JPH0243410B2 - - Google Patents
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- JPH0243410B2 JPH0243410B2 JP59166880A JP16688084A JPH0243410B2 JP H0243410 B2 JPH0243410 B2 JP H0243410B2 JP 59166880 A JP59166880 A JP 59166880A JP 16688084 A JP16688084 A JP 16688084A JP H0243410 B2 JPH0243410 B2 JP H0243410B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- leakage current
- insulation resistance
- output
- signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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- Emergency Protection Circuit Devices (AREA)
- Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は電路の絶縁抵抗等の測定方法に関す
る。
る。
（従来技術）
従来、送電線等電路に於けるトラブルの早期発
見のために常時電路の絶縁抵抗を監視しておきそ
の異常をいち早く検出して絶縁抵抗劣化による焼
損等の被害を防止することが行われている。
見のために常時電路の絶縁抵抗を監視しておきそ
の異常をいち早く検出して絶縁抵抗劣化による焼
損等の被害を防止することが行われている。
このよう電路の絶縁抵抗測定方法としては従来
から各種のものが考案から各種のものが考案され
ているが、その一例としては第２図に示すものが
ある。
から各種のものが考案から各種のものが考案され
ているが、その一例としては第２図に示すものが
ある。
同図においてＴは受電トランスであつて、その
低圧二次電路２及び３は負荷Ｚが接続され、これ
ら電路の一方、例えば電路３は接地線４により接
地されるのが一般的であり、更に非接地電路２は
絶縁抵抗Ｒ及び対地静電容量Ｃにより大地と結合
している。尚、接地電路にも絶縁抵抗、対地浮遊
容量は存在するが以下説明を省略する。
低圧二次電路２及び３は負荷Ｚが接続され、これ
ら電路の一方、例えば電路３は接地線４により接
地されるのが一般的であり、更に非接地電路２は
絶縁抵抗Ｒ及び対地静電容量Ｃにより大地と結合
している。尚、接地電路にも絶縁抵抗、対地浮遊
容量は存在するが以下説明を省略する。
このような電路の前記絶縁抵抗Ｒを測定するた
めに、同図に示す如く前記接地線４に例えば測定
用低周波信号発生器OSC1と零相変流器ZCTとを
挿入接続して前記電路に測定用低周波信号f1を印
加すると共に前記絶縁抵抗Ｒと対地静電容量Ｃを
介して該接地線に還流する前記測定用低周波信号
f1の漏洩電流成分を前記零相変流器ZCTにて検出
し、これを同期検波回路MULT1にて印加低周波
電圧と同相の成分即ち有効分を導出して絶縁抵抗
Ｒに逆比例した信号を得るものである。
めに、同図に示す如く前記接地線４に例えば測定
用低周波信号発生器OSC1と零相変流器ZCTとを
挿入接続して前記電路に測定用低周波信号f1を印
加すると共に前記絶縁抵抗Ｒと対地静電容量Ｃを
介して該接地線に還流する前記測定用低周波信号
f1の漏洩電流成分を前記零相変流器ZCTにて検出
し、これを同期検波回路MULT1にて印加低周波
電圧と同相の成分即ち有効分を導出して絶縁抵抗
Ｒに逆比例した信号を得るものである。
しかしながら、上述した如く従来の測定方法で
は、対地静電容量が大きいとき、周波数f1の漏洩
電流中の対地静電容量による電流のほう絶縁抵抗
による電流より大きくなるため、同期検波器の誤
差により正しく有効成分を検出出来ないという問
題点があつた。
は、対地静電容量が大きいとき、周波数f1の漏洩
電流中の対地静電容量による電流のほう絶縁抵抗
