JPH0244162B2 - - Google Patents
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- JPH0244162B2 JPH0244162B2 JP56062322A JP6232281A JPH0244162B2 JP H0244162 B2 JPH0244162 B2 JP H0244162B2 JP 56062322 A JP56062322 A JP 56062322A JP 6232281 A JP6232281 A JP 6232281A JP H0244162 B2 JPH0244162 B2 JP H0244162B2
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- JP
- Japan
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- frequency
- loop
- signal
- local oscillator
- output
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- Expired - Lifetime
Links
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- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 claims abstract description 21
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- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims description 4
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
- H03D3/24—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits
- H03D3/241—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits the oscillator being part of a phase locked loop
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J5/00—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner
- H03J5/02—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner with variable tuning element having a number of predetermined settings and adjustable to a desired one of these settings
- H03J5/0245—Discontinuous tuning using an electrical variable impedance element, e.g. a voltage variable reactive diode, in which no corresponding analogue value either exists or is preset, i.e. the tuning information is only available in a digital form
- H03J5/0272—Discontinuous tuning using an electrical variable impedance element, e.g. a voltage variable reactive diode, in which no corresponding analogue value either exists or is preset, i.e. the tuning information is only available in a digital form the digital values being used to preset a counter or a frequency divider in a phase locked loop, e.g. frequency synthesizer
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
- H03B2200/003—Circuit elements of oscillators
- H03B2200/004—Circuit elements of oscillators including a variable capacitance, e.g. a varicap, a varactor or a variable capacitance of a diode or transistor
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
- H03D2200/0052—Digital to analog conversion
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
- H03D7/161—Multiple-frequency-changing all the frequency changers being connected in cascade
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Hardware Design (AREA)
- Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Burglar Alarm Systems (AREA)
- Details Of Television Scanning (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、局部発振器用の周波数シンセサイザ
として用いられるフエ−ズ・ロツクド・ル−プ
（PLL）と、しきい値が改善されている周波数復
調器として用いられるPLLとを備え、周波数変
調波受信機用の組合わされた周波数復調器および
周波数合成装置に関するものである。
として用いられるフエ−ズ・ロツクド・ル−プ
（PLL）と、しきい値が改善されている周波数復
調器として用いられるPLLとを備え、周波数変
調波受信機用の組合わされた周波数復調器および
周波数合成装置に関するものである。
ラジオ受信機の同調器（チヤンネル選択器）に
周波数合成器としてフエ−ズ・ロツクド・ル−プ
を用いることは周知のことであり、たとえば、
「家庭用電子製品についてのIEEEトランザクシヨ
ン（IEEE Transactions on Consumer
Electronics）」vol.CE‐24，No.1、1978年２月、
24〜32ページ所載のブリーズ（Breeze）の論文、
または上掲誌vol.CE−22，No.１、1976年２月、
62〜68ペ−ジ所載のヒリカ−（Hilliker）の論文、
あるいはフランス特許第2236318号、第2327670
号、第2257105号において記述されている。更に、
フエ−ズ・ロツクド・ル−プを周波数変調（以
下、FMと記す）波の復調器として使用すること
がドイツの雑誌「ARCHIVE
DERELEKTRONIK UND
U¨BERTRAGUNGSTECHNIK」vol.31，No.6、
1977年６月号、245〜253ペ−ジ所載のニ−ポルド
（NIEPOLD）の論文と、スイスの雑誌
「TECHNISCHE MITTEILUNGEN PTT」
vol.52，No.3、1974年３月号、96〜106ペ−ジ所
載のドスワルド（DOSWALD）他の論文、およ
びフランスの雑誌「REVUE TECHNIQUE
THOMSON‐CSF」vol.10，No.3、1978年９
月、479〜509所載のブレメンソン
（BREMENSON）他の論文、および対応するフ
ランス特許第1222053号、米国特許第3069625号、
ならびにフランス特許第1443419号、第2180001号
に記述されている。
周波数合成器としてフエ−ズ・ロツクド・ル−プ
を用いることは周知のことであり、たとえば、
「家庭用電子製品についてのIEEEトランザクシヨ
ン（IEEE Transactions on Consumer
Electronics）」vol.CE‐24，No.1、1978年２月、
24〜32ページ所載のブリーズ（Breeze）の論文、
または上掲誌vol.CE−22，No.１、1976年２月、
62〜68ペ−ジ所載のヒリカ−（Hilliker）の論文、
あるいはフランス特許第2236318号、第2327670
号、第2257105号において記述されている。更に、
フエ−ズ・ロツクド・ル−プを周波数変調（以
下、FMと記す）波の復調器として使用すること
がドイツの雑誌「ARCHIVE
DERELEKTRONIK UND
U¨BERTRAGUNGSTECHNIK」vol.31，No.6、
1977年６月号、245〜253ペ−ジ所載のニ−ポルド
（NIEPOLD）の論文と、スイスの雑誌
「TECHNISCHE MITTEILUNGEN PTT」
vol.52，No.3、1974年３月号、96〜106ペ−ジ所
載のドスワルド（DOSWALD）他の論文、およ
びフランスの雑誌「REVUE TECHNIQUE
THOMSON‐CSF」vol.10，No.3、1978年９
月、479〜509所載のブレメンソン
（BREMENSON）他の論文、および対応するフ
ランス特許第1222053号、米国特許第3069625号、
ならびにフランス特許第1443419号、第2180001号
に記述されている。
フエ−ズ・ロツクド・ル−プを前記した２つの
用途に用いることがフランスの雑誌「TOUTE
L′ELECTRONIQUE」No.419，1977年３月、43
