JPH0241929Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 技術分野 本考案は、信号レベルコントロール回路に関す
る 背景技術 音響機器等において音量調整等をなすためにオ
ーデイオ信号等の信号レベルを制御する信号レベ
ルコントロール回路が設けられているのが通常で
ある。かかる信号レベルコントロール回路の従来
例を第１図に示す。第１図においてオーデイオ信
号等の入力信号υ_iがコンデンサC₁を介して分圧手
段としての電子ボリユーム回路１の入力端子IN
に供給されている。電子ボリユーム回路１におい
て、入力端子INと接地端子Ａ−GND間にＮ個の
抵抗R₁₁，R₁₂，R₁₃…R_1Nが直列接続されている。
入力端子IN、抵抗R₁₁〜R_1Nの各直列接続点及び
接地端子Ａ−GNDにはアナログスイツチS₁，S₂，
S₃…S_N，S_N+1の一端がそれぞれ接続されている。
これらアナログスイチS₁〜S_N+1のうちの１つが音
量調整用操作釦（図示せず）の操作に応じて選択
的にオンとなるように制御信号発生回路（図示せ
ず）よりアナログスイツチS₁＋S_N+1の各制御入力
端子に制御信号が供給されている。アナログスイ
ツチS₁〜S_N+1の他端は電子ボリユーム回路１の出
力端子OUTに接続されている。電子ボリユーム
回路１の接続端子Ａ−GNDと接地間にはコンデ
ンサC₂が接続されている。接地端子Ａ−GNDは、
電源＋Ｂを抵抗R₂₁及びR₂₂によつて分圧したレ
ベルにバイアスされている。電子ボリユーム回路
１の出力端子OUTに導出された信号はトランジ
スタQ₁のベースに供給される。トランジスタQ₁
のエミツタと接地間には抵抗R₂₃が接続されてい
る。また、トランジスタQ₁のコレクタには抵抗
R₂₄を介して電源＋Ｂが供給されている。これら
トランジスタQ₁，抵抗R₂₃，R₂₄によつてバツフ
アアンプ２が形成され、抵抗R₂₃，R₂₄の抵抗比
によつて定まる利得で電子ボリユーム回路１出力
を増幅した信号がトランジスタQ₁のコレクタに
導出される。このトランジスタQ₁のコレクタ出
力がカツプリングコンデンサC₃を介して出力信
号υ_pとして出力される。

以上の構成において、接地端子Ａ−GNDは、
電源＋Ｂを抵抗R₂₁及びR₂₂によつて分圧したレ
ベルにバイアスされているが、この接地端子Ａ−
GNDはコンデンサC₂によつて交流的に接地され
ている。従つて、アナログスイツチS₁〜S_N+1の１
つがオンになると、オンとなつたアナログスイツ
チの一端が接続されている直列接続点と入力端子
IN間の抵抗及び当該直列接続点と接地端子Ａ−
GND間の抵抗によつて定まる分圧比によつて分
圧された入力信号υ_iが出力端子OUTに導出され
る。このとき、コンデンサC₂のインピーダンス
に起因する誤差が存在するが、このコンデンサ
C₂インピーダンスを抵抗R₁₁〜R_1Nのいずれの抵
抗値よりも十分小とすることにより実用上問題は
ない。

ところが、ボリユーム最小時すなわちアナログ
スイツチS_N+1が選択的にオンとなつて電子ボリユ
ーム回路１の分圧比が最大になつたとき低音域で
も十分な減衰量を得るにはコンデンサC₂の容量
を十分大にしなければならない。従つて、従来の
信号レベルコントロール回路にはこのコンデンサ
C₂の容量にコスト、形状等からの制約がある場
合に十分な減衰量が得られず入力信号υ_iが出力端
子OUTに漏れてきてしまうという欠点があつた。

考案の概要 そこで、本考案の目的はボリユーム最小時の信
号減衰量を大容量コンデンサを用いることなく高
めることができる信号レベルコントロール回路を
提供することである。

