JPS631204A - Ｆｍ信号復調装置 - Google Patents
Ｆｍ信号復調装置Info
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- JPS631204A JPS631204A JP61145222A JP14522286A JPS631204A JP S631204 A JPS631204 A JP S631204A JP 61145222 A JP61145222 A JP 61145222A JP 14522286 A JP14522286 A JP 14522286A JP S631204 A JPS631204 A JP S631204A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は周波数変調（ＦＭ）信号をディジタル信号処理
によって復調するＦＭ信号復調装置に関するものである
。
によって復調するＦＭ信号復調装置に関するものである
。
従来の技術
近年ディジタル信号処理によって周波数変調信号を復調
することが求められ、三角関数の逆関数を計算する計算
器を持った復調器が用いられている。以下図面を参照し
ながら、上述した従来のＦＭ信号復調装置の一例につい
て説明する。
することが求められ、三角関数の逆関数を計算する計算
器を持った復調器が用いられている。以下図面を参照し
ながら、上述した従来のＦＭ信号復調装置の一例につい
て説明する。
第４図は従来のＦＭ信号復調装置のブロック図である。
第４図において２０は入力端子、２１は帯域通過型ディ
ジタルフィルタ、２２は入力信号の位相を９０°遅延さ
せる遅延器、２３は除算器、２４は逆正接を計算する逆
正接計算器、２５は微分器、２６は出力端子である。
ジタルフィルタ、２２は入力信号の位相を９０°遅延さ
せる遅延器、２３は除算器、２４は逆正接を計算する逆
正接計算器、２５は微分器、２６は出力端子である。
以上のように構成されたＦＭ信号復調装置を利用し、周
波数変調信号を復調する場合について、以下にその動作
を説明する。
波数変調信号を復調する場合について、以下にその動作
を説明する。
入力端子２０には標本化された信号が入力され、帯域通
過型ディジタルフィルタ２１によって、帯域制限され不
要な信号成分が除去される。帯域通過型デインタルフィ
ルタ２１の出力Ｅｒは、遅延器２２で処理されて位相が
９０°遅れた信号Ｅ。
過型ディジタルフィルタ２１によって、帯域制限され不
要な信号成分が除去される。帯域通過型デインタルフィ
ルタ２１の出力Ｅｒは、遅延器２２で処理されて位相が
９０°遅れた信号Ｅ。
になる。ＥｒとＥ、はどちらも除算器２３に入力されＥ
ｉ／Ｅｒが計算される。除算器２３の出力は逆正接を計
算する逆正接計算器２４に加えられｊ ａ ｎ−１（Ｅ
□／Ｅ ｒ ）が出力される。Ｅｒ＝Ａｃｏｓθの場
合には、逆正接計算器２４の出力値はｊａｎ−’（ｓ
ｉｎθ／ｃ ｏ ｓθ）＝θとなる。すなわち周波数変
調信号の撮幅項Ａは除算によって相殺されて、周波数変
調信号の瞬時の位相が計算される。逆正接計算器２４の
出力は微分器２５に加えられるので、位相の変動速度が
微分器２５の出力端子に得られる。つまり出力端子２６
には周波数変調信号の位相変動速度の標本値すなわち復
調信号の標本値が得られる。
ｉ／Ｅｒが計算される。除算器２３の出力は逆正接を計
算する逆正接計算器２４に加えられｊ ａ ｎ−１（Ｅ
□／Ｅ ｒ ）が出力される。Ｅｒ＝Ａｃｏｓθの場
合には、逆正接計算器２４の出力値はｊａｎ−’（ｓ
ｉｎθ／ｃ ｏ ｓθ）＝θとなる。すなわち周波数変
