JPH0239162B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH0239162B2 JPH0239162B2 JP56006699A JP669981A JPH0239162B2 JP H0239162 B2 JPH0239162 B2 JP H0239162B2 JP 56006699 A JP56006699 A JP 56006699A JP 669981 A JP669981 A JP 669981A JP H0239162 B2 JPH0239162 B2 JP H0239162B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- pulse width
- inverter
- modulation
- width modulation
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
- H02P23/08—Controlling based on slip frequency, e.g. adding slip frequency and speed proportional frequency
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Electric Propulsion And Braking For Vehicles (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は車両用誘導電動機の制御装置に関する
ものである。
ものである。
鉄道車両用の主電動機として、誘導電動機を使
用することは、小形、軽量化およびメンテナンス
フリーの点から大きな利点がある。
用することは、小形、軽量化およびメンテナンス
フリーの点から大きな利点がある。
ところで誘導電動機を効率よく速度制御するた
めには、可変電圧、可変周波数制御（以下
VVVFと呼ぶ）が必要で、通常サイリスタなど
を用いたVVVFインバータが使用されている。
このVVVF方式は制御そのものが複雑であると
いう点と、電源高調波低減のためにPWM変調を
行なわなければならないなどの点から高度な制御
技術が要求される。
めには、可変電圧、可変周波数制御（以下
VVVFと呼ぶ）が必要で、通常サイリスタなど
を用いたVVVFインバータが使用されている。
このVVVF方式は制御そのものが複雑であると
いう点と、電源高調波低減のためにPWM変調を
行なわなければならないなどの点から高度な制御
技術が要求される。
従来、このようなPWM変調VVVFインバータ
の制御部として第１図に示すような構成が採用さ
れている。
の制御部として第１図に示すような構成が採用さ
れている。
第１図はVVVFインバータの制御部をブロツ
ク回路で示したもので、１は誘導電動機の回転数
を検知するパルスジエネレータ、２はパルスジエ
ネレータ１の信号より回転周波数FRを算出する
回転周波数演算部、３はパルスジエネレータ１の
信号の時間変化率より空転および滑走を検知する
空転滑走検知部、４は走行指令MC及びノツチ指
令Ｐ／Ｂをあたえるマスコンおよびブレーキ弁、
５はマスコン指令MC、応荷重VL及び空転滑走
条件WSDに応じて電流指令値ICを算出する電流
指令値演算部、６はノツチ指令Ｐ／Ｂによつて力
行Ｐ、回生Ｂを判別する力行回生判別部、７は電
流指令値ICおよび力行Ｐまたは回生Ｂの条件よ
りすべり周波数FSを算出するすべり周波数演算
部、８は電流指令値ICと電動機電流IMの電流偏
差IUに応じて出力電圧を制御するための変調率
ALを算出する変調率演算部、９はインバータ周
波数Ｆより変調パルスモードＮを算出する変調パ
ルスモード演算部、そして１０はインバータ出力
周波数Ｆ、変調パルスモードＮおよび変調率AL
にしたがつてPWM変調を行うPWM変調部であ
る。
ク回路で示したもので、１は誘導電動機の回転数
を検知するパルスジエネレータ、２はパルスジエ
ネレータ１の信号より回転周波数FRを算出する
回転周波数演算部、３はパルスジエネレータ１の
信号の時間変化率より空転および滑走を検知する
空転滑走検知部、４は走行指令MC及びノツチ指
令Ｐ／Ｂをあたえるマスコンおよびブレーキ弁、
５はマスコン指令MC、応荷重VL及び空転滑走
条件WSDに応じて電流指令値ICを算出する電流
指令値演算部、６はノツチ指令Ｐ／Ｂによつて力
行Ｐ、回生Ｂを判別する力行回生判別部、７は電
流指令値ICおよび力行Ｐまたは回生Ｂの条件よ
りすべり周波数FSを算出するすべり周波数演算
部、８は電流指令値ICと電動機電流IMの電流偏
差IUに応じて出力電圧を制御するための変調率
ALを算出する変調率演算部、９はインバータ周
