JPH0245438B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、高周波インバータの制御素子に電
界効果トランジスタを用いて振動性負荷に高周波
出力を供給する高周波電源装置の制御方法に関
し、負荷を流れる出力電流の位相を出力電圧の位
相より常に遅れ位相に制御し、制御素子の内部に
派生するダイオードの逆回復電流による制御素子
の破壊を防止するものである。

一般に、フエライト振動子等を振動させる超音
波発振器や誘導加熱器などには、高周波インバー
タで構成された高周波電源装置が設けられ、前記
インバータの出力側には、インダクタンス成分お
よび該成分との整合を計るためのコンデンサ成分
の共振回路からなる振動性負荷が接続される。

そして高周波インバータにより負荷を直列共振
する場合、負荷のばらつきや負荷変動により、高
周波インバータの出力周波数と、負荷の共振周波
数とが異なると、高周波インバータの出力電力は
負荷に効果的に供給されなくなり、また、高周波
インバータにより負荷を並列共振する場合、高周
波インバータに過大電流が流れるため、該インバ
ータの容量を大きくする必要がある。

ところで、高周波電源装置の高周波インバータ
には、制御素子としてトランジスタなどの半導体
素子が用いられ、制御素子に電界効果トランジス
タを用いたハーフブリツジ形の高周波インバータ
は、第１図に示すように、SIPMOS型の電界効
果トランジスタ（以下FETと称する）からなる
第１，第２制御素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が第
１，第２直流電源Ｅ１，Ｅ２の直列回路に接続さ
れるとともに、両電源Ｅ１，Ｅ２の接続点、すな
わち電源Ｅ１の陰極と電源Ｅ２の陽極との接続点
であるａ点と、両制御素子Ｑ１，Ｑ２の接続点、
すなわち制御素子Ｑ１のソースと制御素子Ｑ２の
ドレインとの接続点であるｂ点との間に、インダ
クタンス成分Lxと容量成分Cyの並列回路を有す
る負荷Ｚと、突入電流防止用のリアクトルLyと
が直列に接続されている。

なお、制御素子Ｑ１のドレインが電源Ｅ１の陽
極に接続されるとともに、制御素子Ｑ２のソース
が電源Ｅ２の陰極に接続されている。

そして制御素子Ｑ１のゲートに接続された第１
制御端子Ｉ１と、制御素子Ｑ２のゲートに接続さ
れた第２制御端子Ｉ２とに、交互に制御信号が入
力され、両制御素子Ｑ１，Ｑ２がスイツチング
し、負荷Ｚに高周波電力が供給される。

しかし、制御素子Ｑ１のドレイン，ソース間
に、ドレインからソースに流れる順方向電流に対
して逆極性になる第１内部逆ダイオードＤ１が、
順方向電流の大きさに従つて派生するとともに、
制御素子Ｑ２のドレイン，ソース間にも、ダイオ
ードＤ１と同様の第２内部逆ダイオードＤ２が派
生する。

そして第２図ａ，ｂに示すように、両制御端子
Ｉ１，Ｉ２に、所定パルス幅の制御信号が交互に
入力される場合、ta時〜ta′時の制御信号により
制御素子Ｑ１がオンした後、tb時〜tb′時の制御
信号により制御素子Ｑ２がオンし、さらに、tc時
〜tc′時の制御信号により制御素子Ｑ１がオンし、
td時〜の制御信号により制御素子Ｑ２がオンす
る。

そこで第２図ｃに示すように、ａ点をｂ点との
間の電圧、すなわち出力電圧は、ｂ点を基準電圧
点とした場合、ta時〜tb時に正電圧になり、tb時
〜tc時に負電圧になり、tc時〜td時に正電圧にな
り、出力電圧が正電圧と負電圧とに交互に変化す
る高周波電圧になる。

一方、負荷Ｚが進み力率の場合、出力電圧の印
加により、ａ点とｂ点との間を流れる電流、すな
わち出力電流は、ａ点からｂ点の方向を正方向と
した場合、第２図ｄに示すように、負荷Ｚを流れ
る出力電流は、出力電圧の位相に対して進み位相
の高周波電流になる。

すなわち、たとえばta時の制御素子Ｑ１のオン
により、同図ｅに示すように、ta時およびt〓時に
は、制御素子Ｑ１に順方向電流が流れ、負荷Ｚに
は、電源Ｅ１、制御素子Ｑ１、リアクトルLy、
負荷Ｚ、電源Ｅ１の方向に出力電流が流れ、負荷
Ｚの共振により出力電流が零になるt〓時まで前述
の方向の出力電流が流れる。なお、t〓時、t〓時は
ta時〜ta′時の間の時刻である。

