JPH0253316A - 位相ジツタキヤンセラ - Google Patents
位相ジツタキヤンセラInfo
- Publication number
- JPH0253316A JPH0253316A JP63203878A JP20387888A JPH0253316A JP H0253316 A JPH0253316 A JP H0253316A JP 63203878 A JP63203878 A JP 63203878A JP 20387888 A JP20387888 A JP 20387888A JP H0253316 A JPH0253316 A JP H0253316A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- output
- adaptive filter
- threshold level
- detection means
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- Pending
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- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 claims abstract description 27
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 19
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 11
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 238000000605 extraction Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は直交振幅変調方式のデータモデムに係シ、特に
位相ジッタキャンセラに関するものである。
位相ジッタキャンセラに関するものである。
従来の位相ジッタキャンセラの一例を第４図に示し説明
する。
する。
図において、４０１は複素乗算器、４０２は判定器、４
０３．４０４は位相検出器、４０５は乗算器、４０６は
ＦＩＲ（Ｆ１ｎｉｔ＠Ｉｍｐｕｔａｅ Ｒｅ５ｐｏｎｓ
ｅ）適応フィルタ、４０７は三角関数発生器である。
０３．４０４は位相検出器、４０５は乗算器、４０６は
ＦＩＲ（Ｆ１ｎｉｔ＠Ｉｍｐｕｔａｅ Ｒｅ５ｐｏｎｓ
ｅ）適応フィルタ、４０７は三角関数発生器である。
そして、位相ジッタの影響を受けた受旧信号ＲＫは次式
のように表わされる。
のように表わされる。
１ｔ ＝Ａ ｅｊＩ′Ｋ ・・・・・・・・・・
・・・・・ α）！ ！ （ｊ、：送信されたシンボル、θ、ニジツタによる位相
角） 一方、ＦＩＲ型適応フィルタ４０６の出力をθ、とする
と、判定器４０２への入力Ｄ１は、上記（１）式にθ、
の位相回転を与えた形で表わされ、次式のようになる。
・・・・・ α）！ ！ （ｊ、：送信されたシンボル、θ、ニジツタによる位相
角） 一方、ＦＩＲ型適応フィルタ４０６の出力をθ、とする
と、判定器４０２への入力Ｄ１は、上記（１）式にθ、
の位相回転を与えた形で表わされ、次式のようになる。
、）よ＝Ａ１ｊ（θ、−〇π＞ 、、、、、、、、、、
、、、、、、、、、、、■）ここで、位相誤差信号をｈ
＝θ−Ｑ、とすれば、＠８＝Ｏになるように Ｑ工を予
測することで、回線で乗った位相ジッタθえを抑圧でき
るわけである。
、、、、、、、、、、、■）ここで、位相誤差信号をｈ
＝θ−Ｑ、とすれば、＠８＝Ｏになるように Ｑ工を予
測することで、回線で乗った位相ジッタθえを抑圧でき
るわけである。
つぎに、ｔ！の生成法であるが、従来、９寡の生成には
、ＦＩＲ型適応フィルタの詳細を示す構成図でおる第５
図に示すようなＦＩＲ型適応フィルタによって生成され
る。
、ＦＩＲ型適応フィルタの詳細を示す構成図でおる第５
図に示すようなＦＩＲ型適応フィルタによって生成され
る。
この第５図において、５０１は遅延素子、５０２は乗算
器、５０３は加算器、５０４は複素共役乗算器、５０５
