JPH02309736A - 線路検査機能を有するモデム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明はデータ通信機器、すなわモデムに戊１する。

（従来の技術） モデムはディジタル変調技術を用いて２値データをアナ
ログ帯域限定通信チャンネルを介して伝送する装置であ
る。高速モデムは直線振幅変調（ｃＡＭ）等の直線変調
方式を用いるのが旨通である。

直線変調方式では、２値情報はＭ　１．、ビット（Ｍは
次元数、しは分数でもよいボー当りのビット数）単位で
集められ、その全体のシーケンが成るコード構成を用い
て−・連の連索数値信号点にマツプされる。この一連の
複素数信号点を整形フィルター濾波してその帯域幅を限
定し、濾波した信号点の実数成分とＪ３：数成分を用い
て成る周波数（ｃの正弦波形の搬送波の直線成分を振幅
変調する。ビット伝送速度をＲ−ｂ／ｓとすると、直線
変調方式のボーレートはＱ＝Ｒ／Ｌで表われる。ボーレ
ートは、歪を生じることなくモデム信号を伝送するのに
必要な最小帯域幅を示す、（整形フィルターの実際の（
；７域幅がそれより広い場合もあるが。

通常はボーレートに比例する。）ボーレートと搬送周波
数とにより伝送帯域が訣まる。

直線変調方式の帯域幅使用効率はボー当りの伝送ビット
数しで表わされる。一定の伝送速度Ｒでは、Ｌが増える
とボーレートが低下し、従って必要とする帯域幅が狭く
なる。しかしながら、Ｌを大きくすると、システム全体
の雑音許容範囲も狭くなる。従って、任意のチャンネル
特性であっても、ボーレートとボー当りの伝送ビット数
との間には最適の関係が存在する。

矩形状、即ち所謂が塀状のスペクトルと白色雑音を有す
るチャンネルでは、ボーレートはチャンネル帯域幅と略
々等しく選ばれなければならない、他方、もしチャンネ
ルスペクトルが徐々に減衰するのならば、減衰領域の部
分が伝送帯域に含まれるように、ボーレートを大きく選
ぶのが好ましい。ボーレートを大きくすると、歪が増加
するが、この歪は受信機器内の等化器で補償でき、また
等化による雑音増加が、ボー当りの伝送ビット数りを減
らせば、改善される雑音許容範囲を越えてしまうことも
ある。

現在入手できる市販の大部分の高速音声帯域モデムでは
、ボーレートと搬送周波数、従って伝送帯域が固定され
ていることが多く、例えば、Ｑ＝２４００Ｈｚ％　（ｃ
＝１８０Ｏｆ（ｚとされている０最近、多搬送周波敗で
あるが手動でそれらを選択できるモデムが紹介された。

いずれにしても。

チャンネル特性は線路すなわち接続が異なれば可成り変
化するので、そのようなモデムではすべての線路で最高
の性能を発揮することは困難である。

（発明の目的及び目的達成のための構成）本発明は上記
に鑑みてなされたものであり、その一つの目的は単一の
搬送波変調信号を用いて通信チャンネルを介して遠隔装
置から送られるデータを°受信するためのモデムを提供
することである。

このモデムは、被′Ｒ：Ａ信号とチャンネルを介して遠
隔装置から送られる線路検査信号を受信し且つ、複数の
周波数帯域のいずれか一つで被変調信号を受信できる受
信器と、受信した線路線路信号に基づきチャンネルの特
性を測定するための線路検査プロセッサーと、測定した
チャンネル特性に基づき前記複数の周波数帯域の一つを
遠隔装置からの被変調信号を受信するのに用いるために
選択するセレクターとを含む。

好ましい実勢例では、上記の測定された特性には二つま
たはそれ以上の周波数で測定したチャンネルの周波数レ
スポンス及び／又はチャンネルの信号対雑音比が含まれ
ている。上記受信器はチャンネルに所望の総合インパル
ス応答を得るための適応フィルター（これはトレリス事
前信号化［ｔｒｅｌｌｉｓ　ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ　］が
可能）を含み、測定した特性の少なくとも成るものはこ
の適応フィルターによるものである。また、線路検査信
号は略々周期的な信号である。

また好ましい実施例は次のような機構を有する。

線路検査プロセッサーは、受信した線路検査信号の離散
的スペクトル表現を得るためのスペクトルアナライザー
と、受信した線路検査信号の離散的スペクトル表現に基
づいて使用チャンネルの周波数レスポンスを二つまたは
それ以上の周波数で推定するためのモジュールと、受信
した線路検査信号の離散的スペクトル表現に基づいてチ
ャンネルの雑音の電力スペクトルを推定するモジュール
とを含む。被変調信号は直線変調信号（例えば直角系幅
変調信号）であり、ボＩ＋に！複数の周波数帯域は夫々
対応するボーレートと搬送周波数を有する。！Ｈ推定モ
ジュールは、受信線路検査信号の離散的スペクトル表現
に基づいてチャンネルレスポンスの電力スペクトルも推
定し、チャンネル雑音の電力スペクトル密度とチャンネ
ルレスポンスの電力スペクトルの両方に基づいてチャン
ネルに対応する信号対雑音比を算出する。雑音推定モジ
ュールは５重み付きぺりオドグラム平均化を行なって受
信線路検査信号の離散的スペクトル表現に基づいてチャ
ンネル雑音の電力スペクトル密度を推定し、また同時に
同じ受信線路検査信号からチャンネルレスポンスの電力
スペクトルとチャンネル雑音の電力スペクトル密度とを
推定する。モデムは更に、測定した特性に基づく情報を
遠隔装置に送る送信器を有し、遠隔装置はその送信され
た情報に基づいて前記複数の周波数帯域の一つを識別し
、その帯域をモデムの受信器に通知し、セレクターは遠
隔装置が識別した帯域を前記選択帯域として選択する。

もし支障のある線路検査信号（例えば、周波数オフセッ
ト及び／又は低周波数位相ジッタを含む信号）を受信す
るｎ７能性がある場合には、線路検査プロセッサーは、
更に受信信号の離散的表現を使用してチャンネル雑音の
電力スペクトル密度を測定する前に、その離散的表現に
対する受信線路検査信号の欠陥のｉｆを少なくするため
のオフセットモニターを有する。オフセットモニターは
まずその欠陥を推定し１次に受信線路検査信号の現在の
周期に対応する離散的表現をその欠陥の推定値によって
決まる環だけ回転することにより欠陥のＥＶを減らす、
オフセットモニターは、受信線路検査信号の現在の周期
に対応する離散的スペクトル表現を、受信線路検査信号
の少なくとも一つ前の周期に対応する離散的スペクトル
表現から得られる基準信号と比較して受信検査信号の欠
陥を推定する。受信線路検査信号の離散的スペクトル表
現はＭ点離散フーリエ変換のものである。

好ましい実施例は更に次のような附加的な機能を有する
。受信器は複数のピット伝送速度のいずれも被変調信号
を受信でき、モデムは受信チャンネルの測定された特性
に基づいて他のピット伝送速度の一つを選択するための
論理を含み、その選択したビット伝送速度は遠隔装置か
らの被変調信号を受信するのに用いられる。線路検査プ
ロセッサーは、受信線路検査信号の離散的スペクトル表
現を得るためのスペクトルアナライザーと、受信線路検
査信号の離散的スペクトル表現に基づいて非直線ひずみ
標識を計算するモジュールとを含む。受信器は更に受信
線路検査信号の電力レベルを測定するモニター回路も含
み、また測定された特性はその交信電力レベルから得た
量を含む。

本発明の池の目的は単一の搬送波変調信号を用いてデー
タを通信チャンネルを通じて遠隔装置に送信するための
モデムを提供することである。

このモデムは、線路検査信号を発生する信号発生器と、
複数の周波数帯域のいずれか一つでチャンネルを通じて
被変調信号を遠隔装置に送信でき、また線路検査信号を
送信するための送信器と、送ＩＪされた線路検査信号か
ら遠隔装置が得たチャンネルの特性を受信するための受
信器と、被変調信号を遠隔装置に送信するため測定した
チャンネル特性に基づいて前記複数の周波数帯域の一つ
を選択するためのセレクターと含む。

本発明の更に他の目的は単一の搬送波変調信号を用いて
通信チャンネルを通じて遠隔装置から送られるデータを
受信するためのモデムを提供することである。

このモデムは、複数のビット伝送速度のいずれか一つで
チャンネルを通じて遠隔装置から送られる被変調信号を
受信でき、また線路検査信号を受信するための受信器と
、受信した線路検査信号に基づきチャンネルの特性を測
定するための線路検査プロセッサーと、遠隔装置よりの
被変調信号を受信するため測定した受信チャンネルの特
性に括づいてＩｉ？ｉ記複数のビット伝送速度を選択す
るためのセレクターとを含む。

本発明によれば、モデムを接続したチャンネルのオフラ
インで測定した特性に基づいてそのモデムにとって最良
の伝送帯域と最高のビットの伝送速度を法定する。従っ
て、本発明は単一の搬送周波数変調方法を用いる他の従
来のモデムに較べると、チャンネルの使用可能な周波数
帯域をより効率よく使用でき、更にデータ伝送の初期か
らそれが可能である。更に、適応伝送速度方式を用いて
データ通信時に最適性能を設定し維持するモデムに本発
明を適用することにより、その適応伝送速度方式の初期
設定を効率的に行なうことができる。　゛ 更に、直売振幅変調（ＱＡＭ）方式を用いると、チャン
ネルの理論上最大通信容量を略々最適に利用できる。