そしてt〓時に出力電流が零になると、出力電流
の方向が逆方向に反転し、第２図ｆに示すよう
に、ダイオードＤ１に順方向電流が流れ、負荷Ｚ
には、負荷Ｚ、リアクトルLy、ダイオードＤ１、
電源Ｅ１、負荷Ｚの方向の出力電流が流れる。

さらに、ta′時には制御素子Ｑ１への制御信号
が遮断されるとともに、tb時に制御素子Ｑ２に制
御信号が入力されると、第２図ｆに示すように、
ダイオードＤ１に、電源Ｅ１、ダイオードＤ１、
制御素子Ｑ２、電源Ｅ２の方向の逆回復電流が流
れるとともに、同図ｇに示すように、制御素子Ｑ
２に順方向電流が流れ、負荷Ｚには、電源Ｅ２、
負荷Ｚ、リアクトルLy、制御素子Ｑ２、電源Ｅ
２の方向の出力電流が流れる。

そしてダイオードＤ１の逆回復期間が終了する
と、制御素子Ｑ２には出力電流のみが流れ、t〓時
に、負荷Ｚの共振により出力電流が零になると、
第２図ｈに示すように、ダイオードＤ２に順方向
電流が流れ、負荷Ｚには、負荷Ｚ、電源Ｅ２、ダ
イオードＤ２、リアクトルLy、負荷Ｚの方向に
出力電流が流れる。

さらに、hb′時に制御素子Ｑ２への制御信号が
遮断されるとともに、tc時に制御素子Ｑ１に制御
信号が入力されると、第２図ｈに示すように、ダ
イオードＤ２に電源Ｅ１、制御素子Ｑ１、ダイオ
ードＤ２、電源Ｅ２の方向の逆回復電流が流れる
とともに、同図ｅに示すように、制御素子Ｑ１に
順方向電流が流れ、負荷Ｚには、電源Ｅ１、制御
素子Ｑ１、リアクトルLy負荷Ｚ、電源Ｅ１の方
向の出力電流が流れる。

ところで両ダイオードＤ１，Ｄ２の逆回復電流
の流れる期間、すなわち逆回復期間は0.3〜1μsec
程度と長く、かつ、逆回復電流の大きさも非常に
大きいため、両制御素子Ｑ１，Ｑ２それぞれのオ
ン時に損失が増大し、両制御素子Ｑ１，Ｑ２を破
壊する恐れもある。

そこで両ダイオードＤ１，Ｄ２の逆回復電流に
よる両制御素子Ｑ１，Ｑ２の破壊を防止するため
に、高速スイツチングのダイオードを両ダイオー
ドＤ１，Ｄ２とは別個に設けることが考えられる
が、この場合は、容量の大きなダイオードを設け
る必要があるとともに、構成が複雑化する欠点が
ある。

この発明は、前記の点に留意してなされたもの
であり、高周波インバータの制御素子に電界効果
トランジスタを用いて振動性負荷に高周波出力を
供給する高周波電源装置の制御方法において、前
記負荷を流れる前記高周波電源装置の出力電流お
よび前記負荷に印加される前記高周波電源装置の
出力電圧を検出するとともに、前記出力電流の検
出信号の位相を遅れ方向に移相して位相調整信号
を形成し、前記出力電圧の検出信号と前記位相調
整信号との位相比較にもとづき、前記出力電圧の
検出信号に対する前記位相調整信号の進み、遅れ
に応じて周波数が低，高変化する周波数パルスを
形成し、前記周波数パルスに比例して前記制御素
子の駆動周波数を可変することを特徴とする高周
波電源装置の制御方法を提供するものである。

したがつて、出力電流が出力電圧に対して常に
遅れ位相になり、第１図の高周波電源装置の振動
性負荷Ｚが常に遅れ力率の負荷に制御されたのと
等価になる。

そして、負荷Ｚが遅れ力率になると、第３図
ａ，ｂに示すように、t1時に制御素子Ｉ２への制
御信号の入力が遮断され、t2時〜t2′時に制御端
子Ｉ１に、t3時〜t3′時に制御端子Ｉ２に、t4時〜
t4′時に制御端子Ｉ１に、t5時に制御端Ｉ２に制
御信号が入力されることにより、出力電圧が同図
ｃに示すように、正電圧と負電圧との交互にパル
ス変化し、出力電流が同図ｄに示すように、出力
電圧に対して遅れ位相で変化する。