〜50ペ−ジ所載のザクハイム（ZAKHEIM）の
論文、および米国の雑誌「EDN」vol.22，
No.16、1977年９月５日号、59〜64ペ−ジ所載の
のマ−ジ（MURTHI）の論文において記述され
ている。
用途に用いることがフランスの雑誌「TOUTE
L′ELECTRONIQUE」No.419，1977年３月、43
〜50ペ−ジ所載のザクハイム（ZAKHEIM）の
論文、および米国の雑誌「EDN」vol.22，
No.16、1977年９月５日号、59〜64ペ−ジ所載の
のマ−ジ（MURTHI）の論文において記述され
ている。
第１図に示す先行技術によれば、FM波受信機
は独立した２つのフエ−ズ・ロツクド・ル−プを
用い、そのうちの一方のル−プを周波数変換器用
の局部発振器の周波数合成器として用い、他方の
ル−プを周波数復調に用いている。しかし、その
ような先行技術には、フエ−ズ・ロツクド・ル−
プ復調器の前段に設けられる帯域波素子の選択
度が十分に高くない場合と、隣接する周波数チヤ
ンネルで受信された信号が十分に強力である場合
の少くとも一方の事態が起る場合には、復調用の
ル−プを、混合器へ信号を提供する周波数合成器
のプログラム可能な分周器（その分周率は受信チ
ヤンネルの番号として示される）により選択され
る周波数とは異なる前記隣接チヤンネル信号の周
波数にロツクされることである。希望の周波数と
は異なる周波数に固定されることは、フエ−ズ・
ロツクド・ル−プ復調器の電圧制御発振器をポテ
ンシヨメ−タからの電圧、またはデジタル制御さ
れる電圧合成器からの電圧で前記発振器の可変容
量ダイオ−ドを逆バイアスすることにより同調さ
せる場合にも起り得る。
は独立した２つのフエ−ズ・ロツクド・ル−プを
用い、そのうちの一方のル−プを周波数変換器用
の局部発振器の周波数合成器として用い、他方の
ル−プを周波数復調に用いている。しかし、その
ような先行技術には、フエ−ズ・ロツクド・ル−
プ復調器の前段に設けられる帯域波素子の選択
度が十分に高くない場合と、隣接する周波数チヤ
ンネルで受信された信号が十分に強力である場合
の少くとも一方の事態が起る場合には、復調用の
ル−プを、混合器へ信号を提供する周波数合成器
のプログラム可能な分周器（その分周率は受信チ
ヤンネルの番号として示される）により選択され
る周波数とは異なる前記隣接チヤンネル信号の周
波数にロツクされることである。希望の周波数と
は異なる周波数に固定されることは、フエ−ズ・
ロツクド・ル−プ復調器の電圧制御発振器をポテ
ンシヨメ−タからの電圧、またはデジタル制御さ
れる電圧合成器からの電圧で前記発振器の可変容
量ダイオ−ドを逆バイアスすることにより同調さ
せる場合にも起り得る。
同調器と復調器を組合わせた本発明の装置は前
記した欠点を解消し、しかも従来のものよりも安
価である。
記した欠点を解消し、しかも従来のものよりも安
価である。
デジタル的に安定化した発振回路が米国特許第
3212023号に開示されている。この発振回路にお
いては、周波数合成に用いられ、第１の狭帯域低
域ル−プ・フイルタを含むフエ−ズ・ロツクド・
ル−プが、電圧制御発振器の出力を受けるスイツ
チング可能な分周器により供給される出力信号の
周波数を一定周波数の基準信号と比較することに
よつて、前記電圧制御発振器の発振周波数を決定
する。前記発振回路は第２の補助フエ−ズ・ロツ
クド・ル−プも有する。この第２のフエ−ズ・ロ
ツクド・ル−プにおいては電圧制御発振器の発振
信号の位相が前記基準信号の高調波の位相と比較
され、この比較の結果として得られた信号は、第
２の高周波ル−プ・フイルタで波されてから周
波数合成ル−プの第１のフイルタからの信号に加
え合わされて、発振器の周波数制御入力端子へ与
えられる。このようにして、合成ル−プのスイツ
チング可能な分周器に起因する、発振器により供
給される信号のスプリアス位相変調すなわち「ジ
ツタ」を少くしたり、なくしたりできる。
3212023号に開示されている。この発振回路にお
いては、周波数合成に用いられ、第１の狭帯域低
域ル−プ・フイルタを含むフエ−ズ・ロツクド・
ル−プが、電圧制御発振器の出力を受けるスイツ
チング可能な分周器により供給される出力信号の
周波数を一定周波数の基準信号と比較することに
よつて、前記電圧制御発振器の発振周波数を決定
する。前記発振回路は第２の補助フエ−ズ・ロツ
クド・ル−プも有する。この第２のフエ−ズ・ロ
ツクド・ル−プにおいては電圧制御発振器の発振
信号の位相が前記基準信号の高調波の位相と比較
され、この比較の結果として得られた信号は、第
２の高周波ル−プ・フイルタで波されてから周
波数合成ル−プの第１のフイルタからの信号に加
え合わされて、発振器の周波数制御入力端子へ与
えられる。このようにして、合成ル−プのスイツ
チング可能な分周器に起因する、発振器により供
給される信号のスプリアス位相変調すなわち「ジ
ツタ」を少くしたり、なくしたりできる。
本発明は、１つの電圧制御可変局部発振器に作
用する２つのフエ−ズ・ロツクド・ル−プを備え
る種類のFM波受信機用の組合わされた周波数復
調および周波数合成装置を提供するものである。
用する２つのフエ−ズ・ロツクド・ル−プを備え
る種類のFM波受信機用の組合わされた周波数復
調および周波数合成装置を提供するものである。
本発明の装置においては、とり出すべき信号で
変調されている受信波の１つを選択するための第
１の通常の周波数合成ル−プが通常の周波数復調
ル−プである第２のル−プに組合わされる。第２
のル−プの第１の位相比較器の出力端子には、第
１の合成ル−プにより決定される発振器の平均周
波数にほぼ等しい周波数の搬送波を変調している
信号が現われる。前記第１の位相比較器には、少
くとも１つ変調された搬送波と発振器の出力が与
えられる。
変調されている受信波の１つを選択するための第
１の通常の周波数合成ル−プが通常の周波数復調
ル−プである第２のル−プに組合わされる。第２
のル−プの第１の位相比較器の出力端子には、第
１の合成ル−プにより決定される発振器の平均周
波数にほぼ等しい周波数の搬送波を変調している
信号が現われる。前記第１の位相比較器には、少
くとも１つ変調された搬送波と発振器の出力が与
えられる。
本発明の装置の一実施例においては、受信変調
波の経路中の第１の位相比較器の信号入力端子の
前段に、プログラム可能な分周器の分周率を制御
するデジタル信号から得られる直流同調電圧によ
り制御される電圧同調帯域フイルタを更に有す
る。前記デジタル信号は予めプログラムされる読
取り専用メモリの並列アドレス入力端子へ与えら
れる。前記分周器はその並列デ−タ出力端子に別
のデジタル信号を発生して、そのデジタル信号を
デジタル−アナログ（Ｄ−Ａ）変換器の並列入力
端子へ与えられる。このＤ−Ａ変換器の１つの出
力端子は電圧同調フイルタの同調制御入力端子へ
接続されてその入力端子へ同調電圧を与え、その
フイルタの通過帯域の中心周波数を、第１の比較
器の入力端子に変調された搬送波が与えられてい
ない時に、電圧制御発振器の周波数にほぼ一致さ
せる。
波の経路中の第１の位相比較器の信号入力端子の
前段に、プログラム可能な分周器の分周率を制御
するデジタル信号から得られる直流同調電圧によ
り制御される電圧同調帯域フイルタを更に有す
る。前記デジタル信号は予めプログラムされる読
取り専用メモリの並列アドレス入力端子へ与えら
れる。前記分周器はその並列デ−タ出力端子に別
のデジタル信号を発生して、そのデジタル信号を
デジタル−アナログ（Ｄ−Ａ）変換器の並列入力
端子へ与えられる。このＤ−Ａ変換器の１つの出
力端子は電圧同調フイルタの同調制御入力端子へ
接続されてその入力端子へ同調電圧を与え、その
フイルタの通過帯域の中心周波数を、第１の比較
器の入力端子に変調された搬送波が与えられてい
ない時に、電圧制御発振器の周波数にほぼ一致さ
せる。
本発明の更に別の実施例は、受信変調波の経路
中の第１の位相比較器の信号入力端子の前段に可
変利得段を更に有する。この可変利得段は、PIN
ダイオ−ドが設けられる高周波減衰器でたとえば
構成される。前記可変利得段の利得は電圧で制御
できる。前記可変利得段の利得制御入力端子へ
は、第１の比較器の信号入力端子へ与えられた変
調波の振幅に比例する振幅を有する電圧が、同調
可能な帯域フイルタで波されてから、与えられ
る。第１の比較器へ与えられる搬送波の振幅を、
このようにして構成された自動利得制御ル−プに
よりほぼ一定に保つように、前記可変利得段の利
得が制御される。
中の第１の位相比較器の信号入力端子の前段に可
変利得段を更に有する。この可変利得段は、PIN
ダイオ−ドが設けられる高周波減衰器でたとえば
構成される。前記可変利得段の利得は電圧で制御
できる。前記可変利得段の利得制御入力端子へ
は、第１の比較器の信号入力端子へ与えられた変
調波の振幅に比例する振幅を有する電圧が、同調
可能な帯域フイルタで波されてから、与えられ
る。第１の比較器へ与えられる搬送波の振幅を、
このようにして構成された自動利得制御ル−プに
よりほぼ一定に保つように、前記可変利得段の利
得が制御される。
以下、図面を参照して本発明を詳細に説明す
る。
る。
図に示す周波数変調波受信機は静止衛星から送
信されたテレビジヨン信号を直接受信するための
ものである。
信されたテレビジヨン信号を直接受信するための
ものである。
第１図には、宇宙（衛星）、対流圏その他のマ
イクロ波リンク用の周波数変調（FM）波受信機
の一部がブロツク図で示されている。それらのリ
ンクに用いられる搬送波の周波数は、1977年にジ
ユネ−ブで開かれたCCIR会議で定められた、た
とえば、12GHz帯（11.7〜12.3GHz）というよう
なギガヘルツ帯である。この帯域の周波数は、静
止放送衛星（テレビジヨン放送用）により送信さ
れた信号の直接受信の可能性を試験するために、
カナダにおいて実験的に用いられた。この実験
と、それに用いた受信機については、たとえば、
英国の雑誌「The Radio and Electronic
Engineer」vol.47，No.5、1977年５月号、234〜
236ペ−ジ所載のフリ−マン（Freeman）の論
文、米国の雑誌「IEEE Transactions on
Microwave Theory and Techniques」vol.