本発明の池の利点および特徴は以下述べる好ましい実施
例と特許請求の範囲から明らかとなるであろう。

（発明の実施例） 以下、添付図面に基づいて本発明のモデムを詳細に説明
する。

第１図において、４線式ローカルモデム（２）はチャン
ネルＡを通じて情報を遠隔モデム（４）に送り、チャン
ネルＢを通じて遠隔モデム４からの情報な受信する。

ローカルモデム２では、符号器６がデータビットストリ
ームを受け、−組の使用可能なボーレートから選択した
ボーレートＱで成るコーディング技法を用いてビットを
符号化する。ローカルモデム２は一組の使用可能なビッ
ト伝達速度から選択した［、１ピツト／ボーの速度でビ
ットを送出する。変調器ＩＯは一組の使用可能な搬送周
波数から選択した周波数「。、の搬送波信号１２を用い
て符号器６の出力を変調し、送信フィルター！４はパル
ス整形を行なって送信信号の帯域幅を制御するが、これ
らの動作はすべて単一搬送波変調技法。

例えば直角振幅変調（ＱＡＭ）方式によって行なう０次
に、ディジタル・アナログ（Ｄ／Ａ）変換器＋６と低域
フィルター１８とによりディジタル送信信号をアナログ
信号２０に変換し、これがチャンネルＡを通じて遠隔装
置４に送られる。

遠隔モデム４では、受信した信号は低域フィルター３１
、自動利得制御（ＡＧＣ）回路３３とアナログ・ディジ
タル（Ａ／Ｄ＞変換器２２を介して受信器２４に加えら
れる。この受信器２４は適応フィルター２５とそれに続
いて設けられたデコーダー２６を有する。適応フィルタ
ー２５は、ローカルモデム２が使用したコープ−ｆング
技法に応じて受信信号をデコードして送信データビット
ストリーム８の推定値を発生するデコーダ２６について
所望の総合インパルス応答を得る。

遠隔゛モデム４は、更に、−組の使用可能なボーレート
から選択したボーレートＱ２で動作する符号２Ｓ３０と
、〜・組の使用可能な搬送周波数から選択した周波数ｆ
　ａｘの搬送波信号３３で動作する変調器コ３２と、デ
ータビ＝＝　トスドリーム４０をチャンネルＢを通じて
送るためアナログ信号４２に変換する送信フィルター３
４、ディジタル・アナログ変換器３６、低域フィルター
３８とを有する。

遠隔モデム４は一組の使用可能なビット伝達速度に基づ
いて選択した速度でボー当り［４□ビツトを送出する。

同様にローカルモデム２も低域フィルター４３と、自動
利得制御回路４５と、アナログ・ディジタル変換器４４
と、受信器４６とを有する。受信器４６もチャンネルＢ
を通じて受イコした信号をデコードして遠隔モデム４か
ら送られたデータビットストリーム８の推定値５０を発
生するデコーダー４８について所望の総合インパルス応
答を得る適応フィルター４７を有する。

ローカルモデム２は、特定の検査信号シーケンスＸ＋　
　（ｎ）を発生する線路検査信号発生器５２と、チャン
ネルＢの品質を測定する線路検査プロセッサー５４を有
する。同様に、遠隔モデム４も検査信号シーケンスｘ−
（ｎ）を発生する線路検査信号発生器５６と、チャンネ
ルＡの品質を測定する線路検査プロセッサー５８を有す
る。

ローカルモデム２は普通その検査信号シーケンスｘ１　
（ｎ）を遠隔モデム４の線路検査プロセッサー５８に送
る。線路検査プロセッサー５８はそれに対応する受信信
号シーケンスを用いチャンネルＡについて信号対雑音比
（ＳＮＲ）を周波数の関数として、即ち５ＳＲＡ　（ｆ
）として計算する。次に、遠隔モデム４は使用可能なボ
ーレートと搬送周波数との組み合わせ夫々について対応
するデコーダーのＳＮ比（これについては後述する）を
計算する。夫々のボーレート毎に最良の動作性能（即ち
、後述するように最高のデコーダーのＳＮ比）が得られ
る搬送周波数をその動作性能を示す値とともに保管する
。遠隔そデム４はこれらの判定の結果をローカルモデム
２に送る。ローカルそデム２も同じ様な線路検査プロセ
ッサーに基づいて判定を行ない、その結果を遠隔モデム
４に送る。従って１両方のモデムはこれらの情報の組み
合わせを用いてデータ通信の伝送帯域（Ｑ、　、　Ｑ２
、「。、及び「、で決まる）と伝送速度（Ｌ、及びり、
、により決まる）とを選択する。

検査信号列は、データ通信に有効な周波数スペクトル全
域に亘ってチャンネル全体を七分にまた均一に使用でき
るように選ばれた周期的な信号である。これらの信号列
は夫々使用層波数帯域、即ち１０００〜３５００　Ｈｚ
内で等間隔で聞方された同一振幅のトーングループから
成る。これらのトーン間の周波数分離によってＳＮ比測
定の周波数分解能が決まる。伝送信号に対する最大／平
均比を比較的小さくして線形動作領域を超えてチャンネ
ルが駆動される可能性が小さくなるようにヒ記のトーン
の位相を選択するのが望ましい、これらの判定基準を満
足する検査信号列の一例を下に示す。

ｋ＝ ｘ　（ｎ）＝ＡΣｃｏｓ（２ｚｋｆΔｎＴ、十〇、）ｋ
。

、ｎ＝０、ｌ、・・・Ｐ−霞・・・　（１）θｋ＝π（
ｋ−に＋　）”、／　（ｋ　　ｋ＋　）・・・　（２） ここで、Ａはスケーリング定数、ｎはサンプリング間隔
指標、ｆ△は周波数分解能、には周ｉ！！＆教間隔指標
であり、ｋ＋は信号列に含まれている最低周波数指標を
示し、ｋｇは信号列に含まれている最高周波数指標を示
し、Ｔ、はｌ／ｆ、（ｆ。

はサンプリング速度）に等しく、Ｐはｆ、／［Δ（線路
検査信号の一周期内のサンプル数）に等しい。

本実施例では、サンプリング速度は９８００　Ｈｚ、Ｐ
は２５６個、周波数分解能［Δは３７，５Ｈｚ、に＋は
３、及びに２は９６（即ち、ＩＩ２．５〜３６００　）
１　ｚの周波数帯域をカバーする）である。

線路検査プロセッサー５４と５８は高速フーリエ（ＦＦ
Ｔ）技術を用いて夫々のチャンネルについて信号対雑音
比ＳＮＲ（ｆ）を計算する。これらのプロセッサーは、
検査信号により励起された雑散周波数、即ち、ｋｆΔ（
ｋ＝に、、　　・・・ｋ２）でチャンネルの周波数レス
ポンスＨ（［）と雑音型の電力スペクトル密度、Φ（「
）を測定して信号対雑音比ＳＮＲ（ｆ）を決定する。次
に、プロセッサー５４と５８は下記の周知の関係を使っ
て信号対雑音比ＳＮＲ（ｆ）を計算する。

ＳＮＲ（ｆ）＝ｆＨ（ｆ）ｌ”／Φ（ｆ）・・・　（３
） 測定アルゴリズムの処理ステップを詐細に述べる前に、
その基本的な理論的根拠について説明する。

−・般に１時点（＋　Ｐ　＋　ｎ　）　Ｔ　ｓでサンプ
ルされた実数値の受信信号シーケンスは下記のように表
現できる。

ｙ　（ｉ、ｎ）＝ｘ　（ｎ）本ｈ　（ｎ）　＋ｗ　（ｉ
、ｎ）・・・　（４） ＝ｙ　（ｎ）＋ｗ　（ｉ、ｎ）、　　　ｉ＝ｏ、１．・
・・Ｎ−１：　　ｎ＝ｏ、１．−・−Ｐ−１−−−・・
　（５） ここで、星印本はたたみ込みを示し、　ｘ　（ｎ）は伝
送された周期的な検査信号、ｈ　（ｎ）はサンプルされ
たチャンネルのインパルス応答、ｗ（ｉ、ｎ）は潜在的
に色付けされた環の電力スペクトル密度がφ（「）の雑
音シーケンス、Ｎは観測区間数、ｉは観測区間閉の指標
である。

検査信号ｘ　（ｎ）は対応周波数帯域内で１Ｌ坦なスペ
クトルを持っているので、雑音の無いチャンネル出力ｙ
　（ｎ）は下Ｊ己の電力スペクトルを有する。

１　ψ　（ｋｆ　△）　　　１”　　＝ｌＨ（ｋｆ　Δ
）　　Ｉ”ここで、Ｈ（ｋｆΔ）はＬ述のサンプルされ
たチャンネルのインパルス応答ｈ（ロ）の離散フーリエ
交換（ＤＦＴ）であり、ψ（ｋｆΔ）は上述のチャンネ
ル出力、ｙ　（ｎ）の離散フーリエ交換である。

雑音スペクトル密度Ｈ（ｋ　ｆΔ）とチャンネル周波数
レスポンスψ（ｋｒΔ）の両方とも、受イ８セグメント
ｙ　（ｉ、ｎ）（ｎ＝ｏ、Ｉ、−−−Ｐ−１）の８点離
散フーリエ交換（以下、Ｒｔ（ｋ［△）［ｉ＝０．１、
・・・Ｎ−１］と記す）から容易゛に得られる。もしψ
（ｋｆへ）が正確に分かっているならば、雑音スペクト
ルψ（ｋｆΔ）の推定値は下記のペリオドグラム平均か
ら得られることができる。