調信号の撮幅項Ａは除算によって相殺されて、周波数変
調信号の瞬時の位相が計算される。逆正接計算器２４の
出力は微分器２５に加えられるので、位相の変動速度が
微分器２５の出力端子に得られる。つまり出力端子２６
には周波数変調信号の位相変動速度の標本値すなわち復
調信号の標本値が得られる。
発明が解決しようとする問題点
しかしながら、前記のような従来の装置では、各ブロッ
クの入出力語長は有限なので、各ブロックでは有限語長
の演算が行われる。したがって切り上げ、切りすてなど
の丸め誤差の発生は避けられない。特に逆正接の値は、
正接の値の絶対値が零に近い領域では大きく変化するた
め、遅延器２２の出力の絶対値が小さくなると逆正接を
計算する逆正接計算器２４の出力誤差が増大し、復７周
出力の雑音が増大する。
クの入出力語長は有限なので、各ブロックでは有限語長
の演算が行われる。したがって切り上げ、切りすてなど
の丸め誤差の発生は避けられない。特に逆正接の値は、
正接の値の絶対値が零に近い領域では大きく変化するた
め、遅延器２２の出力の絶対値が小さくなると逆正接を
計算する逆正接計算器２４の出力誤差が増大し、復７周
出力の雑音が増大する。
さらに１微分器２５の出力語長で復調ディジタル信号の
ダイナミックレンジが決定されてしまっているため、周
波数変調の特徴である広帯域利得によって得られている
はずの大きなダイナミックレンジを持った復調信号が、
ディジタル信号の形で得られていない。
ダイナミックレンジが決定されてしまっているため、周
波数変調の特徴である広帯域利得によって得られている
はずの大きなダイナミックレンジを持った復調信号が、
ディジタル信号の形で得られていない。
本発明は前記問題点に鑑み、丸め誤差によって発生する
復調雑音を小さくし、さらに従来と同じ語長で処理して
得られた復調信号を、さらに大きな語長の復調信号に変
換してより大きなダイナミックレンジを持った復調信号
を生成することのできるＦＭ信号復調装置を提供するも
のである。
復調雑音を小さくし、さらに従来と同じ語長で処理して
得られた復調信号を、さらに大きな語長の復調信号に変
換してより大きなダイナミックレンジを持った復調信号
を生成することのできるＦＭ信号復調装置を提供するも
のである。
問題点を解決するための手段
上記目的を達するため本発明のＦＭ信号復調装置は、標
本化された信号が入力される帯域通過型ディジタルフィ
ルタと、前記帯域通過型ディジタルフィルタの出力値Ｅ
ｒを入力とし入力の位相を出刃Ｅｉと＠ ａｒＥ ”
ｒ ｋ人力として（Ｅｌ’＋Ｅｒ’） ’を計算する計
算器と、前記Ｅｒと前記Ｅｒを入力としｌＥｒ１≧ＩＥ
、Ｉの場合には”１”をＩＥ、 ｌ＜ ＩＥ、 １の場
合には”○”を出力する絶対値比較器と、前記絶対値比
較器の出力Ｆと前記Ｅｒと前記Ｅｉを入力としＦ＝″１
”の場合にはＩＥ、１をＦ＝”０゛′の場合にはｌＥｒ
１を出力する選択器と、前記選択器の出力と前記第１の
計算器の出力を乗算する乗算器と、前記乗算器の出力を
入力とし逆余弦の主像を計算する第２の計算器と、前記
第２の計算器の出力Ａと前記Ｆと前記Ｅ、と前記Ｅｒを
入力とする補正器と、前記補正器の出力を入力とする微
分器と、前記微分器の出力の語長よりも大きな演算語長
を持ち、かつ前記微分器の出力が入力される低域通過型
ディジタルフィルタとを備えたものである。
本化された信号が入力される帯域通過型ディジタルフィ
ルタと、前記帯域通過型ディジタルフィルタの出力値Ｅ
ｒを入力とし入力の位相を出刃Ｅｉと＠ ａｒＥ ”
ｒ ｋ人力として（Ｅｌ’＋Ｅｒ’） ’を計算する計
