JPH0255572A - スイッチングコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （・））産業上の利用分野 この発明は定電圧電源回路として用いられるスイッチン
グコンバータに関する。

（ＩＪ）従来の技術 従来、スイ・ノチンクコンハータは用途にルＬ、し−〇
種々の構成か採られているが、一般に出力容量か大きく
出力電圧変動率の小さい直流電源回路としてスイッチン
グ素子をＰ　Ｗ　Ｍ制御する他励型のスイッチングコン
バータか用いられている。

第５し１にその従来のスイッチングコンバータの基本的
な回路図を示す。し１に示すようにトランスの】次巻線
Ｎ１にスイッチングトランジスタＱ１か接続され、Ｐ　
Ｗ　Ｍ制御回路２がスイッチングトランジスタＱ１のゲ
ートを制御するように構成されている。トランスの２次
巻線Ｎ２には整流タイオートＤＩおよび平滑、コンデン
（）Ｃ１が接続され負荷に直流電圧を供給する。この出
力端子間には抵抗Ｒ３，Ｒ４からなる抵抗分圧回路が設
けられ、その出力電圧かＰ　Ｗ　Ｍ制御回路２に加速さ
れている。Ｐ　ＷＭ制御回路２は発振回路１の発振周波
数でＱｌをオンオフ制御するが、その際Ｒ３，Ｒ４から
なる分圧出力電圧が一定値になるようにＱｌのオンデユ
ーテイ比を制御する。

（Ｃ）発明が解決しようとする課題 このようなスイッチングトランジスタをＰＷＭ制御する
スイッチングコンハークの設計条件は、入ノｊ電圧、出
力電流の最大、最小値やスイッチング周波数などである
。一般には定格入力定格負荷で最大効率が得られるよう
に設旧される。ところが出力電圧が一定であっても、負
荷電流が変（ヒすればスイッチングコンバータとしての
効率が低下する。すなわち負荷電流か設計値より小さ（
なるほど、また大きくなるほど最大効率の条件が満足し
なくなる。このため従来のスイッチングコンバタは、設
計された負荷電流以外の条件ではスイッチングコンハー
クの損失が大きかった。

この発明の目的は負荷電流が広範囲に変化しても、その
負荷電流に応して最大効率が得られるようにしたスイッ
チングコンハークを提供することにある。

（ｄ１課題を解決するだめの手段 この発明は、トランスの１次巻線に流れる電流を断続す
るスイッチング素子と、 トランスの２次巻線に発生ずる電圧を整流平滑する回路
と、 負荷供給電圧を検出するとともに、その電圧が一定値を
保つように前記スイッチング素子のオンデユーテイ比を
変化させるスイッチング制御回路とを備えたスイッチン
グコンハークにおいて、負荷電流を検出する回路を設ジ
ノるとともに、負荷電流か小さいとき前記スイッチング
素子のスイッチング周波数を低くし、負荷電流か大きい
とき前記スイッチング素子のスイッチング周波数を高く
するスイッチング周波数制御回路を設りたことを１）徴
としている。

（０１作用 一般にスイッチングコンハークの損失はトランスによる
損失とスイッチング素子による損失とに分けられる。ま
たトランスによる損失は大きく銅損と、鉄損に分けられ
る。以下各１員失についてのスイッチング周波数依存性
について示す。

（１−１）銅損 銅損は１次巻線と２次巻線の銅損があり、これをまとめ
た全銅損Ｐｃは次の式で示される。

Ｐｃｍ　（１／ＡＩ）ｉ−１／Ａｓ）ｐ　・ｎ　　（Ｎ
ｐ　−Ｉｐ）２　・　（Ｒａ／Ｒｄ）・・・・（１）Ａ
ｐ　：　１次巻線の導体占有断面積 Ａｓ：２次巻線の導体占有断面積 ρ　：銅の抵抗率 β　：平均製線長 Ｎｐ：１次巻線数 Ｉｐ：１次側実効電流 Ｒａ／Ｒｄ：ＡＣ抵抗とＤＣ抵抗の比 これらの各係数のなかでスイッチング周波数に依存ｒる
係数はＲａ／Ｒｄのみであり、これは例えば巻線線径が
０．５ｍｍの場合、スイッチング周波数が２０　Ｋ　Ｈ
ｚ　−２００Ｋ　Ｈｚ　Ｔ：　１　、　０２〜１．１８
の変化である。このようにスイッチング周波数と損失と
の間に正の相関関係があるがその変化率は極めて小さい
。したが４って銅損はスイッチング周波数に殆ど依存し
ない。