は加算器である。そして、ＩＮは入力を示し、ＥＲはエ
ラー信号を示す。
器、５０３は加算器、５０４は複素共役乗算器、５０５
は加算器である。そして、ＩＮは入力を示し、ＥＲはエ
ラー信号を示す。
いま、ＦＩＲ型適応フィルタの係数を０１（ｘ）（１＝
ｅ１．２・・・・・・・・・、Ｎ）、（Ｎはタップの数
）とすれば、フィルタの出力は次のように表わすことが
できる。
ｅ１．２・・・・・・・・・、Ｎ）、（Ｎはタップの数
）とすれば、フィルタの出力は次のように表わすことが
できる。
１＝１
よって、６里は
参、−θ、−Σ Ｃ１（ｔ） 働’ ｘ−１曲曲…０…
（４）ｉ＝ｘ となる。
（４）ｉ＝ｘ となる。
ここで、最大傾斜法を用いて１・、１ を最小にするタ
ップゲインを求める。
ップゲインを求める。
１＄裟１ は各タップゲインＣＩＫ関して下に凸関数
であるため、各タップゲインｃｘＫおけるＮ次空間で１
８．１ の傾きを求め、その傾きが零（０）となるよう
タップゲインを更新すると最小値へ収束する。
であるため、各タップゲインｃｘＫおけるＮ次空間で１
８．１ の傾きを求め、その傾きが零（０）となるよう
タップゲインを更新すると最小値へ収束する。
θｇｌｅｘ１２
傾き＝ ・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・ ０）θｅｌ（寛） ここで、Ｅ（’ＩＩ”）を瞬時のへ２を用いて上記（５
）式を展開すると、 で表わされる。さらに、ａｌは上記（４）式のように表
わされるので、 瞬時の傾き＝−２”Ｋ ’ｔ−１・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・ （７）となる。
・・・・・・・・・・・ ０）θｅｌ（寛） ここで、Ｅ（’ＩＩ”）を瞬時のへ２を用いて上記（５
）式を展開すると、 で表わされる。さらに、ａｌは上記（４）式のように表
わされるので、 瞬時の傾き＝−２”Ｋ ’ｔ−１・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・ （７）となる。
よって、とのσ）式で費わされる傾きに修正係数αを乗
じてタップゲインの更新を数多く繰プ返すことで、上記
０）式と等価となり、タップゲインは結局法のように更
新することでＥ（参−）は最小値へ収束する。
じてタップゲインの更新を数多く繰プ返すことで、上記
０）式と等価となり、タップゲインは結局法のように更
新することでＥ（参−）は最小値へ収束する。
ＣＩ （＋ｔ−Ｈ） ＝ Ｃ１（＋ｃ）＋α８ｘθト１
°−−−−−−−−−−°−°°−＠）（１： １．
２，３．・・・・・・・・・・・・、Ｎ）なお、”１ｌ
Ｌｌ’に−１は位相検出器の詳細を示す図である第２図
のよう々位相抽出手段を第４図に示すように接続するこ
とにより得られる。
°−−−−−−−−−−°−°°−＠）（１： １．
２，３．・・・・・・・・・・・・、Ｎ）なお、”１ｌ
Ｌｌ’に−１は位相検出器の詳細を示す図である第２図
のよう々位相抽出手段を第４図に示すように接続するこ
とにより得られる。
第６図は受信点が原点からの距離によってノイズに対す
る位相の影響を比較した説明図である。
る位相の影響を比較した説明図である。
この第６図において、Ａ、Ｂはそれぞれ受信点を示し、
Ｎはノイズベクトルを示す。
Ｎはノイズベクトルを示す。
上述した従来の位相ジッタキャンセラでは、ＦＩＲ型適
応フィルタのタップゲインを更新する際エラー信号にノ
イズ成分が含まれている丸め、特にノイズ成分の多い原
点に近い受信信号によって、工２−信号が生成されると
、タップゲインの更新がノイズによって乱れるという課
題がめった。
応フィルタのタップゲインを更新する際エラー信号にノ
イズ成分が含まれている丸め、特にノイズ成分の多い原
点に近い受信信号によって、工２−信号が生成されると
、タップゲインの更新がノイズによって乱れるという課
題がめった。
第６図に原点に近い受信点と遠い受信点とでノイズによ
る位相角の影響を比較した例を示す。
る位相角の影響を比較した例を示す。
本発明の位相ジッタキャンセラは、少なくとも、受信信
号を二軸同期検波した複素ベースバンド信号に対して制