算器と、前記Ｅｒと前記Ｅｒを入力としｌＥｒ１≧ＩＥ
、Ｉの場合には”１”をＩＥ、 ｌ＜ ＩＥ、 １の場
合には”○”を出力する絶対値比較器と、前記絶対値比
較器の出力Ｆと前記Ｅｒと前記Ｅｉを入力としＦ＝″１
”の場合にはＩＥ、１をＦ＝”０゛′の場合にはｌＥｒ
１を出力する選択器と、前記選択器の出力と前記第１の
計算器の出力を乗算する乗算器と、前記乗算器の出力を
入力とし逆余弦の主像を計算する第２の計算器と、前記
第２の計算器の出力Ａと前記Ｆと前記Ｅ、と前記Ｅｒを
入力とする補正器と、前記補正器の出力を入力とする微
分器と、前記微分器の出力の語長よりも大きな演算語長
を持ち、かつ前記微分器の出力が入力される低域通過型
ディジタルフィルタとを備えたものである。
作 用
本発明は前記した構成によって、逆余弦を計算する第２
の計算器に入力される値が常にＯから１へｐ−の範囲で
あるようにして丸め誤差による復調雑音を低減するとと
もにさらに微分器の出力語長よりも大きな演算語長を持
つ低域通過型ディジタルフィリタで微分器の出力を処理
することばよってダイナミックレンジの大きな復調ディ
ジタル出力を得るものである。
の計算器に入力される値が常にＯから１へｐ−の範囲で
あるようにして丸め誤差による復調雑音を低減するとと
もにさらに微分器の出力語長よりも大きな演算語長を持
つ低域通過型ディジタルフィリタで微分器の出力を処理
することばよってダイナミックレンジの大きな復調ディ
ジタル出力を得るものである。
実施例
以下本発明の一実施例のＦＭ信号復調装置について、図
面を参照しなから説明する。第１図は本発明の一実施例
におけるＦＭ信号復調装置の構成を示すものである。
面を参照しなから説明する。第１図は本発明の一実施例
におけるＦＭ信号復調装置の構成を示すものである。
第１図において、１は標本化された周波数変調信号が入
力される入力端子、２は帯域通過型ディジタルフィルタ
、３は入力信号の位相を９００遅延する遅延器、４は帯
域通過型ディジタルフィルして（Ｅｒ２＋Ｅ、２ ）
２を計算する第１の計算器、５はＩＥｒＤＩＥ、Ｉの場
合、”１”をＩＥｒＩ＜ＩＥ、１の場合、０を出力する
絶対値比較器、６は絶対値比較器の出力Ｆが”Ｏ”の場
合にはｌＥｒ１を、”１″の場合にはＩＥｉＩを出力す
る選択器、７は選択器６の出力と第１の計算器４の出力
を乗算する乗算器、８は乗算器７の出力を入力値として
逆余弦の主値を計算する第２の計算器、９は第２の計算
器８の出力を絶対値比較器６の出力Ｆと帯域通過型ディ
ジタルフィルタ２の出力の符号と遅延器３の出力の符号
によって正しい瞬時位相に補正する補正器、１０は補正
器９の出力を微分する微分器、１１は微分器１０の出力
語長より大きな演算語長を持つ低域通過型ディジタルフ
ィルタ、１２は復調されたディジタル信号が出力される
出力端子である。
力される入力端子、２は帯域通過型ディジタルフィルタ
、３は入力信号の位相を９００遅延する遅延器、４は帯
域通過型ディジタルフィルして（Ｅｒ２＋Ｅ、２ ）
２を計算する第１の計算器、５はＩＥｒＤＩＥ、Ｉの場
合、”１”をＩＥｒＩ＜ＩＥ、１の場合、０を出力する
絶対値比較器、６は絶対値比較器の出力Ｆが”Ｏ”の場
合にはｌＥｒ１を、”１″の場合にはＩＥｉＩを出力す
る選択器、７は選択器６の出力と第１の計算器４の出力
を乗算する乗算器、８は乗算器７の出力を入力値として
逆余弦の主値を計算する第２の計算器、９は第２の計算
器８の出力を絶対値比較器６の出力Ｆと帯域通過型ディ
ジタルフィルタ２の出力の符号と遅延器３の出力の符号
によって正しい瞬時位相に補正する補正器、１０は補正