（１−２）鉄損 鉄損はヒステリシス損と渦電流損とがあるが、これらは
次式で示される。

Ｐ　ｉ　＝　Ｐ　ｈ　＋　Ｐ　ｅ ＝Ｋｈ　　−ｆ−Ｂｍ”　　Ｖｅ ＋Ｋｅ　　−ｆ２　・Ｂｍ”　　Ｖｅ　　−・（２１こ
こで Ｐｈ：ヒステリシス損 Ｐｅ：渦電流損 Ｋｈ：ヒステリシス損定数 Ｋｅ：渦電流損定数 Ｖｅ：コア実効体積 Ｂｍ：動作時最大磁束密度 である。またＢｍは Ｂｍ＝Ｅ−Ｔ／（ＡＣ−Ｎｐ）・・・・（３）ただし Ｅ：　入力電圧 Ｔ：　１周期のスイッチング素子のオン期間ＡＣ：コア
中足断面積 である。ここで例えはスイッチング素子のオンデユーテ
イ比を３０％とすれば′Ｐは Ｔ−０，３ｙ’ｆ　　ｔＪ　ニスイツチング周波数）し
たがって Ｅ３ｍ−０，３Ｅ／　（Ａｃ−Ｎｐ　・ｆ）　　・・（
４）となり、これを（２）式に代入ずれは鉄損Ｐ１はＰ
　ｉ　−Ｋｋ＋　　（０，３Ｂ／　（Ａｃ−Ｎｐ））”
Ｖｃ　　ｆ−”＋　Ｋｃ　　ｔｏ、３ｉＥ／（Ａｃ　・
Ｎｐ）ｉ　２”　Ｖｃ　　ｆ−”となり、スイッチング
周波数と鉄）員とは負の相関関係にある。

（１−３）全トランス損失 したがってトランス全体としての損失の周波数依存性は
負であり、スイッチング周波数か高くなるほどトランス
損失か低くなる。

（２）ス・イア・チンク素子による１４失スイノヂング
素子による損失は、スイッチング素子のオン時に流れる
電流とオフ時にかかる電圧との交差部分て生じるため、
スイッチング周波数が高くなるほどその損失も増加する
。

（３）スイッチングコンバータ全体の損失スイッチング
コンバータ全体の損失は他の回路部品等で消費される損
失を無視すればトランス（置火とスイッチング素子１員
失との和であり、この関係を第３図に示す。第３図にお
いてＰ　ｓばスイッチング素子損失、Ｉ）　＋、　ｉ；
ＪＩ−ランス損失、Ｉ）はこの両損失を加算したコンハ
ーク４）体の損失であり、末尾の数字１は負荷電流が小
さい場合、２は負４ｊ＋ｆ電流か大きい場合をそれぞれ
示している。この上・）にスイッチングコンバータ全体
の損失は周波数依存性か負の１ヘランス損失と周波数依
存性が正のス・１ノチング素Ｔ−損失との和であるため
、最も扛１失の低いスイッチング周波数が存在する。負
荷電流が小さい場合は、ス・イソヂング素子による損失
が全体的に減少し、トランス損失も全体的に減少する。

負荷電流が大きい場合はこの逆である。たたしスイッチ
ング素子による損失に仕較してＩ・ランス損失の方がそ
の変化が大きい。このため第３図中ｆＬｆ２で示すよう
に、負荷電流が小さいほど最低損失の得られるスイッチ
ング周波数が低くなり、逆に負荷電流か大きいはと最低
損失の得られるスイッチング周波数が高くなる。

この発明のスイッチングコンバータは、基本的にスイッ
チング制御回路が負荷供給電圧を検出するとともに、そ
の負荷供給電圧が一定値を保つようにスイッチング素子
のオンデユーテイ比を制御する。これによりスイッチン
グ素子がトランスの１次巻線に流れる電流を断続し、Ｉ
・ランスの２次巻線に起電圧か発生し、整流平滑回路に
よって整流平滑されることにより定電圧化された直流電
圧が得られる。さらにスイッチング周波数制御回路は、
負荷電流検出回路で検出された電流値が小さいときスイ
ッチング素子のスイッチング周波数を低くし、逆に負荷
電流値か大きいときスイッチング素子のスイッチング周
波数を高くする。

たとえば入力電源電圧が一定であれば負荷電流が小さい
ほど１−ランス損失か減少するか、このときスイッチン
グ周波数制御手段かスイッチング周波数を低くするため
コンバータ全体の損失はより低下する。逆に負荷電流が
大きくなるほどトランス損失が増大するが、スイッチン
グ周波数制御手段がスイッチング周波数を高くすること
により、コンハーク全体としての損失は低下方向に変化
する。

第１図はこの発明の構成を示す回路図である。

第１図において３はスイッチング周波数制御回路であり
、スイッチング素子Ｑ１をＰＷＭ制御する回路２とスイ
ッチング周波数を制御する発振回路１から構成されてい
る。ＰＷＭ制御回路２はスイッチング素子Ｑ１をオンオ
フ制御する。これによりトランスの２次ｅ線Ｎ２に発生
ずる起電圧がＤＩ、Ｃ］により整流平滑される。また出
力端子間に設けられているＲ３．Ｒ４からなる抵抗分圧
回路の出力電圧によりＰＷＭ制御回路２がＱｌのオンチ
ューティ比を制御して出力電圧を一定に保っている。さ
らに出力ラインに負荷電流を検出する電流検出回路５が
設りられていて、発振回路１がその出力によって発振周
波数（スイ・ノチング周波数）を変化させる。発振回路
１ば第３図に示したように負荷電流に応じてコンバータ
損失が最低となるスイッチング周波数で発振する。この
よ・うにして広範囲の負荷電流に対してスイッチングコ
ンバークの損失が低く保たれる。