ψ　（ｋｆΔ）Ｍ：に、　　≦　ｋ≦に２　・　・　（
６）ペリオドグラム平均によって、漸近的に変移されな
い一貫した雑音スペクトルΦ（ｋｒΔ）の推定値が得ら
れることが分る。これは観測区間の数が増すにつれて、
誤差の平均及び分散が密に近ずくことを意味している。

ψ（ｋｆΔ）は未知ではあるが、下記の離散フーリエ変
換平均によって推定してもよい。

ｋ、＜ｋ＜ｋ２　・・・（７） （６）式に（７）式を代入した後、ａｍな操作で（６）
式は下記のように表現できる。

ＮΦ（ｋｆΔ）２Σ、ＩＲ，（ｋｆΔ）　１３−１　　
（＋／７Ｔｒ）ｉ　Ｒ，（ｋｆΔ）ｌ”　・−・・・　
（８） 代入によって Ａｍ＝Σｌ　ＩＲ＋（ｋｆΔ）Ｉ”：に＋≦に≦に２　
・　・　・　（９） Ｂ　、　　＝　　（＋　／ｆｌ）　　Σ、Ｒ，（ｋｒ△
）：　ｋｌ　≦に≦に！　・　・　・　（Ｉ　Ｏ） これは更に下記のようになる。

Φ（ｋｆΔ）””Ｚ　（Ａ−Ｂ−”）　／　Ｎ　ｉ　：
　ｋ　ｔ　＜　ｋ≦に２　・・・　（１１） また、 ＩＨ（ｋｆ△）１″七Ｂ＋：　　ｋ鵞＜ｋ＜ｋｌ・・・
　（１２） 線路検査プロセッサー５４と５８は上述の式を使って、
雑音スペクトル密度Φ（ｋ［Δ）とチャンネル周波数レ
スポンスＨ（ｋｒΔ）とを同時に推定する。

各観測区間毎に上述のアルゴリズムによってΣ、ＩＲ＋
（ｋｆΔ）１２と（１／Ｎ）ΣＩＲＩ（ｋｆΔ）を累算
し記述する。Ｎ観測区間経過すると、・その累算値はＡ
、と８．（ｋ＝に、、　・・・ｋ、）に夫々等しい。

任意の周波数に「Δでの雑音スペクトル密度Φ（ｋｆΔ
）の推定値は他の周波数におけるスペクトルエネルギー
密度の影響を受けることがあり。

従ってその推定値は「偏った」ものとなる、高速フーリ
エ変換値を計算する場合、線路検査プロセッサー５４と
５８は単純ぺりオドグラム平均の性能を向上させるため
のスペクトル分析技術であるウィンドウ方式を用いる０
本実施例では長さ２Ｐのハユングウィンドウを使用する
。ハユングウィンドウはロールオフ１００％の盛り上が
った全弦形状を有する。長さ２Ｐのウィンドウの使用に
関連した演算時間を短くするために、受信データの２つ
の連結する区間とオーバーラツプする。勿論、長さ２Ｐ
以上のウィンドウを用いて精度を向−ヒさせることがで
きるが、その場合は高速フーリエ交換のための演算に必
要な演算−が増加する。

受信信号ｙ　（ｉ、ｎ）は、Ｒ，（ｋｆΔ）の推定精度
を著しく悪化させる周波数オフセット、即ち雑音スペク
トルを含んでいることもある。ウィンドウ方式で周波数
オフセットの影響を小さくすることができるが、それを
更に小さくするために補足的なステップを用いる。雑音
の無い場合には、周波数オフセ・リドのための現観測区
間の離散フーリエ変換が前観測区間の離散フーリエ交換
とは一定の位相定数だけ異なってしまう。　即ち、ｎ、
、、（ｋｆ△）／Ｒ，（ｋｆΔ）＝位相定数＝ｅｘｐ　
　［ｊ２πｆｏ　ＰＴ、］　　・・・　（１３）ここで
［。は周波数オフセットである。この関係を用いて位相
定数を推定する０次に推定した位相定数を使って離散フ
ーリエ交換を回転させ周波数オフセットの影響を除く。

本実施例において、線路検査プロセッサー５４と５８は
６：ｊの観測区間からの離散フーリエ交換よりもＢつ　
（ｋ　＝　ｋ　＋　　・・・ｋａ）の累算推定値（以下
、Ｂｋ、ｌという。なお、ここで１は硯ρ１区間を示す
）を用いて基本的には同じ結果を得る。

即ち、初期の累算区間の後、新しく演算されたペリオド
グラムＲ１＜ｋｒΔ）を内積を用いて対応するＢ’ｈ、
＋−＋　と比較する。

Ｅ＝Σ、Ｂお、−＋　ＲＩ’　（ｋ　ｆΔ）・・・　（
１４）ここで、星印本は兵役複素数で、加算はに１≦に
≦に２として行なわれ複素数であるｆｆ１Ｅを関数１／
　ＦＴ（ｘは［Ｉ　Ｒｅ［ＥＩｌ　”　＋　ｌ　Ｉｎ［
ＥＩｌ　”に等しい）の多項近似により１丁規化し、Ｒ
ｉ（ｋｒΔ）をＢ　＠、　＋−＋　に加える１ｉｉｌに
その正規化したＥｄＥを用いてＲｉ　　（ｋｆ△）を回
転してＢ、の新しい推定値Ｂ１．、を得る。

信号対雑音比ＳＮＲ（ｆ）の他にデータ伝送にとって重
大な歪の原因は非直線ひずみ（ＮＬＤ）である、非直線
ひずみによって伝送周波数成分におけるエネルギーが他
の周波数にまで拡がってしまう。電話回線Ｆの非直線ひ
ずみを測定する標準的な方法はあるが、線路検査信号を
用いて非直線ひずみの概算推定値を得ることが望ましい
、従って、非直線ひずみを測定するために線路検査信号
を上述したものから僅かに変形する。これは幾つかの予
め選んだ周波数の線路を除外することで行なう。線路検
査プロセッサー５４と５８は、これらの除外した周波数
で受信線路検査信号の強度を測定し、それらの測定値を
平均化して非直線ひずみのＷｉ算算定定値得る。後述す
るように、非直線ひずみの推定値はモデムについて最大
ピット速度を推定するのに用いられる。

上述のように、除外した周波数について線路検査プロセ
ッサー５４と、５８は、除外した線路近傍の周波数線路
に対応する信号対雑音比ＳＮＩ”？　（ｋｆΔ）の値を
平均して、除外した周波数線路の信号対雑音比５ＮＲ（
ｋｆΔ）を推定する。除外する周波数線路は、モデムが
使用できる全伝送帯域に共通で且つその帯域でｆａ号対
雑計比５ＮＲ（［）が比較的均一となりやすい中央の周
波数範囲にあるものが選ばれる。このように除外する周
波数を選ぶことで上述の近似による誤差を小さな値に抑
える Ｎ観測区間が経過し、Δ、とＢｋの推定値がｋＩ≦に≦
に２について累算されると、プロセッサー５４と５８は
前述の（１１）式、（１２）式及び（３）式を用いて対
応するチャンネルについて信号対雑音比ＳＮＲ（ｋ　ｒ
Δ）を計算する。次にこの計算した信号対雑音比５ＮＲ
（ｋｆ△）を用いて各ボーレート毎に受信機の性能が最
良となるｍ送用波数を決定する。

この決定方法について以下に説明する。

各モデムのデコーダーは、適当に等化された信号、すな
わち、受信器の適応フィルターを通過した信号で動作す
る。従って、受信器の性能に最も関連のあるのは一般的
に適応フィルターの出力に得られる信号対雑音比５ＮＲ
１すなわちデコーダーのＳＮ比である。デコーダーのＳ
Ｎ比は５ＮＲ（ｋｆ△）に関係し、ｙ４１ｉ１！な関係
は受信器に使用される適応フィルターの種類によって決
まる。

本実施例においてモデム２と４は、米国で本願と同日出
願された米国特許出願［変調方式用のトレリスプリコー
ディング」に述べている様なトレリスプリコーディング
等化方式を備えている。トレリスプリコーディングでは
、受信器２４及び４日は夫々出力がボーレートでサンプ
ルされる非等間隔最小平均二乗誤差線形等出語と、その
後段に設けられて線形等出語の出力において残留誤差シ
ーケンスを白色化するための線形予測フィルターとを含
む。（Ｘ、’）がトレリスプリコーダーによって送られ
たＰｉ１ｉ数値シーケンスだとすると、ｐ測フィルター
の出力における受信シーケンスは近似的に次のように表
現される。

ｆｙ’ｎ）＝（Ｘｎ’ｌ’　　（ｈ’ｎｌ＋（Ｗｎｌ・
・・　（１５） ここで（ｈ’ｎ）は一時的な（すなわち、ｈ’ｎ＝Ｏ，
ｎ＜０）全インパスル応答であり、（Ｗｎ）は成る分散
ｏ２の白色誤差シーケンスである。

上述のフィルターはり。；１となるように基準化される
と仮定される。誤差（３号ががウス型として作ることが
できると仮定し、更に他の小さな影響を無視すると、ト
レリマブリコーダーの性能は次の式で与えられることが
解る。