による電流より大きくなるため、同期検波器の誤
差により正しく有効成分を検出出来ないという問
題点があつた。
また、対地静電容量の影響を受けず絶縁抵抗を
測定する方法としては、特開昭56−63270及び特
開昭57−45469に開示された如く、電路に商用周
波数と異なる２種類の周波数の電圧を印加すると
共に電路に帰還する前記２種類の周波数信号を検
出し、該検出した電圧を重み付けを行い所定の信
号に変換した後に該変換信号を乗算することによ
り絶縁抵抗を測定する方法がある。
測定する方法としては、特開昭56−63270及び特
開昭57−45469に開示された如く、電路に商用周
波数と異なる２種類の周波数の電圧を印加すると
共に電路に帰還する前記２種類の周波数信号を検
出し、該検出した電圧を重み付けを行い所定の信
号に変換した後に該変換信号を乗算することによ
り絶縁抵抗を測定する方法がある。
しかしながら、上記２方法は２乗演算もしくは
乗算を行わなくてはならず、一般に乗算を行う際
に用いる乗算器は、半導体素子のlog特性（非直
線性）を利用して各入力信号を対数変換すると共
に該変換した値を加算し、該加算結果を指数変換
（対数の逆変換）することにより乗算結果をいて
おり、従つて、入力信号を非直線変換する際に半
導体素子等の特性に僅かなバラツキが生じてもそ
の結果は極めて大きな誤差を生じることになり、
正しい絶縁抵抗測定を行うことが困難であるとい
う問題点があり、また乗算の誤差が少ない乗算器
は高価な為、このような高精度の乗算器を用いる
と測定装置自身が高価となる問題点があつた。
乗算を行わなくてはならず、一般に乗算を行う際
に用いる乗算器は、半導体素子のlog特性（非直
線性）を利用して各入力信号を対数変換すると共
に該変換した値を加算し、該加算結果を指数変換
（対数の逆変換）することにより乗算結果をいて
おり、従つて、入力信号を非直線変換する際に半
導体素子等の特性に僅かなバラツキが生じてもそ
の結果は極めて大きな誤差を生じることになり、
正しい絶縁抵抗測定を行うことが困難であるとい
う問題点があり、また乗算の誤差が少ない乗算器
は高価な為、このような高精度の乗算器を用いる
と測定装置自身が高価となる問題点があつた。
（発明の目的）
本発明はこのような従来の電路等の絶縁抵抗測
定方法の問題点を解決する為に成されたものであ
つて、構成が簡単且つ安価であり、そのうえ対地
静電容量の影響及び測定誤差を生じる原因である
乗算処理を用いずに高精度に絶縁抵抗を測定する
ことができる絶縁抵抗測定方法を提供することを
目的とする。
定方法の問題点を解決する為に成されたものであ
つて、構成が簡単且つ安価であり、そのうえ対地
静電容量の影響及び測定誤差を生じる原因である
乗算処理を用いずに高精度に絶縁抵抗を測定する
ことができる絶縁抵抗測定方法を提供することを
目的とする。
（発明の概要）
この目的を達成するために本発明は、多数の高
調波成分を含有する測定用矩形波信号又は互いに
周波数は異なるが位相が同期した２周波の測定用
低周波信号を電路に印加し、該電路の絶縁抵抗或
は静電容量を介して接地線に還流する前記測定用
矩形波信号中の複数の高周波成分又は前記２周波
の測定用低周波信号を検出し、夫々の周波数f1及
びf2（f1＜f2）の何れか一方の信号例えばf2の還流
成分を他方の信号f1に等しくなるように周波数変
換をして得た信号と前記f1の還流成分との両者の
合成電圧を検出することによつて絶縁抵抗Ｒに逆
比例した出力或は対地静電容量Ｃに比例した出力
を得られるよう手段をとる。
調波成分を含有する測定用矩形波信号又は互いに
周波数は異なるが位相が同期した２周波の測定用
低周波信号を電路に印加し、該電路の絶縁抵抗或
は静電容量を介して接地線に還流する前記測定用
矩形波信号中の複数の高周波成分又は前記２周波
の測定用低周波信号を検出し、夫々の周波数f1及
びf2（f1＜f2）の何れか一方の信号例えばf2の還流
成分を他方の信号f1に等しくなるように周波数変
換をして得た信号と前記f1の還流成分との両者の
合成電圧を検出することによつて絶縁抵抗Ｒに逆
比例した出力或は対地静電容量Ｃに比例した出力
を得られるよう手段をとる。
尚、検出した測定用信号f1又はf2の何れかを他