本考案による信号レベルコントロール回路は、
入力信号を分圧する分圧手段の出力を増幅する増
幅手段において能動素子の被制御出力端子と所定
電位点間に直列接続された少なくとも２つの負荷
を有し、これら少なくとも２つの負荷の直列接続
点と分圧手段の基準電位点とを交流的に接続する
手段を備えた構成となつている。

実施例 以下、本考案の実施例につき第２図乃至第８図
を参照して詳細に説明する。

第２図において、電子ボリユーム回路１、コン
デンサC₁〜C₃、トランジスタQ₁、抵抗R₂₁〜R₂₄
は第１図の回路と同様に接続されている。しかし
ながら、本例においてはトランジスタQ₁のエミ
ツタと接地間に抵抗R₂₃と共に抵抗R₂₅が直列接
続されている。これら抵抗R₂₃，R₂₅の直列接続
点と接地端子Ａ−GND間には抵抗R₂₅の抵抗値に
比してインピーダンスが十分低いコンデンサC₄
が接続されている。

かかる構成において、コンデンサC₂のインピ
ーダンスが抵抗R₂₅の抵抗値に比して十分小のと
き、入力信号υ_iの信号電流は抵抗R₁₁〜R_1Nを経た
のちその大部分がコンデンサC₂を経て接地点に
流れる。従つて、コンデンサC₄及び抵抗R₂₅を経
て接地点に流れる電流は僅かとなる。同様に、ト
ランジスタQ₁のエミツタ電流中の入力信号υ_i成分
は抵抗R₂₃を経たのちその大部分がコンデンサC₄
及びC₂を経て接地点に流れる。従つて、入力信
号υ_iにのみ注目すれば第２図の回路は第３図に示
す如き等価回路に置き換えることができる。ま
た、トランジスタQ₁、抵抗R₂₃，R₂₄からなるバ
ツフアアンプ２の周波数特性がフラツトになる周
波数帯域すなわちコンデンサC₄のインピーダン
スが抵抗R₂₃の抵抗値に比して十分小となる周波
数帯域では第２図の回路は第４図に示す如き等価
回路に置き換えることができる。

第４図から明らかな如く電子ボリユーム回路１
の接地端子Ａ−GNDすなわち電子ボリユーム回
路１の出力の基準電位点とバツフアアンプ２の入
力の基準電位点が一致しているので、コンデンサ
C₂の両端間に生じた電圧がオーデイオ信号に加
算されて増幅されることがなくなり、ボリユーム
最小時には減衰量が極めて大になる。

尚、コンデンサC₂を流れる電流は第１図の回
路における場合よりトランジスタQ₁のエミツタ
電流分だけ大となるが、抵抗R₂₃の抵抗値をコン
デンサC₂のインピーダンスに比して十分高くて
おけば、コンデンサC₂の両端間に生じる電圧は
電子ボリユーム回路１の入力信号υ_iの信号電圧に
比して無視し得る程小さなものにすることができ
る。

また、コンデンサC₂のインピーダンスに比し
て抵抗R₂₅の抵抗値が十分大と見なせなくなつて
くると入力信号電流がコンデンサC₄を流れるよ
うになつてコンデンサC₄の両端間に電圧が生じ
る。そうすると、このコンデンサC₄の両端間の
電圧がバツフアアンプ２によつてオーデイオ信号
に加算されて増幅されるので、ボリユーム最小時
の減衰量が低下してくる。若し、コンデンサC₂
のインピーダンスが抵抗R₂₅に比して極めて大と
なつてコンデンサC₂を除去した場合に等しくな
つたとき、ボリユーム最小時の減衰量は第１図の
回路においてコンデンサC₂の容量をコンデンサ
C₄の容量に等しくした場合とほぼ同等となる。
また、それと同時に接地端子Ａ−GNDと接地間
のインピーダンスは抵抗R₂₅の存在によつて第１
図の回路より高くなり、接地端子Ａ−GNDと接
地間に生じる交流電圧も大となつて電子ボリユー
ム回路１における分圧比の誤差が大となる。