MTT‐25，No.12、1977年12月号所載のドウビ
ル（Douville）の論文、およびvol.MTT−26，
No.10、1978年10月号720〜725ペ−ジ所載の小西
の論文、英国の雑誌「IBA Technical Review」
No.11、1978年７月、27〜35ペ−ジ所載のホ−カ
−（Hawker）の論文、米国の雑誌「IEEE
Transactions on Cable Television」vol.
CATV−３，No.3、1978年７月、112〜119ペ−
ジ所載のハレイコ（HaLayko）他の論文、など
のような数多くの文献に記載されている。
イクロ波リンク用の周波数変調（FM）波受信機
の一部がブロツク図で示されている。それらのリ
ンクに用いられる搬送波の周波数は、1977年にジ
ユネ−ブで開かれたCCIR会議で定められた、た
とえば、12GHz帯（11.7〜12.3GHz）というよう
なギガヘルツ帯である。この帯域の周波数は、静
止放送衛星（テレビジヨン放送用）により送信さ
れた信号の直接受信の可能性を試験するために、
カナダにおいて実験的に用いられた。この実験
と、それに用いた受信機については、たとえば、
英国の雑誌「The Radio and Electronic
Engineer」vol.47，No.5、1977年５月号、234〜
236ペ−ジ所載のフリ−マン（Freeman）の論
文、米国の雑誌「IEEE Transactions on
Microwave Theory and Techniques」vol.
MTT‐25，No.12、1977年12月号所載のドウビ
ル（Douville）の論文、およびvol.MTT−26，
No.10、1978年10月号720〜725ペ−ジ所載の小西
の論文、英国の雑誌「IBA Technical Review」
No.11、1978年７月、27〜35ペ−ジ所載のホ−カ
−（Hawker）の論文、米国の雑誌「IEEE
Transactions on Cable Television」vol.
CATV−３，No.3、1978年７月、112〜119ペ−
ジ所載のハレイコ（HaLayko）他の論文、など
のような数多くの文献に記載されている。
衛星により送信された搬送波を周波数変調する
テレビジヨン信号を個々に受信するためのそのよ
うな装置は、いわゆるパラボラ・アンテナ１を有
する。このパラボラ・アンテナは、直径がたとえ
ば0.7〜1.6mの回転放物面形反射器を有し、この
反射器は入射電磁波をその焦点へ向けて反射す
る。その焦点にはホ−ンの開口部またはダブレツ
トが配置される。それらのホ−ンまたはダブレツ
トは反射器により集束された電磁エネルギ−をピ
ツクアツプして、そのエネルギ−を導波管を通じ
て低ノイズヘテロダイン混合器すなわち変換器３
または平衡混合器へ送る。変換器３には少くとも
１個のシヨツトキイ・ダイオ−ド（ひ化カリウム
から作られる）が設けられ、平衡混合器には２個
または４個のシヨツトキイ・ダイオ−ドが設けら
れる。変換器３または平衡混合器は搬送波の周波
数を12GHzからそれより低い周波数へ変換する。
この目的のために、混合器３へは第１の局部発振
器４から非常に安定な周波数が与えられる。この
局部発振器４はガンダイオ−ドが設けられた発振
器で、水晶発振から、たとえば10.8GHzの信号を
供給する少くとも１つの周波数増倍器を介して与
えられる安定な周波数信号で励振される共振空胴
を有する（たとえば、前記した小西の論文、ハレ
イコの論文、ドズワルド他の論文、フリ−マンの
論文を参照のこと）。11.7〜12.2GHzの周波数帯
の搬送波の周波数をたとえば0.9〜1.4GHzの周波
数帯に変換する混合器３の出力端子には、このマ
イクロ波帯の全てのチヤンネルを含む帯域幅を含
む第１の中間周波チヤンネル出力が現われる。こ
の第１の中間周波出力は、変換器３の出力端子に
現われる受信した全ての搬送波を、広帯域（
500MHz）中間周波増幅器５によつて送ることを
可能とする。混合器３と、第１の局部発振器４
と、中間周波増幅器５とは受信機の屋外ユニツト
または無線周波ヘツド６を含む密封された電磁し
やへいケ−スの中に納められる。このケ−スはア
ンテナ１の反射器の裏面にとりつけられ、中間周
波増幅器５の出力である第１の中間周波信号およ
び直流電源電圧に関する限りは、同軸ケ−ブル７
により屋内ユニツト８へ接続される。受信すべき
隣接チヤンネルの数に応じて、第１の中間周波数
は450MHzを中心とする帯域も占める（前記ホウ
カ−の論文参照）。
テレビジヨン信号を個々に受信するためのそのよ
うな装置は、いわゆるパラボラ・アンテナ１を有
する。このパラボラ・アンテナは、直径がたとえ
ば0.7〜1.6mの回転放物面形反射器を有し、この
反射器は入射電磁波をその焦点へ向けて反射す
る。その焦点にはホ−ンの開口部またはダブレツ
トが配置される。それらのホ−ンまたはダブレツ
トは反射器により集束された電磁エネルギ−をピ
ツクアツプして、そのエネルギ−を導波管を通じ
て低ノイズヘテロダイン混合器すなわち変換器３
または平衡混合器へ送る。変換器３には少くとも
１個のシヨツトキイ・ダイオ−ド（ひ化カリウム
から作られる）が設けられ、平衡混合器には２個
または４個のシヨツトキイ・ダイオ−ドが設けら
れる。変換器３または平衡混合器は搬送波の周波
数を12GHzからそれより低い周波数へ変換する。
この目的のために、混合器３へは第１の局部発振
器４から非常に安定な周波数が与えられる。この
局部発振器４はガンダイオ−ドが設けられた発振
器で、水晶発振から、たとえば10.8GHzの信号を
供給する少くとも１つの周波数増倍器を介して与
えられる安定な周波数信号で励振される共振空胴
を有する（たとえば、前記した小西の論文、ハレ
イコの論文、ドズワルド他の論文、フリ−マンの
論文を参照のこと）。11.7〜12.2GHzの周波数帯
の搬送波の周波数をたとえば0.9〜1.4GHzの周波
数帯に変換する混合器３の出力端子には、このマ
イクロ波帯の全てのチヤンネルを含む帯域幅を含
む第１の中間周波チヤンネル出力が現われる。こ
の第１の中間周波出力は、変換器３の出力端子に
現われる受信した全ての搬送波を、広帯域（
500MHz）中間周波増幅器５によつて送ることを
可能とする。混合器３と、第１の局部発振器４
と、中間周波増幅器５とは受信機の屋外ユニツト
または無線周波ヘツド６を含む密封された電磁し
やへいケ−スの中に納められる。このケ−スはア
ンテナ１の反射器の裏面にとりつけられ、中間周
波増幅器５の出力である第１の中間周波信号およ
び直流電源電圧に関する限りは、同軸ケ−ブル７
により屋内ユニツト８へ接続される。受信すべき
隣接チヤンネルの数に応じて、第１の中間周波数
は450MHzを中心とする帯域も占める（前記ホウ
カ−の論文参照）。
前記フリ−マンの論文と、小西の論文およびホ
ウカ−の論文において、受信機は第２の他励混合
−変換器１０を更に備える。この混合−変換器１
０の一方の入力端子へは、できれば第１の帯域フ
イルタ９を介して第１の中間周波信号が与えら
れ、他方の入力端子へは、波と選択の少くとも
一方の性質を有する増幅素子１３を介して周波数
復調器１２へ送る周波数変調された信号波を含む
チヤンネルを選択するための第２の可変局部発振
器１１の出力が与えられる。前記増幅素子１３は
効率の良い自動利得制御器をなるべく備えるよう
にする。第２の中間周波数（たとえば120MHz）
を中心とする増幅素子１３の帯域幅は、テレビジ
ヨン信号（映像と音声の複合信号）により周波数
変調された搬送波の全周波数スペクトラム（約
20MHz）にほぼ等しい。
ウカ−の論文において、受信機は第２の他励混合