器９の出力を微分する微分器、１１は微分器１０の出力
語長より大きな演算語長を持つ低域通過型ディジタルフ
ィルタ、１２は復調されたディジタル信号が出力される
出力端子である。
第２図は本発明の一実施例における第１の計算器の構成
を示すものである。第２図において、３１は第１の入力
端子、３２は第２の入力端子、３３は値Ｅｒ（又はＥｉ
）の２乗値を求める第１の２乗器、３４は値Ｅ、（又は
Ｅｒ）の２乗値を求める第２の２乗器、３５は第１．第
２の２乗器の出力を加算する第１の加算器、３６は少な
くとも開平器（図示せず）を有し、平方根の逆数が演算
される演算器である。
を示すものである。第２図において、３１は第１の入力
端子、３２は第２の入力端子、３３は値Ｅｒ（又はＥｉ
）の２乗値を求める第１の２乗器、３４は値Ｅ、（又は
Ｅｒ）の２乗値を求める第２の２乗器、３５は第１．第
２の２乗器の出力を加算する第１の加算器、３６は少な
くとも開平器（図示せず）を有し、平方根の逆数が演算
される演算器である。
第３図は本発明の一実施例における補正器の構成を示す
ものである。第３図において、４１，４２゜４３．４４
はそれぞれ値Ｅｒ、Ｅｉ 、逆余弦の主値。
ものである。第３図において、４１，４２゜４３．４４
はそれぞれ値Ｅｒ、Ｅｉ 、逆余弦の主値。
出力Ｆを入力とする入力端子、４Ｓは制御器、４６は記
憶装置、４７は符号反転器、４８は加算器、４９は補正
器９の出力を微分器１０に入力させるための出力端子で
ある。
憶装置、４７は符号反転器、４８は加算器、４９は補正
器９の出力を微分器１０に入力させるための出力端子で
ある。
以上のように構成されたＦＭ信号復調装置について、以
下第１図を用いてその動作を説明する。
下第１図を用いてその動作を説明する。
第１図の入力端子１に入力された入力信号は、帯域通過
型ディジタルフィルタ２によって不要な周波数成分が除
去された出力Ｅｒになり、遅延器３で遅延されて出力Ｅ
、になる。つまりＥ、＝Ａｃｏｓθ幅項の逆数１／Ａが
計算される。絶対値比較器５ばＩＥｉｌとｌＥｒ１のう
ちで小さい方を出力する。
型ディジタルフィルタ２によって不要な周波数成分が除
去された出力Ｅｒになり、遅延器３で遅延されて出力Ｅ
、になる。つまりＥ、＝Ａｃｏｓθ幅項の逆数１／Ａが
計算される。絶対値比較器５ばＩＥｉｌとｌＥｒ１のう
ちで小さい方を出力する。
ＩＥ、Ｉ＜ＩＥ、ｌの場合は乗算器７の出力はＩ Ｃｏ
Ｓθ１．ｌＥｒ１≧ＩＥ、１の場合は乗算器７の出力ば
ｌ ｇｉｎθ１ になり、振幅項Ａは相殺される。
Ｓθ１．ｌＥｒ１≧ＩＥ、１の場合は乗算器７の出力ば
ｌ ｇｉｎθ１ になり、振幅項Ａは相殺される。
乗算器子の出力は、逆余弦を計算する第２の計算器８に
よって乗算器出力値の逆余弦値に変換される。ただし、
第２の計算器８の出力値θは４５゜から９０°までの値
になり、かつ乗算器７の出力がｌ ｓｉｎθ１である場
合にも逆余弦が計算されている。そこでθの値を０°か
ら３６００までの値で正しく得るために、補正器９で次
のような補正を行う０すなわち補正器９は第２の計算器
８の出力θと帯域通過型ディジタルフィルタ２の出力Ｅ
ｒと遅延器３の出力Ｅｉと絶対値比較器５の出力Ｆとを
入力とし、制御器の出力によって記憶装置から出力され
る値を決め、さらに乗算器の出力の符号を制御して両者
を加算して、 Ｆ＝１かつＥｒ≧０かつＥ、≧０ ならば９ｏ０−θを出力し、 Ｆ＝ｏかつＥ、ン０かつＥ、≧Ｏ ならばＡを出力し、 Ｆ＝ｏかつＥ、＜０かつＥ≧○ ならば１８００−θを出力し、 Ｆ＝＝１かっＥ、＜○かっＥ・≧０ ならば９００＋θを出力し、 Ｆ＝１かつＥｒく０かつＥ、＜０ ならば２７ｏ０−θを出力し、 Ｆ＝ｏかつＥｒく０かつＥ、＜０ ならば１８０°十〇を出力し、 Ｆ＝ｏかつＥｒ″２ｏかつＥｉ＜。
