodulating digital frequency modulation (FM) signals |
| JP4053689B2 (ja) * | 1999-06-11 | 2008-02-27 | パイオニア株式会社 | Ｆｍ復調器 |
| EP1982199A2 (en) * | 2006-02-01 | 2008-10-22 | Csir | Method of instantaneously determining or estimating the frequency or amplitude of an input signal |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56140705A (en) * | 1980-04-04 | 1981-11-04 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Fm demodulator |
| FR2488755A2 (fr) * | 1980-08-13 | 1982-02-19 | Thomson Csf | Procede de demodulation d'un signal module en frequence et demodulateurs mettant en oeuvre ce procede |
| DE3030853A1 (de) * | 1980-08-14 | 1982-03-11 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Verfahren und schaltungsanordnung zum demodulieren zeitdiskreter frequenzmodulierter signale |
| JPS57133362A (en) * | 1981-02-10 | 1982-08-18 | Mitsubishi Electric Corp | Frequency detector |
| FR2508739B1 (fr) * | 1981-06-24 | 1986-01-03 | Labo Electronique Physique | Circuit numerique de demodulation d'un signal module en frequence, application de ce circuit a la realisation d'un etage de demodulation du signal de chrominance d'un recepteur de television, et recepteur de television equipe d'un tel etage |
| DE3124963A1 (de) * | 1981-06-25 | 1983-01-20 | Philips Patentverwaltung Gmbh, 2000 Hamburg | Anordnung zur demodulation eines frequenzmodulierten eingangssignals |
| DE3137843A1 (de) * | 1981-09-23 | 1983-03-31 | Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart | Filter- und demodulationsschaltung |
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