−変換器１０を更に備える。この混合−変換器１
０の一方の入力端子へは、できれば第１の帯域フ
イルタ９を介して第１の中間周波信号が与えら
れ、他方の入力端子へは、波と選択の少くとも
一方の性質を有する増幅素子１３を介して周波数
復調器１２へ送る周波数変調された信号波を含む
チヤンネルを選択するための第２の可変局部発振
器１１の出力が与えられる。前記増幅素子１３は
効率の良い自動利得制御器をなるべく備えるよう
にする。第２の中間周波数（たとえば120MHz）
を中心とする増幅素子１３の帯域幅は、テレビジ
ヨン信号（映像と音声の複合信号）により周波数
変調された搬送波の全周波数スペクトラム（約
20MHz）にほぼ等しい。
第１の帯域フイルタ９は、中心周波数を第１の
中間周波数（たとえば1.15GHzまたは410MHz）
とする広帯域（500MHzまたは200MHz）の固定
同調フイルタ、あるいは前記広帯域内で、１個ま
たはそれ以上の可変容量ダイオ−ドで同調できる
狭い通過帯域（少くとも20MHz）を有するフイ
ルタである。第１のフイルタ９は局部発振器１１
と同時に同調できる。この局部発振器１１はこの
場合にはフエ−ズ・ロツクド・ル−プ（PLL）
周波数合成器で構成される。
中間周波数（たとえば1.15GHzまたは410MHz）
とする広帯域（500MHzまたは200MHz）の固定
同調フイルタ、あるいは前記広帯域内で、１個ま
たはそれ以上の可変容量ダイオ−ドで同調できる
狭い通過帯域（少くとも20MHz）を有するフイ
ルタである。第１のフイルタ９は局部発振器１１
と同時に同調できる。この局部発振器１１はこの
場合にはフエ−ズ・ロツクド・ル−プ（PLL）
周波数合成器で構成される。
周波数復調器１２の入力端子へは第２の中間周
波フイルタまたは増幅器１３の出力が与えられ
る。周波数復調器１２の入力端子は第１の位相比
較器１４の第１の入力端子で構成される。位相比
較器１４の第２の入力端子へは第１の電圧制御発
振器（VCO）１５の出力が与えられる。第１の
位相比較器１４の出力は第１の低域フイルタ１６
へ与えられる。このフイルタ１６の遮断周波数
は、搬送波を周波数変調する信号の最高周波数成
分の周波数より低くてはならない。この１の低域
フイルタ１６の出力は第１の直流増幅器１７を介
してVCO１５の周波数制御入力端子１８へ与え
られるとともに、復調器１２の出力端子１９へ与
えられる。このようにして復調器１２はフエ−
ズ・ロツクド・ル−プを構成し、このル−プの
VCO１５は、その制御入力端子１８へ与えられ
る制御信号により周波数変調される変換された搬
送波の周波数偏移に追従する。前記制御信号は、
第１の位相比較器１４により供給される誤差信号
から得られるもので、変調信号に一致する（起り
得る直流レベル誤差は除く）。
波フイルタまたは増幅器１３の出力が与えられ
る。周波数復調器１２の入力端子は第１の位相比
較器１４の第１の入力端子で構成される。位相比
較器１４の第２の入力端子へは第１の電圧制御発
振器（VCO）１５の出力が与えられる。第１の
位相比較器１４の出力は第１の低域フイルタ１６
へ与えられる。このフイルタ１６の遮断周波数
は、搬送波を周波数変調する信号の最高周波数成
分の周波数より低くてはならない。この１の低域
フイルタ１６の出力は第１の直流増幅器１７を介
してVCO１５の周波数制御入力端子１８へ与え
られるとともに、復調器１２の出力端子１９へ与
えられる。このようにして復調器１２はフエ−
ズ・ロツクド・ル−プを構成し、このル−プの
VCO１５は、その制御入力端子１８へ与えられ
る制御信号により周波数変調される変換された搬
送波の周波数偏移に追従する。前記制御信号は、
第１の位相比較器１４により供給される誤差信号
から得られるもので、変調信号に一致する（起り
得る直流レベル誤差は除く）。
衛星リンクにフエ−ズ・ロツクド・ル−プ周波
数合成器を用いることが、前記ドズワルド他の論
文（108ペ−ジ）において推奨されている。
数合成器を用いることが、前記ドズワルド他の論
文（108ペ−ジ）において推奨されている。
周波数復調器１２の出力端子１９はこの装置の
出力端子２０へ接続される。この出力端子２０に
は複合カラ−映像信号と、音声信号（可聴周波
数）により周波数変調された音声副搬送波が供給
される。この副搬送波の周波数は5.14MHzであ
る（前記フリ−マンの論文、ハレイコの論文また
はホウカ−の論文を参照のこと）。
出力端子２０へ接続される。この出力端子２０に
は複合カラ−映像信号と、音声信号（可聴周波
数）により周波数変調された音声副搬送波が供給
される。この副搬送波の周波数は5.14MHzであ
る（前記フリ−マンの論文、ハレイコの論文また
はホウカ−の論文を参照のこと）。
第２の局部発振器１１すなわち周波数合成器は
前記ヒリカーの論文およびプリーズの論文に記載
されているようにして構成される。この第２の局
部発振器１１は第２の電圧制御発振器（VCO）
１２を有する。このVCO１２の出力は第２の他
励混合器１０の１つの入力端子と、一定の整数で
ある分周率（Ｐ）を有するプリスケーラー２２の
入力端子へ与えられる。このプリスケーラー２２
の出力端子はデジタ制御されるプログラム可能な
分周器すなわちカウンタ２３の入力端子に接続さ
れる。
前記ヒリカーの論文およびプリーズの論文に記載
されているようにして構成される。この第２の局
部発振器１１は第２の電圧制御発振器（VCO）
１２を有する。このVCO１２の出力は第２の他
励混合器１０の１つの入力端子と、一定の整数で
ある分周率（Ｐ）を有するプリスケーラー２２の
入力端子へ与えられる。このプリスケーラー２２
の出力端子はデジタ制御されるプログラム可能な
分周器すなわちカウンタ２３の入力端子に接続さ
れる。
分周器２３の分周率Ｎは変えることができる整
数であつて、その並列の制御入力端子へ同時に与
えられる２進数より成る語で制御される。この制
御信号すなわち制御語は、10進キーボードと、こ
のキーボードのキーを逐次押すことにより選択さ
れたチヤンネル番号を表示する要素とを有する通
常のデジタル制御回路２４により供給される。
数であつて、その並列の制御入力端子へ同時に与
えられる２進数より成る語で制御される。この制
御信号すなわち制御語は、10進キーボードと、こ
のキーボードのキーを逐次押すことにより選択さ
れたチヤンネル番号を表示する要素とを有する通
常のデジタル制御回路２４により供給される。
プログラム可能な分周器２３の出力端子は第２
の位相（および周波数）比較器２５の第１の入力
端子へ接続される。この比較器２５の第２の入力
端子へは基準発振器２６の出力が与えられる。こ
の基準発振器２６の非常に安定な周波数FQは水
晶共振子２７によつて制御される。この周波数
FQは局部発振器の周波数FLOを変化させるピツチ
を決定する。周波数FLOはPNFQに等しい。ここ
に、ＰとFQは一定であり、Ｎは可変整数である。
の位相（および周波数）比較器２５の第１の入力
端子へ接続される。この比較器２５の第２の入力
端子へは基準発振器２６の出力が与えられる。こ
の基準発振器２６の非常に安定な周波数FQは水
晶共振子２７によつて制御される。この周波数
FQは局部発振器の周波数FLOを変化させるピツチ
を決定する。周波数FLOはPNFQに等しい。ここ
に、ＰとFQは一定であり、Ｎは可変整数である。
第２の位相比較器２５の出力は第２の低域フイ
ルタ（すわち積分器）２８へ与えられ、このフイ
ルタ２８の出力は第２の直流増幅器２９へ与えら
れる。フイルタ２８と増幅器２９を組合わせて、
統合された演算増幅器を含む能動低域フイルタを
構成できる。このフイルタの帰還回路網により決
定される比較的低い遮断周波数は、チヤンネルの
変更中の希望のロツタ速度に依存する。第２の直