よって乗算器出力値の逆余弦値に変換される。ただし、
第２の計算器８の出力値θは４５゜から９０°までの値
になり、かつ乗算器７の出力がｌ ｓｉｎθ１である場
合にも逆余弦が計算されている。そこでθの値を０°か
ら３６００までの値で正しく得るために、補正器９で次
のような補正を行う０すなわち補正器９は第２の計算器
８の出力θと帯域通過型ディジタルフィルタ２の出力Ｅ
ｒと遅延器３の出力Ｅｉと絶対値比較器５の出力Ｆとを
入力とし、制御器の出力によって記憶装置から出力され
る値を決め、さらに乗算器の出力の符号を制御して両者
を加算して、 Ｆ＝１かつＥｒ≧０かつＥ、≧０ ならば９ｏ０−θを出力し、 Ｆ＝ｏかつＥ、ン０かつＥ、≧Ｏ ならばＡを出力し、 Ｆ＝ｏかつＥ、＜０かつＥ≧○ ならば１８００−θを出力し、 Ｆ＝＝１かっＥ、＜○かっＥ・≧０ ならば９００＋θを出力し、 Ｆ＝１かつＥｒく０かつＥ、＜０ ならば２７ｏ０−θを出力し、 Ｆ＝ｏかつＥｒく０かつＥ、＜０ ならば１８０°十〇を出力し、 Ｆ＝ｏかつＥｒ″２ｏかつＥｉ＜。
ならば３６００−θを出力し、
Ｆ＝ｏかつＥｒ≧０かツＥ、＜０
ならば２７０°十〇をそれぞれ出力する。
以上のようにして補正値を求めれば、逆余弦を計算する
第２の計算器８において、余弦の小さな変動に対して逆
余弦の値が犬きく変化する余弦＝±１付近で計算を行う
必要がなくなる。すなわち、周波数変調信号の量子化に
よって発生する復調雑音が小さくなる。
第２の計算器８において、余弦の小さな変動に対して逆
余弦の値が犬きく変化する余弦＝±１付近で計算を行う
必要がなくなる。すなわち、周波数変調信号の量子化に
よって発生する復調雑音が小さくなる。
さらに補正器９の出力は微分器１ｏで微分され、微分器
１ｏの出力は、微分器１ｏの出力語長よりも大きな演算
語長を持つ低域通過型ディジタルフィルタ１１で帯域制
限される。微分器１０の出力の量子化雑音のうち、低域
通過型ディジタルフィルタ１１を通過する成分の電力は
全帯域での量子化雑音の総電力より小さいから低域通過
型ディジタルフィルタ１１の出力では信号対雑音比が向
上し有効な出力語長が大きくなりダイナミックレンジが
増大する。さらに前述したように丸めによる雑音が小さ
く、かつＦＭ信号復調装置に特有の三角雑音の低域通過
型ディジタルフィルタ１１を通過する成分も小さく、結
果として高い信号対雑音比を持ったＦＭ復調信号を出力
端子１２に得ることができる。
１ｏの出力は、微分器１ｏの出力語長よりも大きな演算
語長を持つ低域通過型ディジタルフィルタ１１で帯域制
限される。微分器１０の出力の量子化雑音のうち、低域
通過型ディジタルフィルタ１１を通過する成分の電力は
全帯域での量子化雑音の総電力より小さいから低域通過
型ディジタルフィルタ１１の出力では信号対雑音比が向
上し有効な出力語長が大きくなりダイナミックレンジが
増大する。さらに前述したように丸めによる雑音が小さ
く、かつＦＭ信号復調装置に特有の三角雑音の低域通過
型ディジタルフィルタ１１を通過する成分も小さく、結
果として高い信号対雑音比を持ったＦＭ復調信号を出力
端子１２に得ることができる。
以上のように本実施例によれば、標本化された信号を帯
域制限する帯域制限型ディジタルフィルタと、遅延器と
、帯域制限型ディジタルフィルタの出力Ｅｒと遅延器の
出力Ｅｉから（Ｅｒ＋Ｅ： ）を求める第１の計算器と
、ＩＥｉｌとｌＥｒ１の比較結果を出力する絶対値比較