従つて、抵抗R₂₅の抵抗値はコンデンサC₂のイ
ンピーダンスに比して十分大とするのが望まし
い。ところが、直流動作点を大きく変動させない
ためには抵抗R₂₅の抵抗値を抵抗R₂₃の抵抗値に
比して十分小としなければならない。しかしなが
ら、バツフアアンプ２の入力インピーダンスを高
くするために抵抗R₂₃の抵抗値を高くする必要が
あるので、コンデンサC₄の容量が小さくても抵
抗R₂₅の抵抗値がコンデンサC₂のインピーダンス
に比して十分大という条件を満たすことができ
る。従つて、コンデンサC₄のインピーダンスを
抵抗R₂₃の抵抗値に比して十分小とすることがで
きることとなり、バツフアアンプ２の周波数特性
をフラツトにすることができる。また、このとき
コンデンサC₂のインピーダンスが抵抗R₂₃の抵抗
値に比して十分小ということになるから、コンデ
ンサC₂の両端間の電圧による電子ボリユーム回
路１の分圧比の誤差も無視できることとなる。

尚、ボリユーム最小時の減衰量は、コンデンサ
C₂の容量を２倍にしても6dBしか改善されない
が、コンデンサC₄のインピーダンスを抵抗R₂₅の
抵抗値の1/10とすれば約20dBの改善が可能であ
る。

第５図は、本考案の他の実施例を示す回路ブロ
ツク図であり、電子ボリユーム回路１、コンデン
サC₁，C₂，C₄、抵抗R₂₁，R₂₂，R₂₃，R₂₅は第２
図の回路と同様に接続されている。しかしながら
本例においては電子ボリユーム回路１の出力はコ
ンデンサC₅を介してFET（電界効果トランジス
タ）Q₂のゲートに供給される。FETQ₂のゲート
と抵抗R₂₃，R₅₅の直列接続点間には抵抗R₂₆が接
続されている。FETQ₂のソースと接地間に抵抗
R₂₃，R₂₅が直列接続されている。FETQ₂のドレ
インには抵抗R₂₄を介して電源＋Ｂが供給されて
いる。そして、FETQ₂のドレイン出力がコンデ
ンサC₃を介して出力信号υ_pとして出力される。

以上の構成においてはFETQ₂、抵抗R₂₃〜R₂₆
によつてバツフアアンプ２が形成されており、第
２図の回路と同様な作用が働く。

第６図は、本考案の更に他の実施例を示す回路
ブロツク図であり、バツフアアンプ２にダーリン
トン接続されたトランジスタQ₃，Q₄が使用され
ていることを除いて他の各部は第２図の回路と同
様に構成されている。本例においても第２図の回
路と同様な作用が働くのは明らかである。

第７図は、本考案の更に他の実施例を示す回路
ブロツク図であり、電子ボリユーム回路１、コン
デンサC₁，C₂、抵抗R₂₁，R₂₂は第２図の回路と
同様に接続されている。しかしながら、本例にお
いては電子ボリユーム回路１の出力はコンデンサ
C₆を介してPNP型のトランジスタQ₅のベースに
供給される。トランジスタQ₅のベースは抵抗
R₂₇，R₂₈によつて電源＋Ｂを分圧したレベルに
バイアスされている。トランジスタQ₅のエミツ
タには抵抗₂₉，R₃₀，R₃₁を介して電源＋Ｂが供給
されている。抵抗R₂₉，R₃₀の直列接続点と電子
ボリユーム回路１の接地端子Ａ−GND間にコン
デンサC₄が接続されている。抵抗R₃₀にはコンデ
ンサC₇が並列接続されている。トランジスタQ₅
のコレクタと接地間には抵抗R₃₂が接続されてい
る。そして、トランジスタQ₅のコレクタ出力が
コンデンサC₃を介して出力信号υ_pとして出力され
る。