流増幅器２９の出力端子は第２の電圧制御発振器
（VCO）２１の周波数制御入力端子３０へ接続さ
れる。
ルタ（すわち積分器）２８へ与えられ、このフイ
ルタ２８の出力は第２の直流増幅器２９へ与えら
れる。フイルタ２８と増幅器２９を組合わせて、
統合された演算増幅器を含む能動低域フイルタを
構成できる。このフイルタの帰還回路網により決
定される比較的低い遮断周波数は、チヤンネルの
変更中の希望のロツタ速度に依存する。第２の直
流増幅器２９の出力端子は第２の電圧制御発振器
（VCO）２１の周波数制御入力端子３０へ接続さ
れる。
前記したように、第２のフイルタ１３と、おそ
らくは第１のフイルタ９との波特性が不十分で
ある事態と、波された変調波の振幅が小さすぎ
るか零である事態との少なくとも１つの事態が起
ると、PLL復調器１２は隣接チヤンネルの信号
または任意の混変調信号にロツクされることがあ
り、出力端子２０に供給される信号は、デジタル
制御回路２４により表示されているチヤンネルに
より伝送されたものではない。
らくは第１のフイルタ９との波特性が不十分で
ある事態と、波された変調波の振幅が小さすぎ
るか零である事態との少なくとも１つの事態が起
ると、PLL復調器１２は隣接チヤンネルの信号
または任意の混変調信号にロツクされることがあ
り、出力端子２０に供給される信号は、デジタル
制御回路２４により表示されているチヤンネルに
より伝送されたものではない。
第２図には周波数復調器と周波数合成器同調器
を本発明に従つて組合わせた装置を有する、第１
図に示されているFM波受信機に類似するFM波
受信機のブロツク図が示されている。本発明の装
置では、復調器のループは、プログラム可能な分
周器により選択されたチヤンネルの搬送波周波数
のみにロツクされる。
を本発明に従つて組合わせた装置を有する、第１
図に示されているFM波受信機に類似するFM波
受信機のブロツク図が示されている。本発明の装
置では、復調器のループは、プログラム可能な分
周器により選択されたチヤンネルの搬送波周波数
のみにロツクされる。
第２図に示されている受信機の無線周波数ヘツ
ド６の出力端子もケーブル７により屋内ユニツト
８０へ接続される。この屋内ユニツト８０の第１
の段はたとえばPINダイオード減衰器のような広
帯域（500MHz）の可変利得素子３１で、この素
子３１の減衰度はその利得制御入力端子３４へ与
えられる直流電圧により制御される。可変利得素
子すなわち可変減衰器３１は、搬送波の検出され
た振幅をアナログ−デジタル変換器（図示せず）
へ加えることにより、デジタル的に制御すること
もできる。減衰器３１の出力は、0.9〜1.4GHz帯
で同調させることができ、かつ単一チヤンネルの
変調された搬送波だけを通す。帯域幅が比較的狭
い（≦20MHz）同調帯域フイルタ９０へ与えら
れる。フイルタ９０はその同調制御入力端子９１
へ与えられる直流同調電圧により同調させられ
る。この直流同調電圧は、フイルタ９０の通過帯
域の中心周波数が、選択されたチヤンネルの変調
されていない減衰器の周波数にほぼ一致するよう
に、フイルタ９０に含まれている可変容量ダイオ
ードをバイアスする。
ド６の出力端子もケーブル７により屋内ユニツト
８０へ接続される。この屋内ユニツト８０の第１
の段はたとえばPINダイオード減衰器のような広
帯域（500MHz）の可変利得素子３１で、この素
子３１の減衰度はその利得制御入力端子３４へ与
えられる直流電圧により制御される。可変利得素
子すなわち可変減衰器３１は、搬送波の検出され
た振幅をアナログ−デジタル変換器（図示せず）
へ加えることにより、デジタル的に制御すること
もできる。減衰器３１の出力は、0.9〜1.4GHz帯
で同調させることができ、かつ単一チヤンネルの
変調された搬送波だけを通す。帯域幅が比較的狭
い（≦20MHz）同調帯域フイルタ９０へ与えら
れる。フイルタ９０はその同調制御入力端子９１
へ与えられる直流同調電圧により同調させられ
る。この直流同調電圧は、フイルタ９０の通過帯
域の中心周波数が、選択されたチヤンネルの変調
されていない減衰器の周波数にほぼ一致するよう
に、フイルタ９０に含まれている可変容量ダイオ
ードをバイアスする。
帯域フイルタ９０の出力端子は広帯域増幅器３
２（中心周波数約1.15GHzで500MHz）の入力端
子へ接続される。この増幅器の２つの出力端子
は、復調器ループ１２０に属する第２の位相比較
器１４０の信号入力端子と、可変減衰器すなわち
可変利得素子３１の制御回路３３の入力端子へ接
続される。この制御回路３３は変調された搬送波
の振幅（最大値）を検出するためのダイオード
と、低域フイルタと、直流増幅器とを有する。こ
れらのダイオードと低域フイルタを組合わせて能
動低域フイルタを構成できる。制御回路３３は、
可変減衰器３１の減衰度（利得の逆数）が搬送波
の振幅に比例するように、搬送波の振幅に比例す
る直流電圧を減衰器３１の利得制御入力端子３４
へ出力を与える。このようにして非常に効率の良
い自動利得制御が行われる。そのために復調器１
２０に与えられる変調された搬送波の振幅は、受
信機への入力信号の強さが広範囲に変化してもほ
ぼ一定にされる。
２（中心周波数約1.15GHzで500MHz）の入力端
子へ接続される。この増幅器の２つの出力端子
は、復調器ループ１２０に属する第２の位相比較
器１４０の信号入力端子と、可変減衰器すなわち
可変利得素子３１の制御回路３３の入力端子へ接
続される。この制御回路３３は変調された搬送波
の振幅（最大値）を検出するためのダイオード
と、低域フイルタと、直流増幅器とを有する。こ
れらのダイオードと低域フイルタを組合わせて能
動低域フイルタを構成できる。制御回路３３は、
可変減衰器３１の減衰度（利得の逆数）が搬送波
の振幅に比例するように、搬送波の振幅に比例す
る直流電圧を減衰器３１の利得制御入力端子３４
へ出力を与える。このようにして非常に効率の良
い自動利得制御が行われる。そのために復調器１
２０に与えられる変調された搬送波の振幅は、受
信機への入力信号の強さが広範囲に変化してもほ
ぼ一定にされる。
第１の位相比較器１４０の第２の入力端子は、
復調器ループ１２０と受信機の周波数合成器ルー
プ１１０とに共通のVCO１５０の出力端子へ接
続される。したがつて、VCO１５０は約0.9〜
1.4GHzの周波数帯で発振できねばならない。こ
のことは用いられる部品（高周波トランジスタ、
可変容量ダイオード）と、第１の位相比較器１４
０の構成との選択にとつて重要である。第１の比
較器１４０はなるべく対称的な混合器（たとえば
リング型「平衡混合器」とも呼ばれる）、したが
つて非直線混合器にする（前記ブレメンソンの論
文参照）。
復調器ループ１２０と受信機の周波数合成器ルー
プ１１０とに共通のVCO１５０の出力端子へ接
続される。したがつて、VCO１５０は約0.9〜
1.4GHzの周波数帯で発振できねばならない。こ
のことは用いられる部品（高周波トランジスタ、
可変容量ダイオード）と、第１の位相比較器１４
０の構成との選択にとつて重要である。第１の比
較器１４０はなるべく対称的な混合器（たとえば
リング型「平衡混合器」とも呼ばれる）、したが
つて非直線混合器にする（前記ブレメンソンの論
文参照）。
第１の位相比較器１４０の出力は第１の受動低
域フイルタ１６０へ与えられる。このフイルタ１
６０の通過帯域は複合カラー映像信号（約
5MHz）と、周波数変調された音声副搬送波
（5.5MHzにおいて）との周波数帯を含まねばな
らない。この第１のフイルタ１６０は、下側遮断
周波数がたとえば50Hz以下、上側遮断周波数が
たとえば5.3MHzである帯域フイルタの形とする