器と、絶対値比較器の出力に基いてｌ］：、 ｌ又はＩ
ＥｒＩを出力する選択器と、選択器の出力と前記第１の
計算器の出力を乗算する乗算器と、乗算器の出力値に対
する逆余弦を計算する第２の計算器と、第２の計算器の
出力をＥｒの符号とＥｉの符号と前記絶対値比較器の出
力によって補正する補正器と、補正器の出力を微分する
微分器と、微分器の出力の語長よシ大きな演算語長を持
ちかつ微分器の出力が入力される低域通過型ディジタル
フィルタを設けることにより、信号対雑音比の大きなＦ
Ｍ復調を行うことができる。
域制限する帯域制限型ディジタルフィルタと、遅延器と
、帯域制限型ディジタルフィルタの出力Ｅｒと遅延器の
出力Ｅｉから（Ｅｒ＋Ｅ： ）を求める第１の計算器と
、ＩＥｉｌとｌＥｒ１の比較結果を出力する絶対値比較
器と、絶対値比較器の出力に基いてｌ］：、 ｌ又はＩ
ＥｒＩを出力する選択器と、選択器の出力と前記第１の
計算器の出力を乗算する乗算器と、乗算器の出力値に対
する逆余弦を計算する第２の計算器と、第２の計算器の
出力をＥｒの符号とＥｉの符号と前記絶対値比較器の出
力によって補正する補正器と、補正器の出力を微分する
微分器と、微分器の出力の語長よシ大きな演算語長を持
ちかつ微分器の出力が入力される低域通過型ディジタル
フィルタを設けることにより、信号対雑音比の大きなＦ
Ｍ復調を行うことができる。
を計算し、乗算器７を選択器６の出力を第１の計算器の
出力で除算する除算器としてもよい。
出力で除算する除算器としてもよい。
また第２の計算器８は逆余弦を計算するとしたが、逆正
弦を計算して補正器を変更してもよい。
弦を計算して補正器を変更してもよい。
また帯域通過型ディジタルフィルタ２は入力信号がすで
に何らかの帯域制限を受けていれば他の特性のディジタ
ルフィルタにするかあるいは省略してもよい。
に何らかの帯域制限を受けていれば他の特性のディジタ
ルフィルタにするかあるいは省略してもよい。
また低域通過型ディジタルフィルタ１２は必要に応じて
他の特性のディジタルフィルタに変更してもよい。ただ
し微分器出力の語長よりも大きな演算語長は必ず必要で
ある。
他の特性のディジタルフィルタに変更してもよい。ただ
し微分器出力の語長よりも大きな演算語長は必ず必要で
ある。
また第１の計算器と第２の計算器をＲＯＭテーブルなど
に変更してもよい。
に変更してもよい。
また遅延器はヒルベルト変換器としてもよい。
発明の効果
以上のように本発明のＦＭ信号復調装置は、帯域通過型
ディジタルフィルタと、遅延器と前記帯域通過型ディジ
タルフィルタの出力を用いて入力された周波数変調信号
の振幅成分の逆数を検出する第１の計算器と、帯域通過
型ディジタルフィルタの出力の絶対値と前記遅延器の出
力の絶対値のうち小さい方を選ぶ選択器こ、前記選択器
の出力を第１の計算器の出力を乗算して振幅成分を打ち
消す乗算器と、前記乗算器の出力の逆余弦を計算する第
２の計算器と、第２の計算器の出力を補正する補正器を
設けることによって、丸め誤差と周波数変調信号の振幅
変動によって発生する復調雑音を小さくすることができ
る。さらに補正器の出力を微分する微分器と、微分器の
出力語長より大きな演算語長を持ちかつ微分器の出力が
入力される低域通過型ディジタルフィルタを設けること
により、従来と同じ語長で処理して得られたダイナミッ
クレンジの制限された復調信号を、さらに大きな語長の
復調信号に変換して、従来より大きなダイナミックレン
ジを持ったディジタル復調信号を生成することができる
。さらに第１の計算器は入力信号の包絡線を検出するの