御角度に応じた位相回転を与える位相回転手段と、この
位相回転手段の出力を入力として受信シンボルを判定し
判定したシンボルを出力する判定器と、この判定器の出
力と受信信号との位相誤差を抽出する第１の位相検出手
段と、上記判定器の出力と上記位相回転手段の出力との
位相誤差を抽出する第２の位相検出手段と、上記第１の
位相検出手段の出力を入力とし上記位相回転手段へ制御
角度を出力するＦＩＲ型適応フィルタにより構成され、
上記第２の位相検出手段の出力によりその第２の位相検
出手段の出力を小ならしめるべく上記ＦＩＲ型適応フィ
ルタのタップ係数を制御する予測形ジッタキャンセラを
有するデータモデムにおいて、上記判定器の出力シンボ
ルを入力とし入力の絶対値によって上記第２の位相検出
手段の出力の大きさを制御するための信号を出力する制
御器を具備し、受信シンボルの絶対値が小さいときには
上記ＦＩＲ型適応フィルタの修正係数が小さくなるよう
に制御するものである。
号を二軸同期検波した複素ベースバンド信号に対して制
御角度に応じた位相回転を与える位相回転手段と、この
位相回転手段の出力を入力として受信シンボルを判定し
判定したシンボルを出力する判定器と、この判定器の出
力と受信信号との位相誤差を抽出する第１の位相検出手
段と、上記判定器の出力と上記位相回転手段の出力との
位相誤差を抽出する第２の位相検出手段と、上記第１の
位相検出手段の出力を入力とし上記位相回転手段へ制御
角度を出力するＦＩＲ型適応フィルタにより構成され、
上記第２の位相検出手段の出力によりその第２の位相検
出手段の出力を小ならしめるべく上記ＦＩＲ型適応フィ
ルタのタップ係数を制御する予測形ジッタキャンセラを
有するデータモデムにおいて、上記判定器の出力シンボ
ルを入力とし入力の絶対値によって上記第２の位相検出
手段の出力の大きさを制御するための信号を出力する制
御器を具備し、受信シンボルの絶対値が小さいときには
上記ＦＩＲ型適応フィルタの修正係数が小さくなるよう
に制御するものである。
本発明においては、受信シンボルの原点からの距離に応
じてＦＩＲ型適応フィルタのタップの修正係数の大きさ
を変化させることによ’ｔ、Ｓ／ＮＯ悪い原点に近い受
信シンボルによって抽出された位相誤差信号に対しては
修正係数を小さくして、タップの修正を抑える。
じてＦＩＲ型適応フィルタのタップの修正係数の大きさ
を変化させることによ’ｔ、Ｓ／ＮＯ悪い原点に近い受
信シンボルによって抽出された位相誤差信号に対しては
修正係数を小さくして、タップの修正を抑える。
以下、図面に基づき本発明の実施例を詳細に説明する。
第１図は本発明による位相ジッタキャンセラの一実施例
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
図において、１０１は位相ジッタ成分を抑圧する丸めの
複素乗算器で、この複素乗算器１０１は受信信号を二輪
同期検波した複素ベースバンド信号に対して制御角度に
応じ九位相回転を与える位相回転手段を構成している。
複素乗算器で、この複素乗算器１０１は受信信号を二輪
同期検波した複素ベースバンド信号に対して制御角度に
応じ九位相回転を与える位相回転手段を構成している。
１０２はこの位相回転手段の出力を入力として受信シン
ボルを判定し判定したシンボルを出力する判定器、１０
３はこの判定器１０２の出力と複素乗算器１０１の出力
を入力とする位相検出器で、この位相検出器１０３は判
定器１０２の出力と上記位相回転手段出力との位相誤差
を抽出する位相検出手段を構成している。１０４は判定
器１０２の出力と受信信号を入力とする位相検出器で、
この位相検出器ｆ０４は判定器１０２の出力と受信信号
との位相誤差を抽出する位相検出手段を構成している。
ボルを判定し判定したシンボルを出力する判定器、１０
３はこの判定器１０２の出力と複素乗算器１０１の出力
を入力とする位相検出器で、この位相検出器１０３は判
定器１０２の出力と上記位相回転手段出力との位相誤差
を抽出する位相検出手段を構成している。１０４は判定
器１０２の出力と受信信号を入力とする位相検出器で、
この位相検出器ｆ０４は判定器１０２の出力と受信信号
との位相誤差を抽出する位相検出手段を構成している。