波数Ｆより変調パルスモードＮを算出する変調パ
ルスモード演算部、そして１０はインバータ出力
周波数Ｆ、変調パルスモードＮおよび変調率AL
にしたがつてPWM変調を行うPWM変調部であ
る。
さて誘導電動機のトルクＴはすべり周波数FS
の小さい範囲では近似的に Ｔ＝K1・（IM）2・r2／FS … （ただしr2は電動機の２次抵抗） であたえられる。第１図の制御回路ではすべり周
波数FSは電流指令値ICによつて一義的に決まり、
電動機電流IMの過渡現象には無関係であり、ま
た変調率演算部８に適当なフイードバツク補償回
路を設けることによりICIMなる定電流制御を
行うので、r2が変化しなければ式より明らかに
速度に関係なく一定トルクでの加減速性能を得る
ことができるというものである。
の小さい範囲では近似的に Ｔ＝K1・（IM）2・r2／FS … （ただしr2は電動機の２次抵抗） であたえられる。第１図の制御回路ではすべり周
波数FSは電流指令値ICによつて一義的に決まり、
電動機電流IMの過渡現象には無関係であり、ま
た変調率演算部８に適当なフイードバツク補償回
路を設けることによりICIMなる定電流制御を
行うので、r2が変化しなければ式より明らかに
速度に関係なく一定トルクでの加減速性能を得る
ことができるというものである。
ところが実際にはr2は電動機の回転子の抵抗で
あるから運転時には大きなジユール熱を発生し、
従つて温度上昇による抵抗値の変動が避けられ
ず、故に上述したような定トルク特性を期待する
ことはできない。またこの方式では架線電圧EC
の変動などによる過渡現象は変調率演算部８の定
電流制御ループによりすべて吸収するので、この
制御ループには非常な速応性が要求され、従つて
ループの安定性を確保する特性設計が容易でない
という欠点があつた。
あるから運転時には大きなジユール熱を発生し、
従つて温度上昇による抵抗値の変動が避けられ
ず、故に上述したような定トルク特性を期待する
ことはできない。またこの方式では架線電圧EC
の変動などによる過渡現象は変調率演算部８の定
電流制御ループによりすべて吸収するので、この
制御ループには非常な速応性が要求され、従つて
ループの安定性を確保する特性設計が容易でない
という欠点があつた。
本発明は上述の点に鑑みてなされたもので、誘
導電動機の２次抵抗の温度変化によるトルク変動
を無くし、かつ安定で特性設計の容易な誘導電動
機の制御装置を提供することを目的としている。
導電動機の２次抵抗の温度変化によるトルク変動
を無くし、かつ安定で特性設計の容易な誘導電動
機の制御装置を提供することを目的としている。
以下本発明の一実施例を図面を参照して説明す
る。
る。
第２図は本発明の一実施例のブロツク回路を示
したもので、第１図と同一部分には同一記号を付
してその説明を省略し、ここでは異なる点につい
てのみ述べる。本実施例では第２図に示すように
第１図のすべり周波数演算部７に代えて電流指令
値ICと力行Ｐまたは回生Ｂの条件および電流偏
差IUに応じてすべり周波数FSを算出するすべり
周波数演算部１７を設け、また第１図の変調率演
算部８に代えてインバータ周波数Ｆおよび架線電
圧ECより変調率ALを算出する変調率演算部１８
を設ける構成とするものである。
したもので、第１図と同一部分には同一記号を付
してその説明を省略し、ここでは異なる点につい
てのみ述べる。本実施例では第２図に示すように
第１図のすべり周波数演算部７に代えて電流指令
値ICと力行Ｐまたは回生Ｂの条件および電流偏
差IUに応じてすべり周波数FSを算出するすべり
周波数演算部１７を設け、また第１図の変調率演
算部８に代えてインバータ周波数Ｆおよび架線電
圧ECより変調率ALを算出する変調率演算部１８
を設ける構成とするものである。
次に第２図を用いて本発明の作用を説明する。
第２図において、パルスジエネレータ１の出力
パルスは回転周波数演算部２にとりこまれてカウ
ントされ回転周波数FRが求められる。また同時
にこのパルスは空転滑走検知部３にとりこまれ、
パルス数の時間変化により空転、滑走WSDが検
知される。電流指令値演算部５ではマスコン指令
MC及び応荷重VLに応じて電流指令値ICが演算
され、さらに空転、滑走条件WSDが高い時は指
令値の低減変更を行う。力行回生判別部６ではノ
ツチ指令Ｐ／Ｂより、力行Ｐか回生Ｂを判別し出
力する。すべり周波数演算部１７では電流指令値
ICによつて一義的に決定される定数項FS１と電
流偏差IUに応じてあたえられる過渡項FS２を加
算してすべり周波数FSとして出力する。これを
式で示すと次のようになる。
パルスは回転周波数演算部２にとりこまれてカウ
ントされ回転周波数FRが求められる。また同時
にこのパルスは空転滑走検知部３にとりこまれ、
パルス数の時間変化により空転、滑走WSDが検