でＡＭ信号復調装置をかねることができる。
ディジタルフィルタと、遅延器と前記帯域通過型ディジ
タルフィルタの出力を用いて入力された周波数変調信号
の振幅成分の逆数を検出する第１の計算器と、帯域通過
型ディジタルフィルタの出力の絶対値と前記遅延器の出
力の絶対値のうち小さい方を選ぶ選択器こ、前記選択器
の出力を第１の計算器の出力を乗算して振幅成分を打ち
消す乗算器と、前記乗算器の出力の逆余弦を計算する第
２の計算器と、第２の計算器の出力を補正する補正器を
設けることによって、丸め誤差と周波数変調信号の振幅
変動によって発生する復調雑音を小さくすることができ
る。さらに補正器の出力を微分する微分器と、微分器の
出力語長より大きな演算語長を持ちかつ微分器の出力が
入力される低域通過型ディジタルフィルタを設けること
により、従来と同じ語長で処理して得られたダイナミッ
クレンジの制限された復調信号を、さらに大きな語長の
復調信号に変換して、従来より大きなダイナミックレン
ジを持ったディジタル復調信号を生成することができる
。さらに第１の計算器は入力信号の包絡線を検出するの
でＡＭ信号復調装置をかねることができる。
第１図は本発明の一実施例だおけるＦＭ信号復調装置の
構成を示すブロック図、第２図は第１の計算器の構成を
示すブロック図、第３図は補正器の構成を示すブロック
図、第４図は従来のＦＭ信号復調装置の構成を示すブロ
ック図である。 １・・・・・・入力端子、２・・・・・・帯域通過型デ
ィジタルフィルタ、３・・・・・・遅延器、４・・・・
・・第１の計算器、５・・・・・・絶対値比較器、６・
・・・・・選択器、７・・・・・・乗算器、８・・・・
・・第２の計算器、９・・・・・・補正器、１ｏ・・・
・・・微分器、１１・・・・・・低域通過型ディジタル
フィルタ、１２・・・・・・出力端子、３１，３２・・
・・・・入力端子、３３・・・・・・第１の２乗器、３
４・・・・・・第２の２乗器、３５・・・・・・加算器
、３６・・・・・・演算器、３了・・・・・・出力端子
、４１，４２，４３．４４・・・・・・入力端子、４６
・・・・・・記憶装置、４５・・・・・・制御器、４７
・・・・・・符号反転器、４８・・・・・・加算器、４
９・・・・・・出力端子。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか１名第２
図 ｆｆ１３ 図 第４図
構成を示すブロック図、第２図は第１の計算器の構成を
示すブロック図、第３図は補正器の構成を示すブロック
図、第４図は従来のＦＭ信号復調装置の構成を示すブロ
ック図である。 １・・・・・・入力端子、２・・・・・・帯域通過型デ
ィジタルフィルタ、３・・・・・・遅延器、４・・・・
・・第１の計算器、５・・・・・・絶対値比較器、６・
・・・・・選択器、７・・・・・・乗算器、８・・・・
・・第２の計算器、９・・・・・・補正器、１ｏ・・・
・・・微分器、１１・・・・・・低域通過型ディジタル
フィルタ、１２・・・・・・出力端子、３１，３２・・
・・・・入力端子、３３・・・・・・第１の２乗器、３
４・・・・・・第２の２乗器、３５・・・・・・加算器
、３６・・・・・・演算器、３了・・・・・・出力端子
、４１，４２，４３．４４・・・・・・入力端子、４６
・・・・・・記憶装置、４５・・・・・・制御器、４７
・・・・・・符号反転器、４８・・・・・・加算器、４
９・・・・・・出力端子。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか１名第２
図 ｆｆ１３ 図 第４図
Claims (2)