１０５はこの位相検出器１０４からなる位相検出手段の
出力を入力とじ複素乗算器１０１からなる位相回転手段
へ制御角度を出力するＦＩＲ型適応フィルタである。そ
して、位相検出器１０３からなる位相検出手段の出力に
よりその位相検出手段の出力を小ならしめるべ（ＦＩＲ
型適応フィルタ１０５のタップ係数を制御するように構
成されている。
出力を入力とじ複素乗算器１０１からなる位相回転手段
へ制御角度を出力するＦＩＲ型適応フィルタである。そ
して、位相検出器１０３からなる位相検出手段の出力に
よりその位相検出手段の出力を小ならしめるべ（ＦＩＲ
型適応フィルタ１０５のタップ係数を制御するように構
成されている。
１０６は判定器１０２の出力シンボルを入力とし入力の
絶対値によって位相検出器１０３からなる位相検出手段
の出力の大きさを制御するための信号を出力する制御器
である。そして、受信シンボルの絶対値が小さいときに
はＦ’ＩＲ型適応フィルタ１０５の修正係数が小さくな
るように制御するように構成されている。１０７はＦＩ
Ｒ型適応フィルタ１０５の出力を入力とし出力を複素乗
算器１０１へ送出する三角関数発生器、１０８は乗算器
である。
絶対値によって位相検出器１０３からなる位相検出手段
の出力の大きさを制御するための信号を出力する制御器
である。そして、受信シンボルの絶対値が小さいときに
はＦ’ＩＲ型適応フィルタ１０５の修正係数が小さくな
るように制御するように構成されている。１０７はＦＩ
Ｒ型適応フィルタ１０５の出力を入力とし出力を複素乗
算器１０１へ送出する三角関数発生器、１０８は乗算器
である。
つぎにこの第１図に示す実施例の動作を説明する。
まず、判定器１０２は複数乗算器１０１の出力がどのデ
ータ点として送られてきたかを判定し、判定されたデー
タシンボルを出力する。そして、この判定器１０２の出
力Ａえと受信信号Ａ、 、ｊ ａ、からジッタの位相角
成分を抽出するのが位相検出器１０４でアシ、その詳細
をｗ、２図に示す。
ータ点として送られてきたかを判定し、判定されたデー
タシンボルを出力する。そして、この判定器１０２の出
力Ａえと受信信号Ａ、 、ｊ ａ、からジッタの位相角
成分を抽出するのが位相検出器１０４でアシ、その詳細
をｗ、２図に示す。
この＠２図においで、２０１は第１の入力、２０２は第
２の入力、２０３は複素共役器、２０４は乗算器、２０
５は虚部選択器、２０６は乗算器、２０７は出力である
。
２の入力、２０３は複素共役器、２０４は乗算器、２０
５は虚部選択器、２０６は乗算器、２０７は出力である
。
この第２図において、入力２０１にはＡ工ｅｊ′が入力
され、入力２０２にはＡアが入力される。この人力２０
２ Ｋ入力されたＡｚＢ複素共役器２０３によってＡ−
が出力され、乗算器２０４によって、入力２０１のＡ、
、ｊ＃、と乗算され、つぎに乗算器２０４の出力ｌ Ａ
ｔ ｌ””’は虚部選択器２０５に入力され、さらに乗
算器２０６でその出力に／１□ＩＣ’！” を乗する
ととによって、位相差成分θ、が抽出されるのである。
され、入力２０２にはＡアが入力される。この人力２０
２ Ｋ入力されたＡｚＢ複素共役器２０３によってＡ−
が出力され、乗算器２０４によって、入力２０１のＡ、
、ｊ＃、と乗算され、つぎに乗算器２０４の出力ｌ Ａ
ｔ ｌ””’は虚部選択器２０５に入力され、さらに乗
算器２０６でその出力に／１□ＩＣ’！” を乗する
ととによって、位相差成分θ、が抽出されるのである。
このようにして、位相検出器１０４によって抽出された
θ、はＦＩＲ型適応フィルター０５のタップに入力され
る。
θ、はＦＩＲ型適応フィルター０５のタップに入力され
る。
つぎに、Ｆ’ＩＲ型適応フィルタ１０５のタップゲイれ
る。
る。
まず、第２図に詳細を示す位相検出器に、Ａ１と出する
。この位相誤差成分に制御器１０８の出力である修正係
数αを乗算した後、次式のように修正されるＦＩＲ型適
応フィルタ１０５に入力するのである。
。この位相誤差成分に制御器１０８の出力である修正係
数αを乗算した後、次式のように修正されるＦＩＲ型適
応フィルタ１０５に入力するのである。
Ｃ＞ （ｔ ＋ ｔ ） ＝ｃ１ （０＋ （１ｅ ｔ
ａ ｔ ＋＋ ｉ ＋＋＋ ＋＋＋＋＋＋ （９）