方の周波数に周波数変換する手段としてはどのよ
うな方法であつても良く、例えば振幅変調器を用
いて周波数シフトする手段を用いれば簡単な構成
で目的を達成出来る。
方の周波数に周波数変換する手段としてはどのよ
うな方法であつても良く、例えば振幅変調器を用
いて周波数シフトする手段を用いれば簡単な構成
で目的を達成出来る。
（実施例）
以下、本発明を図面に示した実施例に基づいて
詳細に説明する。
詳細に説明する。
第１図は本発明の一実施例を示すブロツク図で
ある。
ある。
同図に於いてＴは受電トランス、２及び３は二
次電路、４は接地線、ZCT及び５は該接地線に
挿入した零相変流器及び発振OSC1に結合せしめ
たトランスであること前記第２図と同様である。
次電路、４は接地線、ZCT及び５は該接地線に
挿入した零相変流器及び発振OSC1に結合せしめ
たトランスであること前記第２図と同様である。
本実施例では測定用信号発振器として高周波成
分を含有した矩形波発振器を用いたもとし、前記
接地線４に還流する漏洩電流の検出回路として次
の如く構成する。
分を含有した矩形波発振器を用いたもとし、前記
接地線４に還流する漏洩電流の検出回路として次
の如く構成する。
即ち、接地線４を貫通する零相変流器ZCT出
力を増幅器AMPを介して夫々周波数が異なる２
つのバンド・バスフイルタBPF2及びBPF3に分岐
し、何れか一方例えばBPF2の出力を変調器
MODに導きその出力を低域フイルタLPFに加え
て周波数変換した後、その出力は位相器PSを介
して減算回路SUB2に入力する。
力を増幅器AMPを介して夫々周波数が異なる２
つのバンド・バスフイルタBPF2及びBPF3に分岐
し、何れか一方例えばBPF2の出力を変調器
MODに導きその出力を低域フイルタLPFに加え
て周波数変換した後、その出力は位相器PSを介
して減算回路SUB2に入力する。
一方前記変調器MODの変調信号入力端には電
路に印加せしめた矩形波発振器OSC2の回路の一
部から得た出力を入力すると共に、前記減算回路
SUB2の他の入力端には前記バンドパスフイルタ
BPF2の出力を入力し該減算回路SUB2の出力を
接波回路DETに入力してその出力端に前記電路
の絶縁抵抗Ｒに逆比例した信号を得るようにした
ものである。
路に印加せしめた矩形波発振器OSC2の回路の一
部から得た出力を入力すると共に、前記減算回路
SUB2の他の入力端には前記バンドパスフイルタ
BPF2の出力を入力し該減算回路SUB2の出力を
接波回路DETに入力してその出力端に前記電路
の絶縁抵抗Ｒに逆比例した信号を得るようにした
ものである。
以下、このように構成した測定回路の動作を数
式によつて説明する。
式によつて説明する。
即ち、前記発振器の印加電圧をＶ（ボルト）、そ
のデユーテイー比を50％とし、２次電路の商用電
源電圧をV0（ボルト）、その周波数をf0とすると、
前記接地線４に還流する漏洩電流ｉは ｉ＝〔V0／Ｒ〕sinω0t＋ω0CV0cosω0t ＋〔V1／Ｒ〕sin +ω1t〔V3／Ｒ〕cos3ω1t＋… ＋Cω1V1cosω1t＋3Cω1V1cos3ω1t ＋…… …… と表される。但し、V1，V3……は電路に電流し
た矩形波信号の各高調成分の電圧である。
のデユーテイー比を50％とし、２次電路の商用電
源電圧をV0（ボルト）、その周波数をf0とすると、
前記接地線４に還流する漏洩電流ｉは ｉ＝〔V0／Ｒ〕sinω0t＋ω0CV0cosω0t ＋〔V1／Ｒ〕sin +ω1t〔V3／Ｒ〕cos3ω1t＋… ＋Cω1V1cosω1t＋3Cω1V1cos3ω1t ＋…… …… と表される。但し、V1，V3……は電路に電流し
た矩形波信号の各高調成分の電圧である。
この電流ｉに相当する出力は零相変流器ZCT
を介して増幅器AMPの出力端に得得られるが、
後段の各フイルタBPF2及びBPF3の通過周波数を
f1及び3f1とすれば夫々のフイルタ出力x1及びx3
は x1＝V1／Ｒsinω1t＋Cω1V1cosω1t …… x3＝V2／Ｒsin3ω1t＋3Cω1V1cos3ω1t …… となる。
を介して増幅器AMPの出力端に得得られるが、
後段の各フイルタBPF2及びBPF3の通過周波数を