（ｆｌ実施例 この発明の実施例であるスイッチングコンハタの回路図
を第２図に示す。同図において３はスイッチング制御回
路を構成するコントロール用ＩＣ１４はこのＩＣに一定
電圧の電源を供給する電圧安定化回路である。図示のと
おりトランスＴ１の１次巻線Ｎ１にスイッチング素子Ｑ
１が接続され、コントロールＴＣ３が０１をオンオフ制
御する。トランスの２次巻線Ｎ２にはＤＩ、ＣＩからな
る整流平滑回路が設けられ、さらに負荷供給電圧を検出
するＲ３．Ｒ４からなる抵抗分圧回路が設けられている
。ＩＣ３はこの分圧値が一定となるようにＱｌのオンデ
ユーテイ比を変化させている。出力ラインには抵抗Ｒ１
が挿入され、これにＲ２の接続されたＬＥＤが並列接続
されている。

したがって負荷電流が大きいほどＬＥＤの発光量が増大
する。入力電源にはダイオードブリッジＤＢ１および平
滑コンデンサＣ４が接続され、その整流平滑出力がトラ
ンスＴＩの１次巻線Ｎ１の一端に接続されている。トラ
ンスＴ２は入力電源電圧を降圧するトランスであり、そ
の出力はダイオードブリッジＤＢ２により整流され、Ｃ
３により平滑され、さらに定電圧化回路４により定電圧
化されてＩＣ３の電源として供給されている。

コントロールＩＣａ内には発振回路Ｏ３Ｃが構成されて
いて、基準電圧出力端子ＶｒとＯＳＣの一方の入力端子
間の抵抗とＯＳＣの他方の入力端子と接地間の容量によ
り発振周波数が決定される。図示のとおりＶｒとＯＳＣ
の一方の入力端子間には抵抗Ｒ５とこれに並列に抵抗Ｒ
６およびトランジスタＱ２からなる回路が接続されてい
る。また端子Ｖｒと接地間に抵抗Ｒ７およびフォトトラ
ンジスタＰＴからなる回路が接続されていて、フォトト
ランジスタＰＴのコレクタとトランジスタＱ２のベース
とが接続されている。このフォトトランジスタＰＴは前
述のＬＥＤと共にフォトカブうを構成している。したが
って負荷電流が小さくなればフォト１〜ランシスタＰＴ
の受光量か減少するためＱ２のベース電位が上昇し、Ｑ
２のオン抵抗が増大する。これによりＶｒとＯＳＣの一
方の入力端子間の抵抗値が増大し、発振時定数が大きく
なって発振周波数が低下する。逆に負荷電流が大きくな
ればＰＴの受光量が増大するためＱ２のベース電位が低
下しＱ２のオン抵抗が減少する。

これによりＶ＋とＯＳＣの一方の入力端子間の抵抗値が
低下し、発振周波数が上昇する。このときの発振周波数
は、たとえば第４図に示すように負荷電流Ｔｏの変化に
係わらずスイッチングコンハークの損失が常に最低とな
るように定める。そのために例えば抵抗Ｒ２，Ｒ７，Ｒ
６またはＲ５の値を設定する。

（ｇ）発明の効果 以上のようにこの発明によれは、負荷電流の変化に係わ
らすスイッチングコンハークの損失を常に最低に保つこ
とができるため広範囲の負荷電流のｉ化に対応して効率
の高いスイッチングコンハークを構成することができる
。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の構成を示す回路図、第２図はこの発
明の実施例であるスイッチングコンハークの回路図であ
る。第３図はスイッチングコンバータのスイッチング周
波数に対する損失の関係を示す図、第４図は負荷電流を
パラメータとしたスイッチング周波数に対するスイッチ
ングコンハークの損失の関係を示す図である。第５図は
従来のスイッチングコンハークの基本的な回路図である
出願人　　株式会社　村田製作所

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）トランスの１次巻線に流れる電流を断続するスイ
   ッチング素子と、 トランスの２次巻線に発生する電圧を整流平滑する回路
   と、 負荷供給電圧を検出するとともに、その電圧が一定値を
   保つように前記スイッチング素子のオンデューティ比を
   変化させるスイッチング制御回路とを備えたスイッチン
   グコンバータにおいて、負荷電流を検出する回路を設け
   るとともに、負荷電流が小さいとき前記スイッチング素
   子のスイッチング周波数を低くし、負荷電流が大きいと
   き前記スイッチング素子のスイッチング周波数を高くす
   るスイッチング周波数制御回路を設けたことを特徴とす
   るスイッチングコンバータ。