JPH0247765B2 - - Google Patents
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- JPH0247765B2 JPH0247765B2 JP55022755A JP2275580A JPH0247765B2 JP H0247765 B2 JPH0247765 B2 JP H0247765B2 JP 55022755 A JP55022755 A JP 55022755A JP 2275580 A JP2275580 A JP 2275580A JP H0247765 B2 JPH0247765 B2 JP H0247765B2
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- circuit
- voltage
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- current supply
- supply circuit
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
- H04M19/00—Current supply arrangements for telephone systems
- H04M19/001—Current supply source at the exchanger providing current to substations
- H04M19/008—Using DC/DC converters
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Control Of Voltage And Current In General (AREA)
- Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
- Devices For Supply Of Signal Current (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は電流供給回路、特に電話機加入者線路
への通話電流供給回路に関するものである。
への通話電流供給回路に関するものである。
従来、電話交換機のライン回路から電話機への
直流通話電流の供給回路は、第１図に示す如く、
直流電圧Ｅと内部抵抗Ｒとからなり、トランスＴ
の１次側巻線W1，W1′を介して電話機TELに矢
印方向に電流ILを供給している。図において、RL
は加入者線路の等価抵抗、Ｃは内部抵抗Ｒを交流
的に短絡するためのコンデンサ、W2，W2′は上
記トランスの２次側巻線を示す。
直流通話電流の供給回路は、第１図に示す如く、
直流電圧Ｅと内部抵抗Ｒとからなり、トランスＴ
の１次側巻線W1，W1′を介して電話機TELに矢
印方向に電流ILを供給している。図において、RL
は加入者線路の等価抵抗、Ｃは内部抵抗Ｒを交流
的に短絡するためのコンデンサ、W2，W2′は上
記トランスの２次側巻線を示す。
上記電流供給回路の内部抵抗Ｒは、線路の抵抗
RLが小さいときに通話電流が過大になるのを抑
制するためのものであり、システム仕様により決
まる固定値をもつ。ここで、トランスの１次側巻
線W1，W1′と電話機TELの直流抵抗を無視する
と、第１図回路は直流的に第２図の回路と等価に
なる。
RLが小さいときに通話電流が過大になるのを抑
制するためのものであり、システム仕様により決
まる固定値をもつ。ここで、トランスの１次側巻
線W1，W1′と電話機TELの直流抵抗を無視する
と、第１図回路は直流的に第２図の回路と等価に
なる。
第２図に示す回路図から、直流通話電流ILの大
きさは次式(1)で表わされ、ILとRLとの関係は第３
図の実線のようになる。
きさは次式(1)で表わされ、ILとRLとの関係は第３
図の実線のようになる。
IL＝Ｅ／Ｒ＋RL …(1)
既存のシステムではＲ＝440Ω、Ｅ＝−48Vで
あるから、線路抵抗RLを零とすればIL＝0.11Aと
なり、内部抵抗Ｒによる消費電力は約5.3Wにな
る。
あるから、線路抵抗RLを零とすればIL＝0.11Aと
なり、内部抵抗Ｒによる消費電力は約5.3Wにな
る。
つまり、上記従来の直流電流供給回路では、内
部抵抗Ｒで無効に電力が消費され、この電力消費
は線路抵抗RLが小さければ数ワツトになるため、
それによる発熱が交換機の小型化を困難にしてい