f1及び3f1とすれば夫々のフイルタ出力x1及びx3
は x1＝V1／Ｒsinω1t＋Cω1V1cosω1t …… x3＝V2／Ｒsin3ω1t＋3Cω1V1cos3ω1t …… となる。
フイルタBPF3の出力x3を振幅変調器MODの
一方の入力に印加し、MODの他の入力に周波数
f1を出力する発振器の前の分周器出力から得た周
波数4f1の電圧を印加し変調すれば、変調器出力
に設けられたローパスフイルタLPF出力には周
波数シフトした信号ｙが得られる。
一方の入力に印加し、MODの他の入力に周波数
f1を出力する発振器の前の分周器出力から得た周
波数4f1の電圧を印加し変調すれば、変調器出力
に設けられたローパスフイルタLPF出力には周
波数シフトした信号ｙが得られる。
ｙ＝V3／Ｒsin（３−４）ω1t＋3Cω1V3cos（３−４）
ω1t
＝−V3／Ｒsinω1t＋3Cω1V3cosω1t ……
尚、ローパスフイルタ出力に設けられた位相器
PSはフイルタBPF3ならびにローパスフイルタ
LPFにおける位相ずれを補償し、式で表され
る信号ｙを得るために設けたものである。
PSはフイルタBPF3ならびにローパスフイルタ
LPFにおける位相ずれを補償し、式で表され
る信号ｙを得るために設けたものである。
ところで電圧Ｖ、周波数f1、デユーテイー比50
％の矩形波をフーリエ級数に展開すれば、 4V／π（sinω1t＋１／３sin3ω1t ＋１／５sin5ω1t＋……） となる。従つて、V1＝4V／π、V3＝4V／3πによつて 3V3＝V1となるから式の第２項と式の第２項
は等しくなるため、式と式の差を引算器
SUBで取れば、SUBの出力は x1−ｙ＝V1＋V3／Ｒsinω1t …… となる。したがつて、引算器の出力を整流器
DETで整流すれば、その出力OUTはV1＋V3／Ｒ即 ち、絶縁抵抗に逆比例した出力を得ることが出来
る。
％の矩形波をフーリエ級数に展開すれば、 4V／π（sinω1t＋１／３sin3ω1t ＋１／５sin5ω1t＋……） となる。従つて、V1＝4V／π、V3＝4V／3πによつて 3V3＝V1となるから式の第２項と式の第２項
は等しくなるため、式と式の差を引算器
SUBで取れば、SUBの出力は x1−ｙ＝V1＋V3／Ｒsinω1t …… となる。したがつて、引算器の出力を整流器
DETで整流すれば、その出力OUTはV1＋V3／Ｒ即 ち、絶縁抵抗に逆比例した出力を得ることが出来
る。
また式と式との差の演算x1−ｙにおいて、
式の第２項と式の第２項の成分が著しく大き
く、回路の精度に起因して互いに等しくないとき
には打消し残が発生し、x1−ｙは絶縁抵抗に正し
く逆比例する電圧を提供しなくなるが、この場合
にはx1−ｙを印加低周波電圧で同期検波すること
により、印加電圧と位相が90゜異なる上述の打消
し残の成分の影響を除去することが出来る。
式の第２項と式の第２項の成分が著しく大き
く、回路の精度に起因して互いに等しくないとき
には打消し残が発生し、x1−ｙは絶縁抵抗に正し
く逆比例する電圧を提供しなくなるが、この場合
にはx1−ｙを印加低周波電圧で同期検波すること
により、印加電圧と位相が90゜異なる上述の打消
し残の成分の影響を除去することが出来る。
また、x1とｙとの和は、同様に3V3＝V1となる
ことから、 x1＋ｙ＝2Cω1V1cosω1t ……(6) となり、これは静電容量Ｃを含んだ式であるから
対地静電容量に比例した電圧を得ることによつて
電路の静電容量を算出することが出来る。
ことから、 x1＋ｙ＝2Cω1V1cosω1t ……(6) となり、これは静電容量Ｃを含んだ式であるから
対地静電容量に比例した電圧を得ることによつて
電路の静電容量を算出することが出来る。
尚、上述の実施例においては測定用低周波信号
として周波数f1、3f1の成分を用いて説明したが、
本発明は何らこれに限定される必然性はなく、印
加低周波電圧として、例えば周波数fo、fnの２周
波信号を用いても同様の結果が得られることは明
らかである。
として周波数f1、3f1の成分を用いて説明したが、
本発明は何らこれに限定される必然性はなく、印
加低周波電圧として、例えば周波数fo、fnの２周
波信号を用いても同様の結果が得られることは明
らかである。