（ｉ：１，２．・・・・・・・・・・・・、Ｎ）このよ
うにして、タップゲイン１へ１が最小になるように収束
してゆくのである。
ａ ｔ ＋＋ ｉ ＋＋＋ ＋＋＋＋＋＋ （９）
（ｉ：１，２．・・・・・・・・・・・・、Ｎ）このよ
うにして、タップゲイン１へ１が最小になるように収束
してゆくのである。
このときの、制御器１０Ｇの動作について、制御器の実
施例を示す第３図を参照して説明する。
施例を示す第３図を参照して説明する。
この第３図において、３０１は自乗器、３０２ｉこの自
乗器３０１の出力とスレショルドを比較する比較器３０
３はセレクタである。
乗器３０１の出力とスレショルドを比較する比較器３０
３はセレクタである。
制御器１０６の入力には判定器１０２の出力Ａ１が入力
される。そこで、まず、入力シンボルの大きさを自乗器
３０１によって算出し、つぎに、比較器３０２によって
与えられ念スレショルドと自乗器３０１の出力ＩｎＫ１
とを比較してｌＡｌ１があるスレショルドよ）も大きい
場合と小さい場合の２つの場合を示す信号を出力し、こ
の信号によってセレクタ３０３は２種類の修正係数のう
ち一方を選択し、ｌＡ３１があるスレショルドよりも大
きい場合にα！。
される。そこで、まず、入力シンボルの大きさを自乗器
３０１によって算出し、つぎに、比較器３０２によって
与えられ念スレショルドと自乗器３０１の出力ＩｎＫ１
とを比較してｌＡｌ１があるスレショルドよ）も大きい
場合と小さい場合の２つの場合を示す信号を出力し、こ
の信号によってセレクタ３０３は２種類の修正係数のう
ち一方を選択し、ｌＡ３１があるスレショルドよりも大
きい場合にα！。
あるスレショルドよシも小さい場合にはα２ を修正係
数αとして出力するのである。
数αとして出力するのである。
このとき、Ｉ’ｌ［＋ がおるスレショルドよυも小
さい場合には、位相検出器１０３の出力にノイズ成分が
多く含まれるのでＦＩＲ型適応フィルタ１０５のタップ
ゲインが大きく修正されないよう修正係数αを小さくし
てα！ 、逆にα鵞は大きいものとする。
さい場合には、位相検出器１０３の出力にノイズ成分が
多く含まれるのでＦＩＲ型適応フィルタ１０５のタップ
ゲインが大きく修正されないよう修正係数αを小さくし
てα！ 、逆にα鵞は大きいものとする。
以上説明したように本発明は、受信シンボルの原点から
の距離に応じてＦＩＲ型適応フィルタのタップの修正係
数の大きさを変化させることにより、Ｓ／Ｎの悪い原点
に近い受信シンボルによつ１出された位相誤差信号に対
しては、修正係数を小さくして、タップの修正を抑える
ようにすることで、よシ安定した位相ジッタキャンセラ
を実現するができる効果がお石。
の距離に応じてＦＩＲ型適応フィルタのタップの修正係
数の大きさを変化させることにより、Ｓ／Ｎの悪い原点
に近い受信シンボルによつ１出された位相誤差信号に対
しては、修正係数を小さくして、タップの修正を抑える
ようにすることで、よシ安定した位相ジッタキャンセラ
を実現するができる効果がお石。
第１図は本発明による位相ジツタキャンセ２の一実施例
を示すブロック図、Ｍ２図は第１図における位相検出器
の実施例を示すブロック図、第３図は第１図における制
御器の実施例を示すブロック図、第４図は従来の位相ジ
ッタキャンセラの一例を示すブロック図、第５図は第４
図におけるＦＩＲ型適応フィルタの詳細を示す構成図、
第６図は受信点が原点からの距離によってノイズに対す
る位相の影響を比較し九説明図である。 １０１・・・・複素乗算器、１０２−・・・判定器、１
Ｇ３，１０４ ・番・・位相検出器、１０５−・・φ
ＦＩＲ型適応フィルタ、１０６・・−・制御器。
を示すブロック図、Ｍ２図は第１図における位相検出器
の実施例を示すブロック図、第３図は第１図における制
御器の実施例を示すブロック図、第４図は従来の位相ジ
ッタキャンセラの一例を示すブロック図、第５図は第４
図におけるＦＩＲ型適応フィルタの詳細を示す構成図、
第６図は受信点が原点からの距離によってノイズに対す
る位相の影響を比較し九説明図である。 １０１・・・・複素乗算器、１０２−・・・判定器、１
Ｇ３，１０４ ・番・・位相検出器、１０５−・・φ