知される。電流指令値演算部５ではマスコン指令
MC及び応荷重VLに応じて電流指令値ICが演算
され、さらに空転、滑走条件WSDが高い時は指
令値の低減変更を行う。力行回生判別部６ではノ
ツチ指令Ｐ／Ｂより、力行Ｐか回生Ｂを判別し出
力する。すべり周波数演算部１７では電流指令値
ICによつて一義的に決定される定数項FS１と電
流偏差IUに応じてあたえられる過渡項FS２を加
算してすべり周波数FSとして出力する。これを
式で示すと次のようになる。
FS＝FS1＋FS2 …
S1＝（IC） …
FS2＝Ｇ（Ｓ）・（IC−IM） …
電動機電圧EMが一定の時、すべり周波数FSの
小さい範囲ではすべり周波数FSと電動機電流IM
との間には近似的に IM＝K2・FS＋K3 … の関係があるので、過渡項RS２の伝達関数Ｇ
（Ｓ）の補償ゲインをある程度大きくとれば過渡
項FS２の作用によりICIMになり、すべり周波
数FSによる定電流制御が行なわれる。変調率演
算部１８では２次抵抗r2をr2＝r20一定とした時に
IM＝IC、FS＝FS1なる条件で全速度領域で定ト
ルク特性を発揮するようにあらかじめ計算記憶さ
れたパターンに従つて、インバータ出周波数Ｆに
応じて適当な出力電圧EMを発生するような変調
率ALを算定する。さらにこの時、架線電圧ECを
検知してこの架線電圧ECが変動しても出力電圧
EMが変わらないように変調率ALは演算制御さ
れる。
小さい範囲ではすべり周波数FSと電動機電流IM
との間には近似的に IM＝K2・FS＋K3 … の関係があるので、過渡項RS２の伝達関数Ｇ
（Ｓ）の補償ゲインをある程度大きくとれば過渡
項FS２の作用によりICIMになり、すべり周波
数FSによる定電流制御が行なわれる。変調率演
算部１８では２次抵抗r2をr2＝r20一定とした時に
IM＝IC、FS＝FS1なる条件で全速度領域で定ト
ルク特性を発揮するようにあらかじめ計算記憶さ
れたパターンに従つて、インバータ出周波数Ｆに
応じて適当な出力電圧EMを発生するような変調
率ALを算定する。さらにこの時、架線電圧ECを
検知してこの架線電圧ECが変動しても出力電圧
EMが変わらないように変調率ALは演算制御さ
れる。
従つてここでr2＝r20一定とした時のトルクＴ
は Ｔ＝K1・（IM）2・r2／FS ＝K1・（IC）2・r20／FS1 … で与えられる。この式の意味はr2＝r20の時平衡
状態でIM＝ICになるすべり周波数FSはFS＝FS1
であることを示している。従つて今、r2が温度上
昇により抵抗値がK4倍に増加してかつFSがFS＝
FS1で変化しないものとすると、等価的な２次抵
抗r2′は r2′＝r2／FS … であたえられるから、r2′は増加しIMが減少して
しまう。この状態は過渡項FS２のループを作用
させないオープンループの状態を示し、過渡項
FS２のループが作用すると、IMICになるよう
に過渡項FS２がある正の値を有し、この時のFS
＝FS1＋FS2は次の式を満足 r2′＝K4・r20／FSr20／FS1 … しているはずで、結局 FS＝K4・FS1 … に制御されることになる。すなわちトルクＴは Ｔ＝Ｋ・（IM）2・r2′ … で与えられ、この制御方式ではr2′が一定に制御
されるのでr2が変動してもトルクは変動しない。
は Ｔ＝K1・（IM）2・r2／FS ＝K1・（IC）2・r20／FS1 … で与えられる。この式の意味はr2＝r20の時平衡
状態でIM＝ICになるすべり周波数FSはFS＝FS1
であることを示している。従つて今、r2が温度上
昇により抵抗値がK4倍に増加してかつFSがFS＝
FS1で変化しないものとすると、等価的な２次抵
抗r2′は r2′＝r2／FS … であたえられるから、r2′は増加しIMが減少して
しまう。この状態は過渡項FS２のループを作用
させないオープンループの状態を示し、過渡項
FS２のループが作用すると、IMICになるよう
に過渡項FS２がある正の値を有し、この時のFS
＝FS1＋FS2は次の式を満足 r2′＝K4・r20／FSr20／FS1 … しているはずで、結局 FS＝K4・FS1 … に制御されることになる。すなわちトルクＴは Ｔ＝Ｋ・（IM）2・r2′ … で与えられ、この制御方式ではr2′が一定に制御
されるのでr2が変動してもトルクは変動しない。
また速応性が要求されるのは変調率演算部１８
であり、フイードバツク制御を行つているすべり
周波数演算部は基本的にはr2の変動分を補償すれ
ば良いのでそれほど速い応答は要求されない。
であり、フイードバツク制御を行つているすべり
周波数演算部は基本的にはr2の変動分を補償すれ
ば良いのでそれほど速い応答は要求されない。
以上説明したように本発明によれば、誘導電動
機の２次抵抗の温度変化によるトルク変動を無く
せるとともに、安定でかつ特性設計の容易な誘導