また印加電圧を矩形波に限定する必要はなく、
たとえば測定用信号発振器を２個備え同様の測定
を行つてもよい。
たとえば測定用信号発振器を２個備え同様の測定
を行つてもよい。
即ち、f1，f2なる周波数の測定信号を夫々電路
に印加し、角周波数ω1，ω2の印加電圧成分を
夫々a1，a2とすれば、式は ｉ＝V0／Ｒsinω0t＋ω0CV0cosω0t ＋a1／Ｒsinω1t＋ω1Ca1cosω1t ＋a2／Ｒsinω2t＋ω2Ca2cosω2t …… と変形することができ、またフイルタBPF2、
BPF3の通過周波数を ω1／2π、ω2／2πとすれば、フイルタBPF2、
BPF3の出力x1，x2は x1＝a1／Ｒsinω1t＋ω1Ca1cosω1t …… x2＝a2／Ｒsinω2t＋ω2Ca2cosω2t …… と表すことが出来る。
に印加し、角周波数ω1，ω2の印加電圧成分を
夫々a1，a2とすれば、式は ｉ＝V0／Ｒsinω0t＋ω0CV0cosω0t ＋a1／Ｒsinω1t＋ω1Ca1cosω1t ＋a2／Ｒsinω2t＋ω2Ca2cosω2t …… と変形することができ、またフイルタBPF2、
BPF3の通過周波数を ω1／2π、ω2／2πとすれば、フイルタBPF2、
BPF3の出力x1，x2は x1＝a1／Ｒsinω1t＋ω1Ca1cosω1t …… x2＝a2／Ｒsinω2t＋ω2Ca2cosω2t …… と表すことが出来る。
更に、フイルタBPF3の出力を周波数ω1／2πの
周波数に推移させるために角周波数ωp（但し、ωp
−ω2＝ω1）で変調すれば、ローパスフイルタ
LPFの出力ｙは ｙ＝a2／Ｒsin（ω2−ωp）ｔ ＋ω2Ca2cos（ω2−ωp）ｔ ＝−a2／Ｒsinω1t＋ω2Ca2cosω1t……′ したがつて、ローパスフイルタ出力ｙを
ω1a1／ω2a2倍してx1との差を引き算器SUBで求
めると x1−a1ω1／a2ω2・ｙ＝a1／Ｒ〔１＋ω1／ω2〕sin
ω1t…… となり、a1，ω1，ω2は既知であるから引き算器
出力を整流器DETで整流すれば絶縁抵抗Ｒに逆
比例した値を測定することが可能である。
周波数に推移させるために角周波数ωp（但し、ωp
−ω2＝ω1）で変調すれば、ローパスフイルタ
LPFの出力ｙは ｙ＝a2／Ｒsin（ω2−ωp）ｔ ＋ω2Ca2cos（ω2−ωp）ｔ ＝−a2／Ｒsinω1t＋ω2Ca2cosω1t……′ したがつて、ローパスフイルタ出力ｙを
ω1a1／ω2a2倍してx1との差を引き算器SUBで求
めると x1−a1ω1／a2ω2・ｙ＝a1／Ｒ〔１＋ω1／ω2〕sin
ω1t…… となり、a1，ω1，ω2は既知であるから引き算器
出力を整流器DETで整流すれば絶縁抵抗Ｒに逆
比例した値を測定することが可能である。
更に本実施例では周波数変調に用いる信号の角
周波数ωpとして、 ωp−3ω1＝ω1 ωp−ω2＝ω1 なる関係の信号を用いたため、絶縁抵抗を算出す
る際に信号x1とｙとを引算して求めたが、 ωp＝3ω1＝ω1 ωp＝ω2−ω1（但し、ω2＞ω1の場合） なる関係の信号を用いて周波数変調を行えば
式、′式の符号が反転するため、x1とｙとを加
算するよう構成すればよいことは明らかである。
周波数ωpとして、 ωp−3ω1＝ω1 ωp−ω2＝ω1 なる関係の信号を用いたため、絶縁抵抗を算出す
る際に信号x1とｙとを引算して求めたが、 ωp＝3ω1＝ω1 ωp＝ω2−ω1（但し、ω2＞ω1の場合） なる関係の信号を用いて周波数変調を行えば
式、′式の符号が反転するため、x1とｙとを加
算するよう構成すればよいことは明らかである。
（発明の効果）
本発明は上述したように構成し且つ機能するも
のであるから極めて簡易な方法で電路の絶縁抵抗
及び静電容量を活線状態にて測定するうえで著し
い効果を発揮する。
のであるから極めて簡易な方法で電路の絶縁抵抗
及び静電容量を活線状態にて測定するうえで著し
い効果を発揮する。
尚、上述の実施例では説明簡単のため２相２線
式電路の場合のみについて説明したが、本発明は
これに限定されず、例えば３相線式電路について
も適用可能であることは説明を要しないであろ
う。
式電路の場合のみについて説明したが、本発明は
これに限定されず、例えば３相線式電路について