Ｐｅ　ｚＫＱ　（ｄ−＋−／２ｏ）　・・・　（１６）
ここでＫは定数、　Ｑ　（ａ）は次式で与えられるガウ
スの軽重関数であり。

Ｑ　（ａ）＝　（１／−’丁７Ｃｌ　　ｅｘｐ　＜−ａ
”　／　２）ｄａ　　　・・・　（１７） 更に、ｄ　ｗｈｅｎは通常許容チャンネル出力シーケン
ス間の最小距離とされるものである。量にとｄｌｎはト
レリマブリコーダーに関して用いられるトレリ７符号に
よってｔ夫まる。ｄ＋ｓＬｎは、ブリコーダーの出力の
平均電力が一定に保たれると仮定すると、ボー当りのビ
ット数りが増加する毎に一′τ倍ずつ減少する。サンプ
ルされたデコーダーのＳＮ比はｄ　”ｍａｎ／　２０　
”と定式することができる。ボーレートまたは搬送周波
数は雑音の分散０２を通じてのみデコーダーのＳＮ比に
ＬＨを与える６ ｏ２とＳＮＲ（ｆ）との関係を決定するために、まず変
調後に等花器の出力に得られる雑音スペクトルは次式で
与えられることに注目する。

Ｓ、、ｆｆ）＝　＄　（ｒｌ／ｌｌｌｆｆ１ｌ”、Ｉｆ
−（ｃＩ＜Ｑ／２　−　・−−・・・　　（１８） ここでＱはボーレートに等しく、また伝送信号は過剰帯
域幅が零にであると仮定する。（通常、変速モデムは１
０〜１２％の過剰帯域幅を使用するが、実験によればこ
れの性能に与える影響は僅かでしかない。） 雑音シーケンスの自己相関シーケンスは次のように計算
できる。

・・・　（１９） スペクトルは離散周波数ｋ「Δて測定できるので５ｇ７
は次のように近似できる。

ｇ、”ａΣ＊　（ｋｆΔｌ／ＩＨ（ｋｒΔ１１”　ｅｘ
ｐｉｊ２ｘｋｒΔｎ／Ｑ　）、に、（Ｑ、　ｆ。）≦に
≦ｋｘ　（Ｑ、　ｆ、）　。

ｎ・１，２・・−（２０） ここでａは正規化係数であり、ｋｌ　（Ｑ、　ｆ、ｌ及
びｋｓ（Ｑ、　ｒｃ）はボーレートＱと搬送周波数［Ｃ
の帯域端に対応する周波数指標である。（ｇ、）が決ま
ると、ｏｌは線形予測のための公式を用いて計算できる
。例えば、雑音シーケンスがインターリビング方式によ
る判定帰還雑音−ｒ測を用いたひずみの大きい信号の検
出、米国電気電子学会通信部会会報、１９８８年４月に
おいてアイウボグルウが述べているように一次自己回帰
（ＡＲ）プロセスだと仮定できるならば、σ２は次式で
与えられる。

０　　”ｇ０刊ｇｅｌ”　／ｇａ　　”　’　　（２１
）従って、２０式及び２１式を用いて線路険☆プロセッ
サー５４と５８は最小の雑音電力ｏ２　（「ｅ　（Ｑ）
）を生じる搬送周波数ｒｃ（Ｑ）をボーレートごとに決
定することができる。

１〕述のデコーダーのＳＮ比の計算は、ジェイアント及
びノール著「波形のディジタル符号化」、１９８４年ブ
レンティマ・ホール発行、に述べられているように最小
平均誤差予測のための公式を用いてより高次の自己回帰
モデムに適用できる。

、上述では非等間隔線形）花器は位相ひずみを無視でき
る程度に小さくするにモ分な大きさのスパンを有すると
仮定した。高速モデムではこの仮定が適切なことが多い
、この条件を満足しない場合には、位相ひずみの影響を
考慮する必要がある。

更に、−次自己回帰（ＡＲ）の仮定が成立しないないな
らば、残留雑音シーケンスの相関を取るかもしれず、性
能に対するその影響を考慮しなければならないかもしれ
ない。

プロセッサー５４と、５８による計算の性質な説明した
ので１次に第２図に示す測定アルゴリズムのステップを
より詳細に説明する。線路検査処理は、ローカルモデム
２がチャンネルＡを通じて線路検査トーン信号を成る固
定周波数で一定ボー間（第２図ではＳで示す）を伝送す
ること（ステップ＋１０）で始まり、同時に遠隔モデム
４はチャンネルＡを監視してその伝送トーン信号を検出
する（ステップ１２０）。

線路検査トーン信号を検出した後、遠隔モデム４はトー
ン訓練期間を開始する（ステップ＋３０）。この期間中
、遠隔モデム４は位相周期ループ（）’Ｌ、Ｌ）を使っ
て到来トーン信号における周波数オフセットを学習し、
同時に自動利得制御の設定を調整してへ〇変換を行なう
ｔｉｉに所望の信号レベルを得るようにする。一定時間
経過後に受信機はその自動利得制御の設定値と位相周期
ループを固定化°し、遷移検出状態に切り換わってロー
カルモデム２から送られる広帯域の線路検査信号の到来
を検出する（ステップ＋４０）。

一方、ローカルモデム２の送信機は、遠隔モデム４から
応答トーン信号を受信するまで少なくともＳボー間トー
ン訓練時を伝送し続ける。次に、プロセッサー５４は検
査信号発生器５２に上述の特別な険ｎ（Ｋ号を発生させ
、それを少なくともＮ区間遠隔モデム４に送る（ステッ
プ＋５０）、遠隔モデム４からの線路検査信号をＮ区間
受信した後、ローカルモデム２は線路検査結果を遠隔モ
デム４に送る通信モードに切り換わる（ステップ！６０
）。

遠隔モデム４が実行する線路検査アルゴリズムはローカ
ルモデム２のものと同じなので５両方のモデム２と４に
おける事象の順序をそのタイミングも基本的に同じであ
る。従って、遠隔モデム４はそのトーン信号を送出し、
その検出信号をローカルモデム２への伝送のため発生し
、ローカルモデム２においてこれらに対応する事象が発
生するのど略゛々同時に通信モードになる。

遠隔モデム４がチャンネルＡ上で検査信号を検出すると
直ちにプロセッサー５８がその受信した検６（，４号の
スペクトル分析を始める（ステップ１７０）、線路検査
プロセッサー５８はまずチャンネルと雑音スペクトルを
測定し、それらの値に基づいて信号対雑音比ＳＮＲ（ｆ
）を計算し、次にデコーダーのＳＮ比を計算する。

ステップ＋７０のスペクトル分析と判定マトリックス計
算を行なうモデムの構成要素を第３図に示す。ディジタ
ル信号に変換された後、実数値である受信検査信号は周
波数オフセット補償器６０に与えられて、上述の最初の
トーン訓練時に得た周波数オフセット推定値から得た複
素数の回転係数が受信検査信号に！ｒ！算される。第１
バツフアー６４は以後の処理のためにその回転を受けた
ディジタル信号を一次的に記憶する。

バッファー６４が区間の線路検査信号に対応するデータ
を受信した後、ウィンドウ方式アルゴリズム器６６はハ
ユングウィンドウをバッファー６４に＆Ｙ憶された被回
転データの２区間に加えて。

２Ｐの複素数値サンプルから成るウィンドウデータ列を
作る。これらのデータは第２バツフアー６８に記憶され
る。次に、高速フーリエ変換アルゴリズム器７０がその
記憶されたウィンドウデータから２点離散フーリエ変換
値を計算する。

夫々新しい区間のデータが受信されて第１バファ−６４
に記憶されると、ウィンドウ方式アルゴリズム器６６は
記憶されたデータを前の区間のデータとを使って新しい
ウィンドウデータ列を計算する。次に、高速フーリエ変
換アルゴリズム器７０はその新しいウィンドウデータ列
を用いて新しいＰ点雌敗フーリエ変換値を計算する。換
言すれば、受信検査信号の各区間毎に新しい２点離散フ
ーリエ変換値を２つの最も最近の区間のデータから得る
。従って、１区間のデータを使って離散フーリエ変換値
を２つの連結する区間に題って計算する。

高速フーリエ変換アルゴリズム器７０で得られた２点離
散フーリエ変換値は周波数オフセットモニター゛７２に
与えられ、モニター７２は未だ除去されずに残っている
かもしれない周波数オフセットを推定しそれを減少させ
る。オフセットモニター７２は、計算された各離散フー
リエ変換値を商の観測期間に累算した離散フーリエ変換
値に対応する基準信号と比較して未除去の周波数オフセ
・リド１ｍを推定する１次に、オフセットモニター７２
は、推定した未除去の周波数オフセットに対応する量だ
けその離散フーリエ変換値を回転して回転離散フーリエ
変換値Ｒｉ’（ｋｒΔ）を得る。

次に、累算器７６はこれらの回転離散フーリエ変換値を
受信したそれらを用いて以下述べるようにがＡ６及びＢ
Ｋを発生する。最初に累算器７６はＡ、。及び［３ｇ、
ｏを零に設定する。ｉ番目の区間において、Ｒ，’　（
ｋ　ｆΔ）かに、＜ｋ＜ｋ２の範囲内にあるに毎にコン
パイルされると、累算器７６はＲｌｏ（ｋｆΔ）の二乗
値を計算しその結果をその前の区間の！ｉＡ、、ｔ−，
の記憶された値に加算して％ＡＩ１．ｌを得る。累算器
７６はまた、Ｒ１゛（ｋｆΔ）をｆＮで割ってその結果
を市の区間量Ｂｍ、＋”＋の記憶された値に加算してＢ
１．、を得る、このようにＡ、、ｌ　Ｎｌｌ１１測期間
の間累算される。