る。
部抵抗Ｒで無効に電力が消費され、この電力消費
は線路抵抗RLが小さければ数ワツトになるため、
それによる発熱が交換機の小型化を困難にしてい
る。
上記問題の解決策としては、電源Ｅと抵抗Ｒか
らなる通話電流供給回路を例えば定電流回路に置
き換え、第３図に破線で示す如く直流電流ILが線
路抵抗RLに関係なく一定に流れるようにする案
が考えられる。しかしながら、この案は次の理由
から現行の電話システムには適用できない。
らなる通話電流供給回路を例えば定電流回路に置
き換え、第３図に破線で示す如く直流電流ILが線
路抵抗RLに関係なく一定に流れるようにする案
が考えられる。しかしながら、この案は次の理由
から現行の電話システムには適用できない。
すなわち、電話機には音声の通話レベルを均一
化するための通話ロス補償回路が取り付けてあ
り、この回路は抵抗（Ｒ＋RL）の大小に応じて、
RLが小さいときは音声信号に対するアツテネー
タを挿入し、RLが大きいときはアツテネータを
除去する如く動作する。この場合、線路抵抗の大
小は線路に流れる直流通話電流ILの大きさによつ
て判断できるようになつているため、上述の如く
ILを定電流化してしまうと抵抗の大小を判定でき
ず、通話ロス補償機能を発揮できないという問題
がでてくる。
化するための通話ロス補償回路が取り付けてあ
り、この回路は抵抗（Ｒ＋RL）の大小に応じて、
RLが小さいときは音声信号に対するアツテネー
タを挿入し、RLが大きいときはアツテネータを
除去する如く動作する。この場合、線路抵抗の大
小は線路に流れる直流通話電流ILの大きさによつ
て判断できるようになつているため、上述の如く
ILを定電流化してしまうと抵抗の大小を判定でき
ず、通話ロス補償機能を発揮できないという問題
がでてくる。
本発明は上記事由に対処すべくなされたもので
あり、現状の電話システムに適合でき、しかも発
熱の問題を解決して交換機を小型できる新規な通
話電流供給回路の提供を目的とするものである。
あり、現状の電話システムに適合でき、しかも発
熱の問題を解決して交換機を小型できる新規な通
話電流供給回路の提供を目的とするものである。
本発明による通話電流供給回路は、所定の直流
電圧Ｅを発生する電圧源と、上記電圧源に接続さ
れ上記直流電圧Ｅをデユーテイーに応じた電圧
E0に変換して加入者線路に印加する第１回路と、
上記加入者線路に流れる直流通話電流ILを検出
し、Ｅ−E0が通話電流ILに比例するように上記第
１回路のデユーテイを制御する第２回路とからな
ることを特徴とする。
電圧Ｅを発生する電圧源と、上記電圧源に接続さ
れ上記直流電圧Ｅをデユーテイーに応じた電圧
E0に変換して加入者線路に印加する第１回路と、
上記加入者線路に流れる直流通話電流ILを検出
し、Ｅ−E0が通話電流ILに比例するように上記第
１回路のデユーテイを制御する第２回路とからな
ることを特徴とする。
すなわち
第(1)式から
RL・IL（＝E0）＝Ｅ−Ｒ・IL …(2)
すなわち、Ｅ−E0＝Ｒ・ILであるから（Ｅ−
E0）をILに比例するように制御すれば、第１図の
従来回路と同様に加入者線路抵抗RLに依存した
値をもつ直流通話電流ILを供給でき、（Ｅ−E0）
を消費電力の小さい例えばスイツチング・レギユ
レータで発生するようにすれば、所期の目的が達
せられる。この場合比例定数Ｒが等価内部抵抗を
あらわしている。
E0）をILに比例するように制御すれば、第１図の
従来回路と同様に加入者線路抵抗RLに依存した
値をもつ直流通話電流ILを供給でき、（Ｅ−E0）
を消費電力の小さい例えばスイツチング・レギユ
レータで発生するようにすれば、所期の目的が達
せられる。この場合比例定数Ｒが等価内部抵抗を
あらわしている。
以下、本発明の１実施例について図面を参照し
て説明する。
て説明する。
第４図は等価回路で示した加入者線路と接続し
た本発明による通話電流供給回路を示し、図にお
いて、トランジスタ１０、ダイオード１１、イン
ダクタ１２、キヤパシタ１３からなる第１回路Ａ
は、トランジスタ１０の導通期間TONにインダク
タ１２にエネルギーを貯え、これをトランジスタ
１０の遮断期間TOFFに負荷側、つまり加入者線路
側に放出するスイツチング・レギユレータを構成
している。
た本発明による通話電流供給回路を示し、図にお
いて、トランジスタ１０、ダイオード１１、イン
ダクタ１２、キヤパシタ１３からなる第１回路Ａ
は、トランジスタ１０の導通期間TONにインダク