- （１）標本化された信号が入力される帯域通過型ディジ
タルフィルタと、前記帯域通過型ディジタルフィルタの
出力値Ｅ＿ｒを入力とし、この入力の位相を９０°遅延
して出力する遅延器と、前記遅延器の出力Ｅ＿ｉと前記
Ｅ＿ｒを入力として（Ｅ＿ｉ＾２＋Ｅ＿ｒ＾２）＾２を
計算する計算器と、前記Ｅ＿ｒと前記Ｅ＿ｉを入力とし
、｜Ｅ＿ｒ｜≧｜Ｅ＿ｉ｜の場合には“１”を、｜Ｅ＿
ｒ｜＜｜Ｅ＿ｉ｜の場合には“Ｏ”を出力する絶対値比
較器と、前記絶対値比較器の出力Ｆと前記Ｅ＿ｒと前記
Ｅ＿ｉを入力とし、Ｆ＝“１”の場合には｜Ｅ＿ｉ｜を
、Ｆ＝“Ｏ”の場合には｜Ｅ＿ｒ｜を出力する選択器と
、前記選択器の出力と前記第１の計算器の出力を乗算す
る乗算器と、前記乗算器の出力を入力とし逆余弦の主値
を計算する第２の計算器と、前記第２の計算器の出力Ａ
と前記Ｆと前記Ｅ＿ｒと前記Ｅ＿ｉを入力とする補正器 と、前記補正器の出力を入力とする微分器と、前記微分
器の出力の語長よりも大きな演算語長を持ち、かつ前記
微分器の出力が入力される低域通過型ディジタルフィル
タとを具備してなるＦＭ信号復調装置。 - （２）第１の計算器は、第１の入力端子から入力され値
Ｅ＿ｒの２乗値を求める第１の２乗器と、第２の入力端
子から遅延器の出力値Ｅ＿ｉの２乗値を求める第２の２
乗器と、前記第１の２乗器の出力と前記第２の２乗器の
出力とを加算する加算器と、前記加算器の出力を開平し
、開平された値の逆数を出力とする演算器とを備えたこ
とを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のＦＭ信号復
調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61145222A JPS631204A (ja) | 1986-06-20 | 1986-06-20 | Ｆｍ信号復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61145222A JPS631204A (ja) | 1986-06-20 | 1986-06-20 | Ｆｍ信号復調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS631204A true JPS631204A (ja) | 1988-01-06 |
Family
ID=15380176
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61145222A Pending JPS631204A (ja) | 1986-06-20 | 1986-06-20 | Ｆｍ信号復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS631204A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH05175731A (ja) * | 1991-12-20 | 1993-07-13 | Kenwood Corp | Ｆｍ復調器 |
-
1986
- 1986-06-20 JP JP61145222A patent/JPS631204A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH05175731A (ja) * | 1991-12-20 | 1993-07-13 | Kenwood Corp | Ｆｍ復調器 |
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