も適用可能であることは説明を要しないであろ
う。
第１図は本発明の一実施例を示すブロツク図、
第２図は従来の電路の絶縁抵抗測定方法を示すブ
ロツク図である。 Ｔ……受電トランス、２及び３……電路、４…
…接地線、AMP……増幅器、ZCT……零相変流
器、BPF1，BPF2，BPF3……バンドパス・フイ
ルタ、MOD……変調器、LPF……ローパスフイ
ルタ、PS……移相器、SUB……引算器、DET…
…検波回路、OSC1及びOSC2……発振器。
第２図は従来の電路の絶縁抵抗測定方法を示すブ
ロツク図である。 Ｔ……受電トランス、２及び３……電路、４…
…接地線、AMP……増幅器、ZCT……零相変流
器、BPF1，BPF2，BPF3……バンドパス・フイ
ルタ、MOD……変調器、LPF……ローパスフイ
ルタ、PS……移相器、SUB……引算器、DET…
…検波回路、OSC1及びOSC2……発振器。
Claims (1)
- １ 変圧器の接地線等を介して電路に商用周波数
と異なる少なくとも２つの周波数f1及びf2を含む
測定用低周波信号電圧を電磁誘導或は直列結合等
によつて印加し、前記接地線等に結合せしめた零
相変流器によつて該接地線に還流する漏洩電流を
検出すると共に、該変流器出力から周波数f1及び
f2の漏洩電流成分をフイルタを介して分離抽出し
た後、周波数f2の漏洩電流成分を振幅変調するこ
とにより周波数f1と同一周波数に周波数変換し、
該周波数変換した漏洩電流に含まれる静電容量に
よる漏洩電流成分と前記周波数f1の漏洩電流に含
まれる静電容量による漏洩電流成分とを同一レベ
ルに変換して得た２信号の両者の和または差を用
いて電路の絶縁抵抗に逆比例した出力を得るよう
にしたことを特徴とする絶縁抵抗測定方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16688084A JPS6146113A (ja) | 1984-08-09 | 1984-08-09 | 絶縁抵抗測定方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16688084A JPS6146113A (ja) | 1984-08-09 | 1984-08-09 | 絶縁抵抗測定方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6146113A JPS6146113A (ja) | 1986-03-06 |
| JPH0243410B2 true JPH0243410B2 (ja) | 1990-09-28 |
Family
ID=15839327
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16688084A Granted JPS6146113A (ja) | 1984-08-09 | 1984-08-09 | 絶縁抵抗測定方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6146113A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP7461392B2 (ja) * | 2022-01-26 | 2024-04-03 | プライムプラネットエナジー＆ソリューションズ株式会社 | 処理装置、および算出システム |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5745469A (en) * | 1980-09-01 | 1982-03-15 | Nissin Electric Co Ltd | Insulating resistance measuring device |
-
1984
- 1984-08-09 JP JP16688084A patent/JPS6146113A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6146113A (ja) | 1986-03-06 |
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