タ１２にエネルギーを貯え、これをトランジスタ
１０の遮断期間TOFFに負荷側、つまり加入者線路
側に放出するスイツチング・レギユレータを構成
している。
ここで、第１回路の出力電圧、すなわちキヤパ
シタ１３の端子電圧をE0、直流電源電圧をＥと
すると、インダクタ１２の蓄積エネルギー（Ｅ−
E0）・IL・TONが放出エネルギーE0・IL・TOFFと等
しいことから、 E0／Ｅ＝TON／TON＋TOFF＝TON／Ｔ …(3) 但しＴ＝TON＋TOFF なる関係が成立し、出力電圧E0はトランジスタ
１０の導通時間のデユーテイに比例する。
シタ１３の端子電圧をE0、直流電源電圧をＥと
すると、インダクタ１２の蓄積エネルギー（Ｅ−
E0）・IL・TONが放出エネルギーE0・IL・TOFFと等
しいことから、 E0／Ｅ＝TON／TON＋TOFF＝TON／Ｔ …(3) 但しＴ＝TON＋TOFF なる関係が成立し、出力電圧E0はトランジスタ
１０の導通時間のデユーテイに比例する。
本発明では上記第１回路を次のように制御す
る。第(2)式と書き直すと E0／Ｅ＝１−Ｒ・IL／Ｅ …(4) となる。
る。第(2)式と書き直すと E0／Ｅ＝１−Ｒ・IL／Ｅ …(4) となる。
従つて、上記第(3)式と第(4)式から、第１回路を
通話電流供給回路として動作させるに必要な条件
は TON／Ｔ＝１−Ｒ・IL／Ｅ …(5) である。
通話電流供給回路として動作させるに必要な条件
は TON／Ｔ＝１−Ｒ・IL／Ｅ …(5) である。
第４図において、トランジスタ１４〜１７、抵
抗素子１８、定電流回路１９、鋸歯状波電圧発生
回路２０からなる第２回路Ｂは、上述した条件に
従つて第１回路Ａのデユーテイを制御するための
ものである。
抗素子１８、定電流回路１９、鋸歯状波電圧発生
回路２０からなる第２回路Ｂは、上述した条件に
従つて第１回路Ａのデユーテイを制御するための
ものである。
トランジスタ１５と加入者線路に直列に接続さ
れたトランジスタ１４とは電流ミラー回路を構成
しており、トランジスタ１５のコレクタ電流ICは
直流通話電流ILに比例する。
れたトランジスタ１４とは電流ミラー回路を構成
しており、トランジスタ１５のコレクタ電流ICは
直流通話電流ILに比例する。
ここで両者の比例定数をｋ、抵抗素子１８の抵
抗値をR18とすると、トランジスタ１５のコレク
タ電位Vtは、 Vt＝Ｅ−ｋ・IL・R18 …(6) となり、上記抵抗値R18を従来回路における内部
抵抗Ｒの設計目標値、例えば440Ωの１／ｋに選
べば、 Vt＝Ｅ−Ｒ・IL …(7) または Vt／Ｅ＝１−Ｒ・IL／Ｅ …(8) が成立し、第(5)式の右辺と一致する。従つて、
VtとＥとの比率で第１回路のトランジスタ１０
の導通期間を決めれば、本発明による第４図の通
話電流発生回路は、電流電圧Ｅと出力電圧E0と
の関係が第(4)式を満足し、Ｅ−E0＝Ｒ・ILの関係
から、この回路の内部抵抗が目標値Ｒに等しくな
ることがわかる。
抗値をR18とすると、トランジスタ１５のコレク
タ電位Vtは、 Vt＝Ｅ−ｋ・IL・R18 …(6) となり、上記抵抗値R18を従来回路における内部
抵抗Ｒの設計目標値、例えば440Ωの１／ｋに選
べば、 Vt＝Ｅ−Ｒ・IL …(7) または Vt／Ｅ＝１−Ｒ・IL／Ｅ …(8) が成立し、第(5)式の右辺と一致する。従つて、
VtとＥとの比率で第１回路のトランジスタ１０
の導通期間を決めれば、本発明による第４図の通
話電流発生回路は、電流電圧Ｅと出力電圧E0と
の関係が第(4)式を満足し、Ｅ−E0＝Ｒ・ILの関係
から、この回路の内部抵抗が目標値Ｒに等しくな
ることがわかる。
鋸歯状波電圧発生回路２０は、第５図Ａに示す
如く、振幅Ｅ、周期Ｔの鋸歯状波電圧Vrを発生
する。この電圧Vrを比較器を構成する一方のト
ランジスタ１７のベースに入力し、比較器の他方
のトランジスタ１６のベースに前記した検出電圧
Vtを入力すると、上記トランジスタ１７は第５
図Ｂに示す如くVt／Ｅのデユーテイ比でオン動
作する。従つてトランジスタ１７で第１回路のト
ランジスタ１０を駆動すると、第１回路は第(5)式
の条件を満足し、第(1)式および第３図に示した従
来のＲを用いた電流供給回路と等価な回路として
動作する。
如く、振幅Ｅ、周期Ｔの鋸歯状波電圧Vrを発生
する。この電圧Vrを比較器を構成する一方のト
ランジスタ１７のベースに入力し、比較器の他方
のトランジスタ１６のベースに前記した検出電圧