以上の構成において、コンデンサC₄のインピ
ーダンスが抵抗R₂₉に比して十分小とすれば、第
２図の回路と同様な作用が働くこととなる。

第８図は、本考案の更に他の実施例を示す回路
ブロツク図であり、電子ボリユーム回路１、トラ
ンジスタQ₁，コンデンサC₁，C₂，C₄，抵抗R₂₁〜
R₂₅は第２図の回路と同様に接続されている。し
かしながら本例においては電子ボリユーム回路１
の接地端子Ａ−GNDは電子ボリユーム回路３，
４，５の接地端子Ａ−GNDと共通接続されてい
る。電子ボリユーム回路３，４，５は電子ボリユ
ーム回路１と同一の構成となつている。電子ボリ
ユーム回路１，３の入力端子にはコンデンサC₈，
C₁を介して左右両チヤンネルのオーデイオ信号υ_i
（Ｌ），υ_i（Ｒ）が供給されている。電子ボリユー
ム回路３，１の出力端子OUTに導出された信号
はインピーダンス変換用のバツフアアンプ６，７
を介して電子ボリユーム回路４，５の入力端子
INに供給される。これら電子ボリユーム回路４，
５の出力端子OUTに導出された信号はトランジ
スタQ₆，Q₁のベースに供給される。トランジス
タQ₆のエミツタと抵抗R₂₃，R₂₅の直列接続点間
には抵抗R₃₃が接続されている。トランジスタQ₆
のコレクタには抵抗R₃₄を介して電源＋Ｂが供給
されている。これらトランジスタQ₆，Q₁のコレ
クタ出力はトランジスタQ₇，Q₈のベースに供給
される。トランジスタQ₇，Q₈はエミツタ抵抗
R₃₅，R₃₆と共にコレクタ接地増幅器を形成して
いる。そして、これらトランジスタQ₇，Q₈のエ
ミツタ出力がコンデンサC₉，C₁₀介して左右両チ
ヤンネルのオーデイオ出力υ_p（Ｌ），υ_p（Ｒ）とし
て出力される。尚、電源＋Ｂと接地間にはノイズ
防止用のバイパスコンデンサC₁₁が接続されてい
る。

以上の構成においては超低域での左右両チヤン
ネルのセパレーシヨンが劣化するが、単一のコン
デンサC₄及び抵抗R₂₅によつて左右両チヤンネル
のオーデイオ信号に対して第２図の回路と同様な
作用が働く。

考案の効果 以上詳述した如く本考案による信号レベルコン
トロール回路は、基準電位点が交流的に所定電位
点に接続され入力信号を分圧する分圧手段の出力
を増幅する増幅手段において能動素子の被制御出
力端子と所定電位点間に直列接続された少なくと
も２つの負荷を有し、これら少なくとも２つの負
荷の直列接続点と分圧手段の基準電位点とを交流
的に接続する手段を備えた構成となつているの
で、分圧手段の基準電位点と所定電位点間に交流
電圧が発生してもこの交流電圧を増幅手段の入力
に加算されないようにすることができ、ボリユー
ム最小時の減衰量を大容量のコンデンサを用いる
ことなく高めることができることとなる。従つ
て、本考案によれば分圧手段としてアツテネータ
式の電子ボリユーム回路を単一電源で使用する
際、ボリユーム最小時に入力信号が漏れ出るのを
防止することができることになる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、従来の信号レベルコントロール回路
を示す回路図、第２図は、本考案の一実施例を示
す回路図、第３図及び第４図は、第２図の回路の
等価回路を示す図、第５図乃至第８図は、本考案
の他の実施例をそれぞれ示す回路ブロツク図であ
る。 主要部分の符号の説明、１，３，４，５……電
子ボリユーム回路、C₂，C₄……コンデンサ、Q₁，
Q₈…トランジスタ、R₂₁〜R₃₆……抵抗。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 指令に応じた分圧比で入力信号を分圧する分圧
   手段と、前記分圧手段の基準電位点と所定電位点
   とを交流的に接続する第１接続手段と、前記分圧
   手段の出力を増幅する増幅手段とからなる信号レ
   ベルコントロール回路であつて、前記増幅手段
   は、制御入力端子に前記分圧手段の出力が供給さ
   れる能動素子と、前記能動素子の被制御出力端子
   と前記所定電位点間に直列接続された少なくとも
   ２つの負荷とを含み、前記少なくとも２つの負荷
   の直列接続点と前記基準電位点とを交流的に接続
   する第２接続手段を備えたことを特徴とする信号
   レベルコントロール回路。