（Ａ、、ｌは実数、一方Ｂ、１．は複素数であることに
注１歳、） 各硯ｆｆ１１１期間で発生したＢ。、、は規則素子７８
に記憶されて次の観測期間に基準信号７６として用いら
れる。オフセットモニター７２は基準信号７６を用いて
既に述べた１４式の演算を行なう、すなわち、オフセッ
トモニター７２は、高速フーリエ変換アルゴリズム器７
０から得られた現区間の２点離散フーリエ変換値の兵役
複素数、すなわち、Ｒ，’（ｋｆΔ）を計算し、次にＢ
Ｋ、ｌ−１と１（＋。

（ｋｒΔ）との内積を計算する。その内積な正規化して
１ｑ相オフセツトを得る。この手法を用いることにより
、モデムは小さな低周波数位相ジッターを突きよめるば
かりでなく、如何なる残留周波数オフセットも補償でき
ることに留意すべきである。

予め選んだ周波数を線路検査信号から除外できるので、
その除外した周波数の位置の８６の値がチャンネルに関
連した非直線ひずみの測度となる。従って、Ｎ観測期に
亘ってＢｌｌ、Ｎを測定し後。

ひずみモニター８０は除外した周波数に対応したＢＸ、
＋１の振幅を二乗し、その結果得た二乗振幅値を平均し
て非直線ひずみを推定する。この平均値は非直線ひずみ
標識８２としてモニター８０に供給される。

累算器７６よりのＡ　＊、ｎ及びＢ、を用いて推定値８
４が雑音スペクトルφ（ｋｒΔ）チャンネルスペクトル
ＩＨ（ｋｆΔ）１２をｌｌｊ！査信号に使われているす
べての周波数について推定する。推定器８４はまずＩＢ
、、、ｌ”を計算し１次に、前述の１！及び１２式を用
いてこの推定を行なう。

次に、推定器８４は雑音スペクトルとチャンネルスペク
トルとを用いてｎ；１述の（３）式に基づいて信号対雑
音比５ＮＲ（ｋｒΔ）を計算する。除外した周波数につ
いては、推定器８４はそれらの近傍にある周波数線路の
５ＮＲ（ｋｆΔ）値を平均して除外した周波数のＳＮＲ
値を近似する。

変換倫理回路８６は推定器８４からＳＮＲ（ｋｆ△）の
計算値を受は前述のく２０）式で示す逆離散フーリエ変
換値を計算する。変換倫理回路８６の出力は先に述べた
雑音自己相関関数である。

最後にデコーダーＳＮＲモジュール８８が変換倫理回路
８６の出力から（２１）式に基づいてデコーダーのＳＮ
比を計算する。

上述の且つまた第２図に丞オステップ＋７０の一部とし
て述べたこの手法を用いて、遠隔モデム４は数多くの内
部決定を行なう、そのような内部決定を行なうことによ
り、ローカルモデム２との間でやり取りしなければなら
ない情報の量を減らすことができる。（後述する内部判
定手順はモデム２及び４で同じあることに注意の！こと
、）特に、また、先に述べた手法に基づいて遠隔モデム
４は５ＮＲ（ｋｒΔ）を用いて使用可能なボーレートと
搬送周波数の組み合わせ毎にデコーダーのＳＮ比を計算
し、使用可能なボーレート毎に最適の搬送周波数を選択
する。

計算されたデコーダーのＳＮ比と、非直線ひずみＦ！識
と、自動利得制御の設定が反映した受信信号の信号電力
レベルと、ユーザーが推定した誤差性能要件とを用いて
、使用可能なボーレート毎ｌ毎に（最適搬送周波数を用
いる）遠隔モデム４が性能要件を犯すことなく受信てき
るボー当りの最大ビット数Ｌ１ｆＱ、）を決定する。［
、、（Ｑ。

）を決定するためにモデム４はＥ述の情報に基づいて索
引付きの予め計算された変換表を使用する。

基本的には、変換表はモデムの変調方式と、使用するコ
ード構成の符号化利得と、変調及び符号化の実行方式と
誤差性能用件によって決まる。もしトレリスリコーディ
ングを用いるならば、性能とデコーダーＳＮ比との関係
は１ｉ？１述の（１６）式で近似的に得られる。しかし
この関係は非直線ひずみと受信電力レベルにより多少変
わる。変換表の実際の記入項目の一部は、実験的観測や
、性能とデコーダーのＳＮ比及び非直線ひずみと受信電
力レベルとの関係を使用モデムについて測定する実験か
ら得ることができる。

すべてのボーレートについてり、（Ｑ、）を得た後、°
遠隔モデム４は使用可能なボーレートＱ。

毎にローカルモデム２から受信できる最大ビット伝送速
度を次の条件に基づいて計算するこができる。

Ｒ＋　　（Ｑ＋　　）＝Ｑ＋　　ｘＬＩ　（Ｑ＋　　）
スペクトル分析が終ると、線路検査プロセッサー５８は
分析結果を判定マトリックスに格納する９１判判定マト
リックスの記入が終Ｔすると、プロセッサー５８はその
マトリックスが実行可能であることを指示しくステップ
＋８０）、遠隔モデム４はそのマトリ・ノクスに含まれ
た情報をチャンネル＋３を通じてローカルモデム２に伝
送する（ステップ１９０）。

各モデムにおいてユーザー又はネットワークシステムが
最大受信ビットレートＲｍａｘと最小受信ビットレー）
Ｒｍｉｎとを指定してもよい。このユーザー指定の動作
範囲を考慮してモデムは判定マトリックスの記入項目を
決める。従って、特定のボーレートに対応して選択した
とットレートＲｍａＸより大きければ、その選択したビ
ットレートをＲｍａｘ’に設定する。また、成るボーレ
ートに対応して選択したとットレートがＲｒａｉ口より
小さければ、モデム２はそのビットレートをＲｗｉｎに
設定し、そのボーレートでは性能要件を満足することが
できないことを示すためにそのボーレートに関連したフ
ラッグを立てる。ユーザーはＲ＋ｍ＋ｘ＝Ｒｍｉｎ　：
＝所望のビットレート、と設定することにより所望のビ
ットレートを強制的に得られることにｒ主、αされたい
。

ユーザーはまたオプションとして使用可能なボーレート
の（全部ではないが）幾つかを任意に無効にできる。例
えば、ユーザーはある特定のボーレートでの動作を希望
できる。使用可能なボーレート夫々に対応する第２のフ
ラッグを立ててそのボーレートが使用不能かどうかを示
す。

勿論、子連以外の他の制約によっても、モデム２と４に
許されている通信上のオプションが限定されることもあ
る１例えば、ユーザーがモデム間の両方向の伝送に対称
的なボーレート又はビットレートを要求するかもしれな
い。そのような付加的な制約は対応するモデムの判定マ
トリックスに格納され他の関連情報とともに相手モデム
に送られる。

具体的には、ステップ＋９０で下記の情報が遠隔モデム
４からローカルモデム２に送られる。

ａ）遠隔モデムが使用可能なピクトレート夫々について
受信できる最大ビットレート。

ｂ）使用可能なビットレート夫々について使用する最適
搬送周波数。

Ｃ）各使用可能ボーレート毎に性能要件を満足できるか
どうかを示すフラッグ、 ｄ）各使用可能ボーレート毎にそのボーレートが遠隔モ
デムで使用不能かどうかを示すフラッグ、 ｅ）両方向の伝送に対称的なビットレートが要求されて
いるかどうかを示すフラッグ、及び［）両方向の伝送に
対称的なボーレートが要求されているかどうかを示すフ
ラッグ。

当然、データの始まりを指示する幾つかの同期ビットと
誤り検出のためのパリティビットもこの情報交換段階で
伝送できる。

判定マトリックス情報は短いので、長い訓練手続きを必
要としない単純、低速で余り精密でなくともよい変調方
式を用いて迅速かつ確実に伝送できる。本実施例ではこ
の伝送を差分位相シフトキーインク（ＤＰＳＫ）を用い
て３００ビ・ント／抄で行うことができる。この場合は
、他の例えば低速の周波数シフトキーインク（ＦＳＫ）
などのイ３頼性の高い方式も使用できる。

プロセッサー５４はチャンネルＢを監視して遠隔モデム
４からチャンネルＡ間の判定マトリックスを含むＤＰＳ
Ｋ信号があるかどうかをチェックする（ステップ２００
）。チャンネルＢ上でＤＰＳＫ信号が検出されると、プ
ロセッサー５４はタイミング回復回路を含むモデム２の
ＤＰＳＫ受信器を動作させて正しいサンプリング位相を
得た後、ＤＰＳＫ信号から判定マトリックスをデコード
する（ステップ２１０）。

ＤＰＳＫ受信器はまず受信したピットストリームから同
期パターンを検出する。同期パターンを検出すると、Ｄ
ＰＳＫ受信器は判定マトリックスを含む後続のピットを
デコードする。同時に受信器はパリティチェックの計算
も行う。ｒ）ＰＳＫ伝送の終りでそのパリティチェック
の計算も行なう、ＤＰＳＫ電送の終りでそのパリティを
遠隔モデムから受信したパリティと比較する。もし−・
致したならば、ＤＰＳＫ伝送誤りに標識を付ける。