電動機の制御装置を提供することができる。
機の２次抵抗の温度変化によるトルク変動を無く
せるとともに、安定でかつ特性設計の容易な誘導
電動機の制御装置を提供することができる。
第１図は従来の鉄道車両用誘導電動機の制御装
置を構成するVVVFインバータの制御部のブロ
ツク回路図、第２図は本発明の一実施例を説明す
るためのブロツク回路図である。 １……パルスジエネレータ、２……回転周波数
演算部、３……空転、滑走検知部、４……マスコ
ン、ブレーキ弁、５……電流指令値演算部、６…
…力行、回生判別部、１７……すべり周波数演算
部、１８……変調率演算部、９……変調パルスモ
ード演算部、１０……PWM変調部。
置を構成するVVVFインバータの制御部のブロ
ツク回路図、第２図は本発明の一実施例を説明す
るためのブロツク回路図である。 １……パルスジエネレータ、２……回転周波数
演算部、３……空転、滑走検知部、４……マスコ
ン、ブレーキ弁、５……電流指令値演算部、６…
…力行、回生判別部、１７……すべり周波数演算
部、１８……変調率演算部、９……変調パルスモ
ード演算部、１０……PWM変調部。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 車両用誘導電動機を駆動するパルス幅変調式
可変電圧・可変周波数制御インバータ装置と、 インバータ周波数信号と変調率信号とを入力
し、前記インバータ装置にパルス幅変調制御のた
めのゲートパルスを与えるパルス幅変調手段と、 前記電動機の回転数に比例した回転周波数を演
算する回転周波数演算手段と、 前記電動機の電動機電流の検出値と指令値との
偏差を演算する電流偏差演算手段と、 この電流偏差演算手段により求められた偏差と
前記電動機電流の指令値とによりすべり周波数を
決定するすべり周波数演算手段と、 このすべり周波数演算手段により求められたす
べり周波数と前記回転周波数演算手段により求め
られた回転周波数とによりインバータ周波数信号
を求め、前記パルス幅変調手段に与えるインバー
タ周波数演算手段と、 このインバータ周波数演算手段からのインバー
タ周波数信号と架線電圧に比例する電圧信号とに
より変調率信号を求め、前記パルス幅変調手段に
与えられる変調率演算手段とを 有する誘導電動機の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56006699A JPS57122685A (en) | 1981-01-20 | 1981-01-20 | Speed control for induction motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56006699A JPS57122685A (en) | 1981-01-20 | 1981-01-20 | Speed control for induction motor |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57122685A JPS57122685A (en) | 1982-07-30 |
| JPH0239162B2 true JPH0239162B2 (ja) | 1990-09-04 |
Family
ID=11645572
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56006699A Granted JPS57122685A (en) | 1981-01-20 | 1981-01-20 | Speed control for induction motor |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS57122685A (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS51113910A (en) * | 1975-03-31 | 1976-10-07 | Toshiba Corp | Control device for electric car |
| JPS5442712A (en) * | 1977-09-09 | 1979-04-04 | Hitachi Ltd | Electric car controlling system |
-
1981
- 1981-01-20 JP JP56006699A patent/JPS57122685A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57122685A (en) | 1982-07-30 |
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