Vtを入力すると、上記トランジスタ１７は第５
図Ｂに示す如くVt／Ｅのデユーテイ比でオン動
作する。従つてトランジスタ１７で第１回路のト
ランジスタ１０を駆動すると、第１回路は第(5)式
の条件を満足し、第(1)式および第３図に示した従
来のＲを用いた電流供給回路と等価な回路として
動作する。
上記本発明の回路構成によれば、スイツチン
グ・レギユレータ（第１回路）のオン・オフ動作
により、従来回路の内部抵抗素子Ｒと等価な機能
を得ているため、第１回路における消費電力を極
めて小さくできる。また、第２回路においても、
抵抗素子１８に流れる電流ICを加入者回路の通話
電流ILよりも充分に小さくすることができるた
め、内部抵抗に相当する抵抗素子１８の電力消費
を極めて小さくすることが可能となる。
グ・レギユレータ（第１回路）のオン・オフ動作
により、従来回路の内部抵抗素子Ｒと等価な機能
を得ているため、第１回路における消費電力を極
めて小さくできる。また、第２回路においても、
抵抗素子１８に流れる電流ICを加入者回路の通話
電流ILよりも充分に小さくすることができるた
め、内部抵抗に相当する抵抗素子１８の電力消費
を極めて小さくすることが可能となる。
例えば、トランジスタ１５のエミツタ面積をト
ランジスタ１４のエミツタ面積よりも小さくする
ことによりIC＝１／100・IL、すなわちｋ＝１／100に設 計した場合、Ｅ＝−48Vのときの抵抗素子１８で
の消費電力は約50ｍＶにすぎない。また、トラン
ジスタ１０の電流増幅率βを100とすれば、定電
流源１９を流れる電流は１／100ILとなるため、この 電流による消費電力も50ｍＷ程度にすぎない。ト
ランジスタ１４には電流ILが流れるが、ベース、
エミツタ間の電圧VBEが小さいため、その消費電
力も数10ｍＷにすぎない。従つて、通話電流供給
回路としての消費電力を数100ｍＷに抑えること
ができ、従来の抵抗Ｒを用いた回路に比較して交
換機内での発熱を著しく低減できる。
ランジスタ１４のエミツタ面積よりも小さくする
ことによりIC＝１／100・IL、すなわちｋ＝１／100に設 計した場合、Ｅ＝−48Vのときの抵抗素子１８で
の消費電力は約50ｍＶにすぎない。また、トラン
ジスタ１０の電流増幅率βを100とすれば、定電
流源１９を流れる電流は１／100ILとなるため、この 電流による消費電力も50ｍＷ程度にすぎない。ト
ランジスタ１４には電流ILが流れるが、ベース、
エミツタ間の電圧VBEが小さいため、その消費電
力も数10ｍＷにすぎない。従つて、通話電流供給
回路としての消費電力を数100ｍＷに抑えること
ができ、従来の抵抗Ｒを用いた回路に比較して交
換機内での発熱を著しく低減できる。
尚、本発明は例えば第２回路の通話電流検出素
子１４としてホール素子を用いるとか、全体寸法
の小型化を図るために回路Ａ，ＢをそれぞれIC
化に適した回路構成とし、全体をワンチツプの
IC装置にまとめる等、実施例以外にも種々の変
形を可能とするものである。
子１４としてホール素子を用いるとか、全体寸法
の小型化を図るために回路Ａ，ＢをそれぞれIC
化に適した回路構成とし、全体をワンチツプの
IC装置にまとめる等、実施例以外にも種々の変
形を可能とするものである。
第１図は加入者線路に接続された従来の電流供
給回路の構成を示す図、第２図は第１図回路の直
流等価回路図、第３図は上記加入者回路における
電流−負荷特性を説明するための図、第４図は本
発明による電流供給回路の１実施例を示す回路
図、第５図Ａ，Ｂは上記実施例における第２回路
Ｂの動作説明のための信号波形図である。第４図
においてＥは直流電圧源、Ａは電圧E0を出力す
る第１回路、Ｂは上記第１回路のデユーテイを制
御する第２回路、Ｔはトランス、RLは加入者線
路の等価抵抗を示す。
給回路の構成を示す図、第２図は第１図回路の直
流等価回路図、第３図は上記加入者回路における
電流−負荷特性を説明するための図、第４図は本
発明による電流供給回路の１実施例を示す回路
図、第５図Ａ，Ｂは上記実施例における第２回路
Ｂの動作説明のための信号波形図である。第４図
においてＥは直流電圧源、Ａは電圧E0を出力す
る第１回路、Ｂは上記第１回路のデユーテイを制
御する第２回路、Ｔはトランス、RLは加入者線
路の等価抵抗を示す。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 所定の内部抵抗Ｒを有し、電話機の加入者線
路に該加入者線路の抵抗値に依存した値の直流通