すなわち、たとえばt2時〜t2′時の制御信号に
より、第３図ｅに示すように、tx時には制御端子
Ｑ１に順方向電流が流れ、負荷Ｚには、電源Ｅ
１、制御素子Ｑ１、リアクトルLy、負荷Ｚ、電
源Ｅ１の方向の出力電流が流れ、t2′時に制御素
子Ｑ１への制御信号が遮断されると、負荷Ｚに
は、負荷Ｚ、電源Ｅ２、ダイオードＤ２、リアク
トルLy、負荷Ｚの方向の出力電流が流れ、同図
ｆに示すように、ダイオードＤ２に順方向電流が
流れ、出力電流の向きは変化しない。

そしてt3時に制御素子Ｑ２に制御信号が入力さ
れ、t3時より後のty時に出力電流が零になると、
第３図ｆに示すように、ダイオードＤ２に逆回復
電流が流れ、このとき、負荷Ｚには、電源Ｅ２、
負荷Ｚ、リアクトルLy、ダイオードＤ２、電源
Ｅ２の方向の出力電流が流れる。

さらに、ダイオードＤ２の逆回復期間が経過す
ると、第３図ｇに示すように、制御素子Ｑ２に順
方向電流が流れ、このとき、負荷Ｚには、電源Ｅ
２、負荷Ｚ、リアクトルLy、制御素子Ｑ２、電
源Ｅ２の方向の出力電流が流れる。

そしてt3′時に制御素子Ｑ２への制御信号が遮
断されると、第３図ｇに示すように、制御素子Ｑ
２の順方向電流が遮断されるが、同図ｈに示すよ
うに、ダイオードＤ１に順方向電流が流れ、この
とき、負荷Ｚには、負荷Ｚ、リアクトルLy、ダ
イオードＤ１、電源Ｅ１、負荷Ｚの方向の出力電
流が流れる。

さらに、t4時に制御素子Ｑ１に制御信号が入力
され、t4時より後のtz時に出力電流が零になる
と、第３図ｈに示すように、ダイオードＤ１に逆
回復電流が流れ、負荷Ｚには、負荷Ｚ、電源Ｅ
１、ダイオードＤ１、リアクトルLy、負荷Ｚの
方向の出力電流が流れる。

そしてダイオードＤ１の逆回復期間が経過する
と、第３図ｅに示すように、制御素子Ｑ１に順方
向電流が流れ、以降同様の動作をくり返す。

したがつて両ダイオードＤ１，Ｄ２の逆回復電
流は両制御素子Ｑ１，Ｑ２を流れることがなく、
逆回復電流による両制御素子Ｑ１，Ｑ２の破壊な
どを防止することができるものである。

つぎに、この発明の高周波電源装置の制御方法
を、その実施例を示した第４図以下の図面ととも
に説明する。

まず、１実施例を第４図ないし第６図とともに
説明する。

第４図において第１図と同一記号は同一のもの
を示し、Tpは振動性負荷Ｚに印加される出力電
圧検出用の電圧検出器であり、変成器などからな
るとともに、第５図ａに示すように、負荷Ｚを接
続したときの出力電圧の変化に従つて変化する電
圧検出信号Saを出力する。Tcは負荷Ｚとａ点と
の間に設けられた電流検出器であり、変流器など
からなるとともに、第５図ｂに示すように、負荷
Ｚを流れる出力電流に従つて変化する電流検出信
号Sbを出力する。

そして電流検出信号Sbが位相調整器Prに入力
され、第５図ｃに示すように、電流検出信号Sb
の位相を90゜遅らせた位相調整信号Scが、位相調
整器Prから出力される。なお、位相調整器Prは
抵抗、コンデンサなどからなり、入力信号の位相
を調整することができる。

さらに、電圧検出信号Saが電圧用波形整形器
Wvに入力され、第５図ｂに示すように、電圧検
出信号の正の半波を矩形波に整形した電圧検出パ
ルスSbが波形整形器Wvから出力されるとともに
位相調整信号Scが電流用波形整形器Wiに入力さ
れ、同図ｅに示すように、位相調整信号Scの正
の半波を矩形波に整形した電流検出パルスSeが
波形整形器Wiから出力される。

そして両検出パルスSd，Seが排他的論理和ゲ
ートなどからなる比較器Ｇに入力されて位相比較
され、第５図ｆに示すように、両検出パルスSd，
Seが、論理１（以下“１”と称する）、論理０（以
下“０”と称する）、または“０”，“１”の組み
合わせで入力されたときにのみ“１”になる比較
パルスSfが、比較器ＧからローパスフイルタLf
に出力され、同図ｇに示すように、比較パルスSf
を平滑した平滑信号Sgが、ローパスフイルタLf
から電圧／周波数変換器（Ｖ／Ｆ）に出力され
る。