このようにして’Ｉ’ｌ＋定マトリックス情報を互いに
変換すると、モデム２と４は動作上のｖ制御も含めてチ
ャンネルＡとＢに関する完全な情報を持ったことになる
。次に、モデム２はチャンネルＡとＢを通じて通信を行
うのに用いる搬送周波数、ボーレート及びビットレート
を選択するために最後の判定アルゴリズムを実行する（
ステップ２２０）。モデム２と４はともに同じ情報を持
っているので、同じ選択を行い、最終的な決定結果を互
いに交換する必要はない７ この最終的な判定アルゴリズムではまず両方のモデムが
対称的なビットレートまたは対称的なボーレートを要求
しているかどうかをチェックする。もし一方のモデムが
対称的なボーレート或はビットレートを要求しているな
らば、その要求を両方のモデムに共通なものとする。

具体的には、もし対称的なボーレートが両方のモデムに
より要求されているならば、ｔ１１定アルゴリズムで両
方のモデムに共通の使用可能なボーレート（すなわち、
両方の性能要件を満足しかつ使用可能なボーレート）が
あるかどうかをチェックする。そのようなボーレートが
有るならば、２つのビットレートの小さい方を最大にす
るボーレートを両方のモデムが選択する０両方のモデム
に共通の使用可能なボーレートが無いときには１判定ア
ルゴリズムは共通のボーレートを得るために性能要件を
満足しないボーレートを含む、適切なボーレートを決定
するのに使用できる判定基準として、搬送周波数が周波
数帯域の中心に最も近いボーレートを使うこともできる
。両方のモデムはこのボーレートを選ぶのに同じ判定基
準を用いるので、ともに同じ結論に達し何等の混乱も起
らない。

他方、対称的なボーレートが必要でないときには、判定
アルゴリズムはローカルモデムに許されているすべての
ボーレートからローカルモデムの受信器のビットレート
を最大にする受信器のボーレートを選び、更に遠隔モデ
ムに許されているすべてのボーレートからそのモデムの
受信器のビワトレードを最大にする送信器のボーレート
を選ぶ。

両方のモデムの送信器と受信器のボーレートを最終的に
選択した後、これらのボーレートに関連した最適な搬送
周波数を送信器と受信器の搬送周波数として使用する。

対称的なビットレートが要求されていなければ、これら
のボーレート夫々に対する最大ビットレートを対応モデ
ムの伝送ビットレートとして用いる。もし対称的なビッ
トレートが・堤求されていれば、コニつのビシトレード
（すなわち、ローカルモデムの受信器用のビットレート
を遠隔モデムの受信器用のビットレート）の低い方を共
通のビットレートとして使う。

線路検査プロセッサーの主な出力は送信器および受信器
のボーレートＱｌとＱ２．送信器および受信器の搬送用
ＩｇＬ数ｆ　ｃ’ｌと「ｃ２．受信器および受信器のビ
ットレートＲ１とＲ２，更に誤りコードを含み、このコ
ードは線路検査処理時に発生する−ト期しない誤り（線
路検査信号検出の失敗、同期の失敗、ＤＰＳＫ伝送誤り
など）を示すことがある。

線路検査が終丁すると、両方のモデムは選択したボーレ
ートと搬送周波数で訓練を行いその後実際のデータの変
換を選択した伝送速度で始める。

以上、の実施例では４線式モデムを使用したが。

本発明は２線式モデムでも実施できることが分るであろ
う。２線式モデムを使った全二ｒｕ；ＪＭ信では、勿論
、受信信号がエコーを含むことがある。

線路検査測定を行うためには、受信信号がエコーを含む
のを避けるのが望ましく、これは両方のモデムに上述の
実施例のように線路検査測定を同時ではなくて順次行わ
せることでＥ　ｔ＃に達成できる。

本発明の他の実施例は次のような機能を含む。

即ち、ボー当りのビット数の選択を非直線ひずみと受信
レベルとともに、或いはそれ以外に障害の測定に基いて
行ってもよい、また成る場合には動作上の制約は不必要
となり、当該場合にはローカルモデムと遠隔モデム間の
情報交換を簡単に行なうことができる。例えば、各モデ
ムは直ちに夫々のビヴトレートと伝送帯域をチャンネル
測定に基づいて選択し、池のモデムと最終決定の結果を
交換できる。更に、他の情報交換プロトコルも使用でき
る。また伝送帯域をチャンネルの測定した周波数レスポ
ンスのみに基づいて選択することもでき、そのためには
雑音スペクトルの測定を不要とすることもできる。更に
、上述の実施例で用いた通過帯域データ伝送の代りにベ
ースバンドデータ伝送を用いてもよい。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を適用した通１３方式のブロック図、第
２０図は第１図に示す線路検査プロセッサーの動作を示
すフローチャート、更に第３図は第２図に示すスペクト
ル分析と決定マドリスク生産ステップを実行するモデム
の部分のブロック図である。 ２・・・ローカルモデム　４・・・遠隔モデム１０・・
・変調器　１４・・・送信フィルター１６・・・ＤＡ変
換器（Ｄ／Ａ）　　＋　８・・・低域フィルター　　３
１・・・低域フィルター３３・・・自動利得制御回路（
ＡＧＣ）２２・・・ＡＤ変換器（Ａ／Ｄ） ２４・・・受信器　２５・・・適応フィルター２６・・
・デコーダー　３０・・・符号器３２・・・変調器　３
４・・・送信フィルター３６・・・ＤＡ変換器（Ｄ／Ａ
）　　３８・・・低域フィルター　４３・・・低域フィ
ルター４５・・・自動利得制御回路（ＡＧＣ）　　４４
・・・ＡＤｆ換器（Ａ／Ｄ）　　４６・・・受信器４７
・・・適応フィルター　４８・・・デコーダー　５２・
・・線路検査信号発生器　５６・・・線路検査信号発生
器　５４・・・線路検査プロセッサー　５８・・・線路
構台プロセッサーＡ・・・チャンネルＡＢ・・・チャン
ネルＢ８・・・データビットストリーム　５ｏ・・・推
定値 第２図 送信機　　　　　　　　　　　　　　受信機→ 出口　　　　　　　　　　　　　　　　出。

Claims (62)