ことができる。この場合にはフイルタ１６０は第
１の比較器により発生される信号のいわゆる「誤
差信号」路中に挿入される直流結合コンデンサを
備えることができる。フイルタ１６０の出力は映
像増幅器１７０を介してアナログ加算器３９の第
１の入力端子へ与えられる。このアナログ加算器
３９は２つのループ１１０と１２０からの信号を
加え合わせて、その和をVCO１５０の周波数制
御入力端子へ与える。
域フイルタ１６０へ与えられる。このフイルタ１
６０の通過帯域は複合カラー映像信号（約
5MHz）と、周波数変調された音声副搬送波
（5.5MHzにおいて）との周波数帯を含まねばな
らない。この第１のフイルタ１６０は、下側遮断
周波数がたとえば50Hz以下、上側遮断周波数が
たとえば5.3MHzである帯域フイルタの形とする
ことができる。この場合にはフイルタ１６０は第
１の比較器により発生される信号のいわゆる「誤
差信号」路中に挿入される直流結合コンデンサを
備えることができる。フイルタ１６０の出力は映
像増幅器１７０を介してアナログ加算器３９の第
１の入力端子へ与えられる。このアナログ加算器
３９は２つのループ１１０と１２０からの信号を
加え合わせて、その和をVCO１５０の周波数制
御入力端子へ与える。
このVCO１５０の出力は、継続接続されてい
るプリスケーラー２２とプログラムできる分周器
２３とを介して、第２の位相（および周波数）比
較器２５の第１の入力端子へ与えられる。この比
較器２５は第１の位相比較器１４０が動作する周
波数よりも十分に低い周波数で動作する。第２の
位相比較器２５の他の入力端子へは基準発振器２
６の出力がいわゆる「基準」分周器３８を介して
与えられる。この基準発振器２６は水晶共振子２
７により制御される。分周器３８の分周率Ｒは一
定である。
るプリスケーラー２２とプログラムできる分周器
２３とを介して、第２の位相（および周波数）比
較器２５の第１の入力端子へ与えられる。この比
較器２５は第１の位相比較器１４０が動作する周
波数よりも十分に低い周波数で動作する。第２の
位相比較器２５の他の入力端子へは基準発振器２
６の出力がいわゆる「基準」分周器３８を介して
与えられる。この基準発振器２６は水晶共振子２
７により制御される。分周器３８の分周率Ｒは一
定である。
ここで、第２の位相比較器２５はモトローラ・
セミコンダクタ・プロダクツ社（Motorola
Semiconductor Products、Inc.）」により製造さ
れているMC−4344型またはMC−4044型「位相
−周波数検出器」ハイブリツド集積回路で構成で
きる。
セミコンダクタ・プロダクツ社（Motorola
Semiconductor Products、Inc.）」により製造さ
れているMC−4344型またはMC−4044型「位相
−周波数検出器」ハイブリツド集積回路で構成で
きる。
第２の位相比較器２５の出力は第２の低域フイ
ルタ２８の入力端子へ与えられる。このフイルタ
２８はその出力端子に接続される直流増幅器２９
に組合わされて、統合された演算増幅器を含む能
動低域フイルタを構成できる（前記ブレメンソン
の論文参照）。直流増幅器２９の出力はアナログ
加算器３９の第２の入力端子へ与えられてこの周
波数合成器ループを閉じるとともに、１つの
VCO１５０により周波数合成器ループと復調器
ループとを組合わせる。第２の低域フイルタ２８
の積分時定数に逆比例するフイルタ２８の上側遮
断周波数（前記ブレメンソンの論文において
1KHz以下）は、ここで説明している場合では、
テレビジヨン信号のフレーム周波数（50Hzまた
は60Hz）以下になるべくする。そうすると、
VCO150の平均周波数を決定する周波数合成器ル
ープ１１０の長い応答時間のために、このVCO
は搬送波を変調する信号、すなわち、第１低域フ
イルタ１６０により供給される複合映像信号と、
それに重畳されている音声副搬送波との瞬時振幅
に依存する可変周波数を発生する。いいかえれ
ば、周波数合成器ループ１１０のフイルタ２８の
時定数は、VCO１５０の周波数が復調器ループ
１２０の入力端子へ与えられ周波数変調された搬
送波の周波数偏移に追従できるようなやり方で選
択される。これは周波数合成器ループ１１０によ
り決定される中心周波数にほぼ等しい。この中心
周波数はプログラムできる分周器により選択され
たチヤンネルの搬送波の無変調時周波数とはほと
んど異ならない。その理由は、１つのVCO１５
０の周波数を受信波が存在していなくても、ある
与えられた値に保たせる周波数合成器ループが存
在するために、本発明の組合わされている周波数
合成器ループと周波数復調器ループのロツク範囲
が、第１図に示されている従来のPLL復調器１
５のロツク範囲より十分に狭くなつているからで
ある。
ルタ２８の入力端子へ与えられる。このフイルタ
２８はその出力端子に接続される直流増幅器２９
に組合わされて、統合された演算増幅器を含む能
動低域フイルタを構成できる（前記ブレメンソン
の論文参照）。直流増幅器２９の出力はアナログ
加算器３９の第２の入力端子へ与えられてこの周
波数合成器ループを閉じるとともに、１つの
VCO１５０により周波数合成器ループと復調器
ループとを組合わせる。第２の低域フイルタ２８
の積分時定数に逆比例するフイルタ２８の上側遮
断周波数（前記ブレメンソンの論文において
1KHz以下）は、ここで説明している場合では、
テレビジヨン信号のフレーム周波数（50Hzまた
は60Hz）以下になるべくする。そうすると、
VCO150の平均周波数を決定する周波数合成器ル
ープ１１０の長い応答時間のために、このVCO
は搬送波を変調する信号、すなわち、第１低域フ
イルタ１６０により供給される複合映像信号と、
それに重畳されている音声副搬送波との瞬時振幅
に依存する可変周波数を発生する。いいかえれ
ば、周波数合成器ループ１１０のフイルタ２８の
時定数は、VCO１５０の周波数が復調器ループ
１２０の入力端子へ与えられ周波数変調された搬
送波の周波数偏移に追従できるようなやり方で選
択される。これは周波数合成器ループ１１０によ
り決定される中心周波数にほぼ等しい。この中心
周波数はプログラムできる分周器により選択され
たチヤンネルの搬送波の無変調時周波数とはほと
んど異ならない。その理由は、１つのVCO１５
０の周波数を受信波が存在していなくても、ある
与えられた値に保たせる周波数合成器ループが存
在するために、本発明の組合わされている周波数
合成器ループと周波数復調器ループのロツク範囲
が、第１図に示されている従来のPLL復調器１
５のロツク範囲より十分に狭くなつているからで
ある。
VCO１５０の感度（100MHz／ボルトのオー
ダーである）により決定される周波数復調器ルー
プ１２０の高い利得のために、映像増幅器１７０
は周波数復調器ループ１２０の出力端子１９の後
段に設けることができることに注意すべきである
（前記ブレメンソン他の論文を参照のこと）。
ダーである）により決定される周波数復調器ルー
プ１２０の高い利得のために、映像増幅器１７０
は周波数復調器ループ１２０の出力端子１９の後
段に設けることができることに注意すべきである
（前記ブレメンソン他の論文を参照のこと）。
フエーズ・ロツクド・ループを含む前記周波数
復調器と周波数合成器の組合わせを含む復調器お
よび同調器（チヤンネル選択器）を有するこの受
信機の有利な実施例においては、プログラム可能
な分周器２３の可変分周率Ｎを制御するデジタル
制御回路２４は、電圧で同調できる帯域フイルタ
９０の狭い通過帯域（20MHz）の中心周波数が、
選択されたチヤンネルの搬送波の無変調時の周波
数と、周波数合成器ループ１１０により形成され
るVCO１５０の（入力信号がない時の）発振周