なお、変換器（Ｖ／Ｆ）は電圧制御発振器など
からなり、第６図に示すように、入力電圧に比例
して出力周波数が変化する。

さらに、変換器（Ｖ／Ｆ）からパルス増幅器
Paに、平滑信号Sgの電圧に比例して周波数の変
化する周波数パルスShが出力され、パルス増幅
器Paから両制御端子Ｉ１，Ｉ２それぞれに周波
数パルスShの周波数に比例した第３図ａ，ｂの
制御信号が出力され、両制御素子Ｑ１，Ｑ２のオ
ン，オフ，すなわち駆動周波数が制御される。な
お、Ａは制御部である。

そして出力電流の位相が出力電圧の位相より進
み始めると、第５図ｅの電流検出パルスSeの位
相が進み、該検出パルスSeの立ち上がりタイミ
ングが、同図ｄの電圧検出パルスSdの立ち上が
りタイミングに近づき、同図ｆに示す比較パルス
Sfの“１”の幅が狭くなり、“０”の幅が長くな
り、同図ｇに示す平滑信号Sgが低くなり、変換
器（Ｖ／Ｆ）から出力される周波数パルスShの
周波数が低くなり、パルス増幅器Paから出力さ
れる制御信号により、出力電流の位相が遅れる方
向に制御され、出力電流の位相が出力電圧の位相
より所定量だけ遅れるように調整制御される。

逆に、出力電流の位相が出力電圧の位相より遅
れすぎると、電流検出パルスSeの立ち上がりタ
イミングが、第５図ｅのタイミングよりさらに遅
れ、このとき、比較パルスSfの“１”の幅が広く
なり、変換器（Ｖ／Ｆ）から出力される周波数パ
ルスShの周波数が高くなり、出力電流の位相が
進む方向に制御され、出力電流の位相が出力電圧
の位相より所定量だけ遅れるように調整制御され
る。

したがつて常に、出力電流の位相が出力電圧の
位相より所定量だけ遅れることになり、第３図の
場合と同様に、両ダイオードＤ１，Ｄ２の逆回復
電流は、両制御素子Ｑ１，Ｑ２を流れることがな
く、逆回復電流による両制御素子Ｑ１，Ｑ２の破
壊などを防止することができる。

つぎに、他の実施例を第７図とともに説明す
る。

第７図において、第４図と同一記号は同一のも
のを示し、異なる点は、リアクトルLyとａ点と
の間に、インバータからみた負荷Ｚの力率が１に
なるような共振用コンデンサCyを設けた点であ
る。

そしてリアクトルLyとコンデンサCyの共振周
波数fa＝１／（2π√）が、負荷Ｚの共振周
波数fb＝１／（2π√）より若干低くなり、
インバータから見た力率は遅れ力率になり、逆回
復電流による両制御素子Ｑ１，Ｑ２の破壊が防止
されるとともに、インバータの出力周波数が負荷
Ｚの共振周波数fbに一致し、インバータの効率を
高めることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の高周波電源装置に適用される高
周波インバータの結線図、第２図ａ〜ｈは第１図
の動作説明用タイミングチヤート、第３図以下の
図面はこの発明の高周波電源装置の制御方法を示
し、第３図ａ〜ｈは原理説明用タイミングチヤー
ト、第４図は１実施例の結線図、第５図ａ〜ｇは
第４図の動作説明用タイミングチヤート、第６図
は第４図の電圧／周波数変換器の入力電圧に対す
る出力周波数の特性図、第７図は他の実施例の結
線図である。 Ａ……制御部、Ｑ１，Ｑ２……制御素子、Ｚ…
…振動性負荷、Tp……電圧検出器、Tc……電流
検出器、Pr……位相調整器、Wv，Wi……波形整
形器、Ｇ……比較器、Lf……ローパスフイルタ、
（Ｖ／Ｆ）……電圧／周波数変換器、Pa……パル
ス増幅器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 高周波インバータの制御素子に電界効果トラ
   ンジスタを用いて振動性負荷に高周波出力を供給
   する高周波電源装置の制御方法において、 前記負荷を流れる前記高周波電源装置の出力電
   流および前記負荷に印加される前記高周波電源装
   置の出力電圧を検出するとともに、前記出力電流
   の検出信号の位相を遅れ方向に移相して位相調整
   信号を形成し、前記出力電圧の検出信号と前記位
   相調整信号との位相比較にもとづき、前記出力電
   圧の検出信号に対する前記位相調整信号の進み、
   遅れに応じて周波数が低、高変化する周波数パル
   スを形成し、前記周波数パルスに比例して前記制
   御素子の駆動周波数を可変することを特徴とする
   高周波電源装置の制御方法。