【特許請求の範囲】
1. （１）単一の被キャリア変調信号を用いた通信チャンネ
   ルを通じ遠隔装置から送られたデータを受信するモデム
   であって、 （ａ）前記被変調信号と、前記チャンネルを通じて前記
   遠隔装置から送られた線路検査信号を受信し且つ前記被
   変調信号を複数の周波数帯域のいずれか一つで受信でき
   る受信機と、 （ｂ）受信した線路検査信号に基づいて前記チャンネル
   の特性を測定するための線路検査プロセッサーと、 （ｃ）前記遠隔装置からの前記被変調信号を受信するの
   に用いるため、前記複数の周波数帯域の一つを測定した
   チャンネル特性に基づいて選択するためのセレクターと
   から成ることを特徴とするモデム。
2. （２）前記線路検査プロセッサーは、 （ａ）前記受信線路検査信号の離散的スペクトル表現を
   得るためのスペクトル分析器と、 （ｂ）前記受信線路検査信号の離散的スペクトル表現に
   基づいて前記チャンネルについて周波数レスポンスを推
   定するためのモジュールから成り、前記周波数レスポン
   スは二つ又はそれ以をの周波数で推定されることを特徴
   とする特許請求の範囲第１項記載のモデム。
3. （３）前記線路検査プロセッサーは、 （ａ）前記受信線路検査信号の離散的スペクトル表現を
   得るためのスペクトル分析器と、 （ｂ）前記受信線路検査信号の離散スペクトル表現に基
   づいて前記チャンネル雑音の電力スペクトル密度を推定
   するためのモジュールとから成ることを特徴とする特許
   請求の範囲第１項記載のモデム。
4. （４）前記被変調信号は直線変調信号であり、前記複数
   の周波数帯域の夫々はボーレート及び搬送周波数で特徴
   付けられていることを特徴とする特許請求の範囲第１、
   ２又は３項記載のモデム。
5. （５）前記複数の周波数帯域の一つ又はそれ以上のもの
   の搬送周波数は零に等しいことを特徴とする特許請求の
   範囲第４項記載のモデム。
6. （６）前記直線変調信号は直角振幅変調信号であること
   を特徴とする特許請求の範囲第４項記載のモデム。
7. （７）前記測定されたチャンネル特性は前記チャンネル
   の周波数レスポンスを含むことを特徴とする特許請求の
   範囲第１項記載のモデム。
8. （８）前記受信機は所望の全インパルス応答をデコーダ
   ーに与えるための適応フィルターを含み、前記測定した
   チャンネル特性の少なくとも幾つかは前記適応フィルタ
   ーを考慮に入れることを特徴とする特許請求の範囲第１
   項記載のモデム。
9. （９）前記適応フィルターはトレリスプリコーディング
   に関連して使用されることを特徴とする特許請求の範囲
   第８項記載のモデム。
10. （１０）前記測定したチャネル特性は更に二つ又はそれ
    以上の周波数で測定した前記チャンネル信号対雑音比を
    含む特許請求の範囲第１項記載のモデム。
11. （１１）前記線路検査信号は略々周期的な信号であるこ
    とを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のモデム。
12. （１２）前記線路検査信号は、 ｘ（ｔ）＝ＡΣ＿ｋｃｏｓ（２πｋｒ△ｔ＋θ＿ｋ）で
    表わされ、ここで、ｘ（ｔ）は前記線路検査信号を示し
    、 ｔは時定数、 Ａは定数、 ｆ△は周波数分解能、 θ＿ｋは位相角、 ｋはｋ＿１からｋ＿２までの整数の部分集合に属する周
    波数間隔インデックス、 ｋ＿１は前記線路検査信号に含まれている 最低周波数インデックスを指定し、 ｋ＿２は前記線路検査信号に含まれている 最高周波数インデックスを指定する、 ことを特徴とする特許請求の範囲第１１項記載のモデム
    。
13. （１３）前記線路検査信号の位相角θ＿ｋはその最大／
    平均比が小さくなるように選ばれることを特徴とする特
    許請求の範囲第１２項記載のモデム。
14. （１４）前記線路検査信号の位相角θ＿ｋはθ＿ｋ＝π
    （ｋ−ｋ＿２）＾２／（ｋ＿２−ｋ＿１）に等しいこと
    を特徴とする特許請求の範囲第１２項記載のモデム。
15. （１５）前記モジュールは重み付きペリオドグラム平均
    を行って、前記受信線路検査信号の離散スペクトル表現
    に基づいてチャンネル雑音の電力スペクトル密度を推定
    することを特徴とする特許請求の範囲第３項項記載のモ
    デム。
16. （１６）前記モジュールまた前記受信線路検査信号の離
    散スペクトル表現に基づいてチャンネルレスポンスの電
    力スペクトルを推定し、チャンネル雑音の電力スペクト
    ル密度とチャンネルレスポンスの電力スペクトルとに基
    づいて前記チャンネルに対応する信号対雑音比を計算す
    ることを特徴とする特許請求の範囲第１５項記載のモデ
    ム。
17. （１７）前記チャンネルレスポンスの電力スペクトルと
    チャンネル雑音の電力スペクトル密度は同じ受信線路検
    査信号から同時に推定されることを特徴とする特許請求
    の範囲第１６項記載のモデム。
18. （１８）前記受信機は更に所望の全インパルス応答をデ
    コーダーに与えるための適応フィルターを有し、前記信
    号対雑音比は前記適応フィルターの出力に対して決定さ
    れることを特徴とする特許請求の範囲第１６項記載のモ
    デム。
19. （１９）前記適応フィルターはトレリスプリコーディン
    グに関連して使用されることを特徴とする特許請求の範
    囲第１８項記載のモデム。
20. （２０）特許請求の範囲第１項において、前記モデムは
    更に前記測定チャンネル特性に基づく情報を前記遠隔装
    置に伝送する送信機を有し、前記遠隔装置は前記伝送情
    報に基づき前記複数の周波数帯域の一つを識別し、それ
    を前記受信機に通知し、前記セレクターは前記識別周波
    数帯域を前記選択周波数帯域として選択することを特徴
    とするモデム。
21. （２１）前記受信線路検査信号は障害（例えば、周波数
    オフセット及び／又は低周波位相ジター）を含む場合も
    あり、前記線路検査プロセッサーは更に前記受信線路検
    査信号がチャンネル雑音の電力スペクトル密度の判定に
    使用される前に前記障害が前記受信線路検査信号の離散
    スペクトル表現に及ぼす影響を弱めるためのオフセット
    モニターを有することを特徴とする特許請求の範囲第３
    項記載のモデム。
22. （２２）前記線路検査信号は略々周期的で、その離散ス
    ペクトル表現は前記受信線路検査信号の各周期毎に発生
    され、前記オフセットモニターはまず前記障害を推定し
    次に前記受信線路信号の現周期に対応する離散スペクト
    ル表現を前記障害の推定値に対応する量だけ回転してそ
    の障害の影響を弱めることを特徴とする特許請求の範囲
    第２１項記載のモデム。
23. （２３）前記オフセットモニターは、前記受信線路検査
    信号の現周期に対応する離散スペクトルを前記受信線路
    検査信号の少なくとも一つ前の周期に対応する離散スペ
    クトル表現から得た基準信号と比較して前記障害を推定
    することを特徴とする特許請求の範囲第２２項記載のモ
    デム。
24. （２４）前記受信線路検査信号の離散スペクトル表現は
    Ｍ点離散フーリエ変換であることを特徴とする特許請求
    の範囲第第２又は第３項記載のモデム。
25. （２５）前記受信機はまた複数のビットレートのいずれ
    か一つで前記被変調信号を受信でき、前記モデムは更に
    受信チャンネルの測定した特性に基づいて複数の異なる
    ビットレートの一つを選択するための論理手段を有し、
    前記選択したビットレートは前記遠隔装置からの前記被
    変調信号を受信するのに使われることを特徴とする特許
    請求の範囲第１項記載のモデム。
26. （２６）前記線路検査プロセッサーは、 （ａ）前記受信線路検査信号の離散スペクトル表現を得
    るためのスペクトル分析器と、 （ｂ）前記受信線路検査信号の離散スペクトル表現に基
    づいて非直線ひずみの標識を計算するためのモジュール
    から成ることを特徴とする特許請求の範囲第２５項記載
    のモデム。
27. （２７）前記受信機は前記受信線路検査信号の電力レベ
    ルを測定するためのモニター回路を有し、前記測定した
    受信チャンネル特性は前記電力レベルより得た量を含む
    ことを特徴とする特許請求の範囲第２５項記載のモデム
    。
28. （２８）単一の被キャリア変調信号を用いて通信チャン
    ネルを通じ遠隔装置にデータを伝送するモデムであって
    、 （ａ）線路検査信号を発生するための信号発生器と、 （ｂ）前記被変調信号と前記線路検査信号を前記通信チ
    ャンネルを通じて前記遠隔装置に伝送し且つ前記被変調
    信号を複数の周波数帯域のいずれか一つで伝送できる送
    信機と、 （ｃ）前記遠隔装置が伝送された線路検査信号から得た
    前記チャンネルの特性を受信する受信機と、 （ｄ）前記遠隔装置に前記被変調信号を送信するのに用
    いるため、前記複数の周波数帯域の一つを前記測定した
    チャンネル特性に基づいて選択するセレクターとより成
    ることを特徴とするモデム。
29. （２９）前記被変調信号は直線変調信号であり、前記複
    数の周波数帯域の夫々は対応ボーレート及びビットレー
    トで特徴付けられていることを特徴とする特許請求の範
    囲第２９項記載のモデム。
30. （３０）前記直線変調信号は直角振幅変調信号であるこ
    とを特徴とする特許請求の範囲第２９項記載のモデム。
31. （３１）前記測定されたチャンネル特性はチャンネルの
    周波数レスポンスを含むことを特徴とする特許請求の範
    囲第２８項記載のモデム。
32. （３２）前記測定されたチャンネル特性は二つ又はそれ
    以上の周波数で測定した前記チャンネルの信号対雑音比
    を含むことを特徴とする特許請求の範囲第２８項記載の
    モデム。
33. （３３）前記線路検査信号は略々同期的な信号であるこ
    とを特徴とする特許請求の範囲第２８項記載のモデム。
34. （３４）前記線路検査信号は、 ｘ（ｔ）＝ＡΣ＿ｋｃｏｓ（２πｋｆ△ｔ＋θ＿ｋ）で
    表わされ、ここで、ｘ（ｔ）は前記線路検査信号を示し
    、 ｔは時変数、 Ａは定数、 ｆ△は周波数分解能、 θ＿ｋは位相角。 ｋはｋ＿１からｋ＿２までの整数の部分集合に属する周
    波数間隔インデックスであり、 ｋ＿１は前記線路検査信号に含まれている最低周波数イ
    ンデックスを指定し、 ｋ＿２は前記線路検査信号に含まれている最高周波数イ
    ンデックスを指定する、 ことを特徴とする特許請求の範囲第３３項記載のモデム
    。
35. （３５）前記線路検査信号の位相角θ＿ｋはその信号の
    最大／平均化が小さくなるように選ばれることを特徴と
    する特許請求の範囲第３４項記載のモデム。