話電流ILを供給する電流供給回路であつて、直流
電圧Ｅを発生する電圧源と、上記電圧源に接続さ
れ上記直流電圧Ｅをデユーテイに応じた電圧E0
に変換して上記加入者線路に印加する第１回路路
と、上記加入者線路に流れる直流通話電流ILを検
出し、Ｅ−E0がILに比例するように上記第１回路
のデユーテイを制御する第２回路とを有し、前記
第１回路が、前記電圧源に対して互いに直列に接
続されたトランジスタとインダクタとキヤパシタ
を含み、上記キヤパシタの両端に上記トランジス
タの導通時間に比例して電圧E0を出力するスイ
ツチングレギユレータからなり、上記第２回路が
上記加入者線路の直流通話電流ILを検出する第１
手段と、上記直流電圧Ｅから上記直流通話電流IL
と上記電流供給回路に要求される内部抵抗Ｒとの
積を差し引いた値に相当する検出電圧Vtを発生
する第２手段と、上記直流電圧Ｅと検出電圧Vt
との比率に応じて上記トランジスタの導通期間を
制御する第３手段とからなることを特徴とする電
流供給回路。 ２ 前記第１手段が、前記直流通話電流ILの１／
ｋ（但し、ｋ＞１）の検出電流を出力するトラン
ジスタ回路からなり、前記第２手段が、前記電圧
源と上記トランジスタ回路との間に接続された抵
抗素子からなり、該抵抗素子が前記内部抵抗Ｒの
ｋ倍の抵抗値を有し、前記検出電圧Vtが上記抵
抗素子の端子電圧として出力されることを特徴と
する第１項記載の電流供給回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2275580A JPS56120252A (en) | 1980-02-27 | 1980-02-27 | Current supply circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2275580A JPS56120252A (en) | 1980-02-27 | 1980-02-27 | Current supply circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56120252A JPS56120252A (en) | 1981-09-21 |
| JPH0247765B2 true JPH0247765B2 (ja) | 1990-10-22 |
Family
ID=12091495
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2275580A Granted JPS56120252A (en) | 1980-02-27 | 1980-02-27 | Current supply circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS56120252A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH056671U (ja) * | 1991-07-12 | 1993-01-29 | 東芝硝子株式会社 | 反射形ランプ |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4828922A (ja) * | 1971-08-19 | 1973-04-17 | ||
| JPS54114714A (en) * | 1978-02-27 | 1979-09-07 | Yuasa Battery Co Ltd | Dc power device |
| JPS556659A (en) * | 1978-06-30 | 1980-01-18 | Toshiba Corp | Constant-current circuit |
-
1980
- 1980-02-27 JP JP2275580A patent/JPS56120252A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH056671U (ja) * | 1991-07-12 | 1993-01-29 | 東芝硝子株式会社 | 反射形ランプ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS56120252A (en) | 1981-09-21 |
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