波数とにほぼ等しいように、フイルタ９０の同調
も制御できる。このために、デジタル制御回路２
４の並列出力端子はプログラム可能な読取り専用
メモリ（PROM）３５の並列アドレス入力端子
へも接続される。PROM３５の並列データ出力
はデジタル−アナログ（Ｄ／Ａ）変換器３６の並
列入力端子へそれぞれ与えられる。PROM３５
は、与えられた伝送チヤンネル番号に対応する語
によりアドレスされた時に、２進数により構成さ
れて、Ｄ／Ａ変換器３６の出力端子３７における
所定の直流同調電圧レベルに対応する制御語を供
給して、フイルタ９０の中心周波数が選択された
チヤンネルの中心周波数にほぼ等しくなるように
予めプログラムされる。それからフイルタ９０の
可変容量ダイオードを逆バイアスするように、
Ｄ／Ａ変換器３６の出力端子３７がフイルタ９０
の同調制御入力端子９１へ接続される。
復調器と周波数合成器の組合わせを含む復調器お
よび同調器（チヤンネル選択器）を有するこの受
信機の有利な実施例においては、プログラム可能
な分周器２３の可変分周率Ｎを制御するデジタル
制御回路２４は、電圧で同調できる帯域フイルタ
９０の狭い通過帯域（20MHz）の中心周波数が、
選択されたチヤンネルの搬送波の無変調時の周波
数と、周波数合成器ループ１１０により形成され
るVCO１５０の（入力信号がない時の）発振周
波数とにほぼ等しいように、フイルタ９０の同調
も制御できる。このために、デジタル制御回路２
４の並列出力端子はプログラム可能な読取り専用
メモリ（PROM）３５の並列アドレス入力端子
へも接続される。PROM３５の並列データ出力
はデジタル−アナログ（Ｄ／Ａ）変換器３６の並
列入力端子へそれぞれ与えられる。PROM３５
は、与えられた伝送チヤンネル番号に対応する語
によりアドレスされた時に、２進数により構成さ
れて、Ｄ／Ａ変換器３６の出力端子３７における
所定の直流同調電圧レベルに対応する制御語を供
給して、フイルタ９０の中心周波数が選択された
チヤンネルの中心周波数にほぼ等しくなるように
予めプログラムされる。それからフイルタ９０の
可変容量ダイオードを逆バイアスするように、
Ｄ／Ａ変換器３６の出力端子３７がフイルタ９０
の同調制御入力端子９１へ接続される。
動作周波数範囲はプログラム可能な分周器２３
の分周率の範囲に依存することに注意すべきであ
る。
の分周率の範囲に依存することに注意すべきであ
る。
また、この組合わされた周波数復調器と合成器
は、1.5GHzより低い周波数帯内の周波数変調波
受信機にも用いることできることにも注意すべき
である。この場合には、無線周波数ヘツド６の入
力混合器−変換器３，４は省くことができ、アン
テナ１は低ノイズで、おそらくは可変利得の高周
波増幅器に直結できる。この場合には、この高周
波増幅器の入力側または出力側の少くとも一方に
フイルタ９０に類似する同調可能なフイルタを設
けることができる。
は、1.5GHzより低い周波数帯内の周波数変調波
受信機にも用いることできることにも注意すべき
である。この場合には、無線周波数ヘツド６の入
力混合器−変換器３，４は省くことができ、アン
テナ１は低ノイズで、おそらくは可変利得の高周
波増幅器に直結できる。この場合には、この高周
波増幅器の入力側または出力側の少くとも一方に
フイルタ９０に類似する同調可能なフイルタを設
けることができる。
第１図は第１のフエーズ・ロツクド・ループを
含む周波数合成器により制御される局部発振器に
より信号を与えられる他励変換器同調器と、第１
のフエーズ・ロツクド・ループとは独立している
第２のフーズ・ロツクド・ループを有する周波数
復調器とを備える先行技術の周波数変調波受信機
のブロツク図、第２図は本発明の組合わされた周
波数復調器と周波数合成器を備える周波数変調波
受信機のブロツク図である。 ２２…プリスケーラー、２３…プログラム可能
な分周器、２４…デジタル制御回路、２５，１４
０…位相比較器、２６…基準発振器、２８，１６
０…低域フイルタ、３１…可変利得段、３５…
PROM、３６…Ｄ／Ａ変換器、３９…アナログ
加算器、９０…同調可能な帯域フイルタ、１１０
…周波数合成器ループ、１２０…周波数合成器ル
ープ、１５０…局部発振器。
含む周波数合成器により制御される局部発振器に
より信号を与えられる他励変換器同調器と、第１
のフエーズ・ロツクド・ループとは独立している
第２のフーズ・ロツクド・ループを有する周波数
復調器とを備える先行技術の周波数変調波受信機
のブロツク図、第２図は本発明の組合わされた周
波数復調器と周波数合成器を備える周波数変調波
受信機のブロツク図である。 ２２…プリスケーラー、２３…プログラム可能
な分周器、２４…デジタル制御回路、２５，１４
０…位相比較器、２６…基準発振器、２８，１６
０…低域フイルタ、３１…可変利得段、３５…
PROM、３６…Ｄ／Ａ変換器、３９…アナログ
加算器、９０…同調可能な帯域フイルタ、１１０
…周波数合成器ループ、１２０…周波数合成器ル
ープ、１５０…局部発振器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 可変周波数を発生する１つの電圧制御局部発
振器１５０に作用する２つのフエ−ズ・ロツク
ド・ル−プ１１０，１２０を備える周波数変調波
受信機用の周波数復調合成装置であつて、 前記第１のル−プ１１０は取り出すべき信号で
変調されている受信した搬送波の１つを選択する
ための通常の周波数合成ル−プであつて、局部発
振器１５０の平均周波数を決定し、 前記第１の合成ル−プ１１０に通常の復調ル−
プである第２のル−プ１２０が組合わされ、この
第２のル−プ１２０は位相比較器１４０を含み、
この位相比較器１４０の信号入力端子は少くとも
１つの変調された搬送波を受け、前記位相比較器
１４０の他の入力端子は前記局部発振器１５０に
より供給される局部発振波を受け、それにより前
記第１のル−プにより決定される前記局部発振器
の平均周波数にほぼ等しい周波数を有する搬送波
を変調している信号が前記第２ル−プの出力端子
に生じることを特徴とする周波数変調波受信機用
の周波復調および合成装置。 ２ 特許請求の範囲第１項記載の装置であつて、
第１の合成ル−プ１１０は局部発振器１５０の出
力を受ける分周器を有し、この分周器は一定の分
周率（Ｐ）を有するプレスケ−ラ−２２と、可変
分周率（Ｎ）を有するプログラム可能な分周器２
３と、第２の位相比較器２５と、第１の低域フイ
ルタ２８とを縦続接続して含み、前記第２の復調
ル−プ１２０は第１の位相比較器１４０に加えて
第１の帯域フイルタまたは第２の低域フイルタ１
６０を備え、前記プログラム可能な分周器２３の
分周率（Ｎ）はデジタル制御回路２４により制御
され、前記第２の位相比較器２５へはプログラム
可能な分周器２３の出力と、水晶共振子２７を有
する安定な基準発振器２６の出力とが与えられ、
前記第１の低域フイルタ２８は第２の位相比較器
２５の出力を受け、前記第１の合成ル−プ１１０
は第１の誤差信号を局部発振器１５０の周波数制
御入口端子を与え、前記第２の帯域フイルタまた
は低域フイルタ１６は第１の比較器１４０の出力
を受けて変調信号に対応する第２の信号を発生
し、前記装置はアナログ加算器３９を更に備え、
このアナログ加算器３９は前記第２の信号を第１
の誤差信号に加え合せて、それら２つの信号の和
を局部発振器１５０の周波数制御入力端子へ与え
ることを特徴とする装置。 ３ 特許請求の範囲第２項記載の装置であつて、
第１の合成ル−プ１１０の第１の低域フイルタ２
８の遮断周波数は受信する搬送波を変調する信号
の最低周波数成分よりも低く選択され、前記信号
は、複合ビデオ信号の場合には、フレ−ム周波数
により形成され、第２の復調ル−プ１２０の第２