36. （３６）前記線路検査信号の位相角θ＿ｋは、θ＿ｋ＝
    π（ｋ−ｋ＿２）＾２／（ｋ＿２−ｋ＿１）に等しいこ
    とを特徴とする特許請求の範囲第３４項記載のモデム。
37. （３７）単一の被キャリア変調信号を用いて通信チャン
    ネルを通じ遠隔装置から送られるデータを受信するモデ
    ムであって、 （ａ）前記被変調信号と、前記チャンネルを通じて前記
    遠隔装置から送られた線路検査信号を受信し且つ前記被
    変調信号を複数のビットレートのいずれか一つで受信で
    きる受信機と、 （ｂ）前記受信線路検査信号に基づいて前記チャンネル
    の特性を測定するための線路検査プロセッサーと、 （ｃ）前記遠隔装置からの前記被変調信号を受信するの
    に用いるため、前記複数のビットレートの一つを前記測
    定したチャンネル特性に基づいて選択するためのセレク
    ターとから成ることを特徴とするモデム。
38. （３８）前記線路検査プロセッサーは、 （ａ）前記受信線路検査信号の離散スペクトル表現を得
    るためのスペクトル分析器と、 （ｂ）前記受信線路検査信号の離散スペクトル表現に基
    き前記チャンネルについて周波数レスポンスを推定する
    ためのモジュールから成り、前記周波数レスポンスは二
    つ又はそれ以上の周波数で推定されることを特徴とする
    特許請求の範囲第３７項記載のモデム。
39. （３９）前記線路検査プロセッサーは、 （ａ）前記受信線路検査信号の離散スペクトル表現を得
    るためのスペクトル分析器と、 （ｂ）前記受信線路検査信号の離散スペクトル表現に基
    づいてチャンネル雑音の電力スペクトル密度を推定する
    ためのモジュールから成ることを特徴とする特許請求の
    範囲第３７項記載のモデム。
40. （４０）前記被変調信号は直線変調信号であることを特
    徴とする特許請求の範囲第３７、３８又は３９項記載の
    モデム。
41. （４１）前記直線変調信号は直角振幅変調信号であるこ
    とを特徴とする特許請求の範囲第４０項記載のモデム。
42. （４２）前記測定したチャンネル特性は前記チャンネル
    の周波数レスポンスを含むことを特徴とする特許請求の
    範囲第４０項記載のモデム。
43. （４３）前記測定したチャネル特性は二つ又はそれ以上
    の周波数で測定した前記チャンネルの信号対雑音比を含
    むことを特徴とする特許請求の範囲第３７項記載のモデ
    ム。
44. （４４）前記線路検査信号は略々周期的な信号であるこ
    とを特徴とする特許請求の範囲第３７項記載のモデム。
45. （４５）前記線路検査信号は、 ｘ（ｔ）＝ＡΣ＿ｋｃｏｓ（２πｋｆ△ｔ＋θ＿ｋ）で
    表わされ、ここで、ｘ（ｔ）は前記線路検査信号を示し
    、 ｔは時変数、 Ａは定数、 ｆ△は周波数分解能、 θ＿ｋは位相角、 ｋはｋ＿１からｋ＿２までの整数の部分集合に属する周
    波数間隔インデックス、 ｋ＿１は前記線路検査信号に含まれている最低周波数イ
    ンデックスを指定し、 ｋ＿２は前記線路検査信号に含まれている最高周波数イ
    ンデックスを指定する、 ことを特徴とする特許請求の範囲第４４項記載のモデム
    。
46. （４６）前記線路検査信号の位相角θ＿ｋはその信号の
    最大／平均化が小さくなるように選ばれることを特徴と
    する特許請求の範囲第４５項記載のモデム。
47. （４７）前記線路検査信号の位相角θ＿ｋは、θ＿ｋ＝
    π（ｋ−ｋ＿２）＾２／（ｋ＿２−ｋ＿１）に等しいこ
    とを特徴とする特許請求の範囲第４５項記載のモデム。
48. （４８）前記モジュールは重み付きペリオドグラム平均
    を行って、前記受信線路検査信号の離散スペクトル表現
    に基づいてチャンネル雑音の電力スペクトラム密度を推
    定することを特徴とする特許請求の範囲第３９項項記載
    のモデム。
49. （４９）前記モジュールまた前記受信線路検査信号の離
    散スペクトル表現に基づいてチャンネルレスポンスの電
    力スペクトルを推定し、前記チャンネル雑音の電力スペ
    クトル密度とチャンネルレスポンスの電力スペクトルに
    基づいて前記チャンネルに対応する信号対雑音比を計算
    することを特徴とする特許請求の範囲第４８項記載のモ
    デム。
50. （５０）前記チャンネルレスポンスの電力スペクトルと
    前記チャンネル雑音の電力スペクトル密度は同じ受信線
    路検査信号から同時に推定されることを特徴とする特許
    請求の範囲第４９項記載のモデム。
51. （５１）前記受信機は更に所望の全インパルス応答をデ
    コーダーに与えるための適応フィルターを有し、前記測
    定したチャンネル特性の少なくとも幾つかは前記適応フ
    ィルターを考慮に入れたものであることを特徴する特許
    請求の範囲第３７項記載のモデム。
52. （５２）前記適応フィルターはトレリスプリコーディン
    グに関連して使用されることを特徴する特許請求の範囲
    第５１項記載のモデム。
53. （５３）特許請求の範囲第３７項において、前記モデム
    は更に前記測定チャンネル特性に基づく情報を前記遠隔
    装置に伝送する送信機を有し、前記遠隔装置は前記伝送
    情報に基づき前記複数ビットレートの一つを識別し、そ
    れを前記受信機に通知し、前記セレクターは前記識別ビ
    ットレートを前記選択ビットレートとして選択すること
    を特徴とする。
54. （５４）前記受信線路検査信号は障害（例えば、周波数
    オフセット及び／又は低周波位相ジター）を含む場合も
    あり、前記線路検査プロセッサーは更に前記受信線路検
    査信号がチャンネル雑音の電力スペクトル密度の推定に
    使用される前に前記障害が前記受信線路検査信号の離散
    スペクトル表現に及ぼす影響を弱めるためのオフセット
    モニターを有することを特徴する特許請求の範囲第３９
    項記載のモデム。
55. （５５）前記線路検査信号は略々周期的で、その離散ス
    ペクトル表現は前記受信線路検査信号の各周期毎に発生
    され、前記オフセットモニターはまず前記障害を推定し
    次に前記受信線路信号の現周期に対応する離散スペクト
    ル表現を前記障害の推定値に対応する量だけ回転してそ
    の障害の影響を弱めることを特徴する特許請求の範囲第
    ５４項記載のモデム。
56. （５６）前記オフセットモニターは、前記受信線路検査
    信号の現周期に対応する離散スペクトルを前記受信線路
    検査信号の少なくとも一つ前の周期に対応する離散スペ
    クトル表現から得た基準信号と比較して前記障害を推定
    することを特徴する特許請求の範囲第５５項記載のモデ
    ム。
57. （５７）前記線路検査プロセッサーは、 （ａ）前記受信線路検査信号の離散スペクトル表現を得
    るためのスペクトル分析器と、 （ｂ）前記受信線路検査信号の離散スペクトル表現に基
    づいて非直線ひずみ標識を計算するためのモジュールか
    ら成ることを特徴する特許請求の範囲第３７項記載のモ
    デム。
58. （５８）前記受信機は前記受信線路検査信号の電力レベ
    ルを測定するモニター回路を有し、前記測定した受信チ
    ャンネル特性は前記電力レベルより得た量を含むことを
    特徴とする特許請求の範囲第３７項記載のモデム。
59. （５９）ローカルモデムが受信チャンネルを通じて遠隔
    装置から第１の単一な被キャリア変調信号として送られ
    るにデータを受信し、前記ローカルモデムは前記第１の
    被変調信号を第１の複数の周波数帯域のいずれか一つで
    受信できるシステムにおいて、 （ａ）前記遠隔装置から前記受信チャンネルを通じて第
    １の線路検査信号を前記ローカルモデムに送出するステ
    ップと、 （ｂ）前記ローカルモデムにおいて前記第１線路検査信
    号を受信するステップと、 （ｃ）前記受信線路検査信号に基づいて前記チャンネル
    の特性を測定するステップと、 （ｄ）前記遠隔装置に前記第１被変調信号の受信のため
    に前記第１の複数の周波数帯域の一つを選択するステッ
    プとより成ることを特徴とする通信条件設定方法。
60. （６０）前記モデムは第２の単一な被キャリア変調信号
    を用いて送信チャンネルを通じてデータを前記遠隔装置
    に送信し且つ前記第２の被変調信号を第２の複数の周波
    数帯域のいずれか一つで送出でき、前記方法は更に、 （ａ）前記ローカルモデムから前記送信チャンネルを通
    じて第２線路検査信号を前記遠隔装置へ送出するステッ
    プと、 （ｂ）前記遠隔装置において前記第２線路検査信号を受
    信するステップと、 （ｃ）受信した第２線路検査信号に基づいて送信チャン
    ネルの特性を測定するステップと、 （ｄ）前記第２被変調信号を前記遠隔装置へ送出するた
    めに、測定した前記送信チャンネルの特性に基づいて前
    記第２の複数の周波数帯域の一つを選択するステップと
    を含むことを特徴とする特許請求の範囲第５９項記載の
    通信条件設定方法。
61. （６１）ローカルモデムが受信チャンネルを通じて遠隔
    装置から第１の単一な被キャリア変調信号として送られ
    るデータを受信し、前記ローカルモデムは前記第１被変
    調信号を第１の複数のビットレートのいずれか一つで受
    信できるシステムにおいて、 （ａ）前記遠隔装置から第１の線路検査信号を前記受信
    チャンネルを通じて前記ローカルモデムに送出するステ
    ップと、 （ｂ）前記ローカルモデムにおいて前記第１線路検査信
    号を受信するステップと、 （ｃ）受信した第１線路検査信号に基づいて前記受信チ
    ャンネルの特性を測定するステップと、（ｄ）前記遠隔
    装置からの前記第１被変調信号を受信するために、測定
    した前記受信チャンネルの特性に基づいて前記第１の複
    数のビットレートを選択するステップとから成ることを
    特徴とする通信条件設定方法。
62. （６２）前記ローカルは第２の単一の被キャリア変調信
    号を用いて送信チャンネルを通じてデータを前記遠隔装
    置に送信し且つ前記第２波変調信号を第２の複数のビッ
    トレートのいずれか一つで送出でき、 前記方法は更に、 （ａ）前記ローカルモデムから送信チャンネルを通じて
    第２の線路検査信号を前記遠隔装置へ送出するステップ
    と、 （ｂ）前記遠隔装置において前記第２線路検査信号を受
    信するステップと、 （ｃ）受信した第２線路検査信号に基づいて送信チャン
    ネルの特性を測定するステップと、 （ｄ）前記第２被変調信号を前記遠隔装置へ送出するた
    めに、測定した前記送信チャンネルの特性に基づいて前
    記第２の複数ののビットレートの一つを選択するステッ
    プとを含むことを特徴とする特許請求の範囲第６１項記
    載の通信条件設定方法。