ＦＩＲ型適応フィルタ、１０６・・−・制御器。
Claims (1)
- 少なくとも、受信信号を二軸同期検波した複素ベース
バンド信号に対して制御角度に応じた位相回転を与える
位相回転手段と、この位相回転手段の出力を入力として
受信シンボルを判定し判定したシンボルを出力する判定
器と、この判定器の出力と受信信号との位相誤差を抽出
する第１の位相検出手段と、前記判定器の出力と前記位
相回転手段の出力との位相誤差を抽出する第２の位相検
出手段と、前記第１の位相検出手段の出力を入力とし前
記位相回転手段へ制御角度を出力するＦＩＲ型適応フィ
ルタにより構成され、前記第２の位相検出手段の出力に
より該第２の位相検出手段の出力を小ならしめるべく前
記ＦＩＲ型適応フィルタのタップ係数を制御する予測形
ジッタキャンセラを有するデータモデムにおいて、前記
判定器の出力シンボルを入力とし入力の絶対値によつて
前記第２の位相検出手段の出力の大きさを制御するため
の信号を出力する制御器を具備し、受信シンボルの絶対
値が小さいときには前記ＦＩＲ型適応フィルタの修正係
数が小さくなるように制御することを特徴とする位相ジ
ッタキャンセラ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63203878A JPH0253316A (ja) | 1988-08-18 | 1988-08-18 | 位相ジツタキヤンセラ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63203878A JPH0253316A (ja) | 1988-08-18 | 1988-08-18 | 位相ジツタキヤンセラ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0253316A true JPH0253316A (ja) | 1990-02-22 |
Family
ID=16481213
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63203878A Pending JPH0253316A (ja) | 1988-08-18 | 1988-08-18 | 位相ジツタキヤンセラ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0253316A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5102981A (en) * | 1989-10-18 | 1992-04-07 | Mitsui Petrochemical Industries Ltd. | Imide prepolymer from bisimide, diamine and tribromophenylmaleimide |
| GB2296412B (en) * | 1994-12-20 | 1999-11-03 | Fujitsu Ltd | Phase jitter extraction circuit and phase jitter cancellation circuit |
-
1988
- 1988-08-18 JP JP63203878A patent/JPH0253316A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5102981A (en) * | 1989-10-18 | 1992-04-07 | Mitsui Petrochemical Industries Ltd. | Imide prepolymer from bisimide, diamine and tribromophenylmaleimide |
| GB2296412B (en) * | 1994-12-20 | 1999-11-03 | Fujitsu Ltd | Phase jitter extraction circuit and phase jitter cancellation circuit |
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