のフイルタ１６０の帯域には複合ビデオ信号と量
畳される音声副搬送波の全周波数スペクトラムが
含まれることを特徴とする装置。 ４ 可変周波数を発生する１つの電圧制御局部発
振器１５０に作用する２つのフエ−ズ・ロツク
ド・ル−プ１１０，１２０を備える周波数変調波
受信機用の周波数復調合成装置であつて、 前記第１のル−プ１１０は取り出すべき信号で
変調されている受信した搬送波の１つを選択する
ための通常の周波数合成ル−プであつて、局部発
振器１５０の平均周波数を決定し、 前記第１の合成ル−プ１１０に通常の復調ル−
プである第２のル−プ１２０が組合わされ、この
第２のル−プ１２０は位相比較器１４０を含み、
この位相比較器１４０の信号入力端子は少くとも
１つの変調された搬送波を受け、前記位相比較器
１４０の他の入力端子は前記局部発振器１５０に
より供給される局部発振波を受け、それにより前
記第１のル−プにより決定される前記局部発振器
の平均周波数にほぼ等しい周波数を有する搬送波
を変調している信号が前記第２ル−プの出力端子
に生じ、 同調可能な帯域フイルタ９０を更に備え、この
帯域フイルタ９０は受信搬送波の経路中で第１の
位相比較器１４０の信号入力端子の前段に挿入さ
れ、前記帯域フイルタ９０はその同調制御入力端
子９１に与えられる直流同調電圧により、複数の
伝送チヤンネルを含む周波数帯域内で同調でき、
前記帯域フイルタ９０の帯域幅には単一の搬送波
とその変調成分とのスペクトラムが含まれ、前記
帯域フイルタ９０は、プログラム可能な分周器２
３を制御するために、デジタル制御回路２４によ
り与えられる制御信号によつてチヤンネルの選択
と同時に同調させられることを特徴とする装置。 ５ 可変周波数を発生する１つの電圧制御局部発
振器１５０に作用する２つのフエ−ズ・ロツク
ド・ル−プ１１０，１２０を備える周波数変調波
受信機用の周波数復調合成装置であつて、 前記第１のル−プ１１０は取り出すべき信号で
変調されている受信した搬送波の１つを選択する
ための通常の周波数合成ル−プであつて、局部発
振器１５０の平均周波数を決定し、 前記第１の合成ル−プ１１０に通常の復調ル−
プである第２のル−プ１２０が組合わされ、この
第２のル−プ１２０は位相比較器１４０を含み、
この位相比較器１４０の信号入力端子は少くとも
１つの変調された搬送波を受け、前記位相比較器
１４０の他の入力端子は前記局部発振器１５０に
より供給される局部発振波を受け、それにより前
記第１のル−プにより決定される前記局部発振器
の平均周波数にほぼ等しい周波数を有する搬送波
を変調している信号が前記第２ル−プの出力端子
に生じ、 同調可能な帯域フイルタ９０を更に備え、この
帯域フイルタ９０は受信搬送波の経路中で第１の
位相比較器１４０の信号入力端子の前段に挿入さ
れ、前記帯域フイルタ９０はその同調制御入力端
子９１に与えられる直流同調電圧により、複数の
伝送チヤンネルを含む周波数帯域内で同調でき、
前記帯域フイルタ９０の帯域幅には単一の搬送波
とその変調成分とのスペクトラムが含まれ、前記
帯域フイルタ９０は、プログラム可能な分周器２
３を制御するために、デジタル制御回路２４によ
り与えられる制御信号によつてチヤンネルの選択
と同時に同調させられ、 デジタル制御回路２４の並列出力はプログラム
可能な読取り専用メモリ３５の並列アドレス入力
端子へも与えられ、前記メモリ（３５）の並列デ
−タ出力はデジタル−アナログ変換器３６の並列
入力端子へそれぞれ与えられ、前記デジタル−ア
ナログ変換器３６は同調電圧出力を前記帯域フイ
ルタ９０の同調制御入力端子９１へ与え、それに
よりその帯域フイルタ９０の中心周波数を電圧制
御発振器１５０の平均周波数にほぼ同調させるこ
とを特徴とする装置。 ６ 可変周波数を発生する１つの電圧制御局部発
振器１５０に作用する２つのフエ−ズ・ロツク
ド・ル−プ１１０，１２０を備える周波数変調波
受信機用の周波数復調合成装置であつて、 前記第１のル−プ１１０は取り出すべき信号で
変調されている受信した搬送波の１つを選択する
ための通常の周波数合成ル−プであつて、局部発
振器１５０の平均周波数を決定し、 前記第１の合成ル−プ１１０に通常の復調ル−
プである第２のル−プ１２０が組合わされ、この
第２のル−プ１２０は位相比較器１４０を含み、
この位相比較器１４０の信号入力端子は少くとも
１つの変調された搬送波を受け、前記位相比較器
１４０の他の入力端子は前記局部発振器１５０に
より供給される局部発振波を受け、それにより前
記第１のル−プにより決定される前記局部発振器
の平均周波数にほぼ等しい周波数を有する搬送波
を変調している信号が前記第２ル−プの出力端子
に生じ、 可変利得段３１を更に備え、この可変利得段は
受信搬送波の経路中で第１の位相比較器１４０の
信号入力端子より前段に挿入され、前記可変利得
段３１の利得制御入力端子３４へ直流の利得制御
電圧が与えられ、この電圧のレベルは可変利得段
の出力端子における搬送波のピ−ク振幅に比例
し、前記電圧は入力信号の振幅の広い範囲にわた
つて前記可変利得段３１の出力信号の振幅をほぼ
一定に保つように可変利得段の利得を制御するこ
とを特徴とする装置。 ７ 特許請求の範囲第６項記載の装置であつて、
可変利得段３１はPINダイオ−ド可変減衰器で形
成されることを特徴とする装置。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8009387A FR2481549A1 (fr) | 1980-04-25 | 1980-04-25 | Dispositif de synthese et de demodulation combinees pour recepteurs d'ondes modulees en frequence et recepteur le comportant |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56169910A JPS56169910A (en) | 1981-12-26 |
| JPH0244162B2 true JPH0244162B2 (ja) | 1990-10-03 |
Family
ID=9241371
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6232281A Granted JPS56169910A (en) | 1980-04-25 | 1981-04-24 | Frequency demodulation synthesizer for frequency modulation wave receiver |
Country Status (9)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4472685A (ja) |
| EP (1) | EP0039275B1 (ja) |
| JP (1) | JPS56169910A (ja) |
| AT (1) | ATE6971T1 (ja) |
| AU (1) | AU543030B2 (ja) |
| DE (1) | DE3162934D1 (ja) |
| ES (1) | ES8203181A1 (ja) |
| FR (1) | FR2481549A1 (ja) |
| IN (1) | IN155861B (ja) |
Cited By (1)
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|---|---|---|---|---|
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