JPH0258902A - １８０度ハイブリッド回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、直列分岐回路と並列分岐回路との結合により
なるマイクロｅ１８０度ハイブリッド回路に関する。以
下、マイクロ波線路とは、概ね１Ｇｌｌｚ以上の周波数
の信号を伝送するための線路であって、コプレナ線路、
又はスロット線路等の共平面線路、並びにマイクロスト
リップ線路等をいう。

［従来の技術］ １ＧＨｚより低い周波数帯においては１８０２ハイブリ
ツドとして、巻線によるハイブリッドコイルが一般的に
用いられているか、その特性は１ＧＨｚ以上のマイクロ
波帯において急速に悪化する。これに対し、マイクロ波
帯で動作する従来の１８０度ハイブリッドは受動分岐回
路を組み合わせて実現されていた。

第９図は従来のマイクロ波ＩＣにおいて一般的な１８０
度ハイブリッド回路の例で、（Ａ）はラットレース形ハ
イブリッド、（Ｂ）は位相反転形ハイブリッドと呼ばれ
るものであり、マイクロ波線路として不平衡型であるマ
イクロストリップ線路を用いている。第９図（Ａ）、（
Ｂ）において端子Ｅに信号を人力すると、２分岐された
信号はそれぞれλ／４長線路５０．３λ／４長線路５１
（または位相反転回路５４）を介して端子Ｘｌと端子ｘ
２に互いに逆相で出力される。ここで、端子Ｈには同振
幅・逆位相の電界か同時に加わるため電気的に短絡とな
る。この時、端子Ｘ１および端子ｘ２よりλ／４長線路
５２．５３を介して端子Ｈを見るインピーダンスは無限
大であるから、端子Ｅからの人力信号は端子Ｉ］に伝達
されないとともに、端子Ｉ（の電気的短絡状態は他の３
瑞子Ｅ、Ｘ　１．Ｘ２に何ら影響を及ぼさない。一方、
端子Ｈに信号を人力すると、２分岐された信号はそれぞ
れλ／４長線路５２．５３を介して端子ｘ１と端子ｘ２
に同相で出力される。ここで、端子Ｅには同振幅・逆１
）γ相の電界が同時に加わるため電気的に短絡となる。

この時、端子ｘ１および端子ｘ２よりλ／４長線路５０
．３λ／４長線路５１（または位相反転回路５４）を介
して端子Ｅをみるインピータンスは無限大であるから、
端子Ｈからの入力信号は端子Ｅに伝達されないとともに
、端子Ｅの電気的短絡状態は他の３端子に何ら影響を及
ぼさない。

このように従来のマイクロ波１８０度バイブリソ！・回
路はｒ（数のλ／４長線路を組み合わせることによって
実現されていた。このため、形状・寸法か波長（周波数
）に依存して大きく、回路の小型化が困難であり、更に
、周２＆１ｎ特性も狭帯域であった。

第１０図はマイクロ波ＩＣ基板の両面を利用した１８０
度ハイブリ、ド回路の他の従来例で、λ／４長線路によ
る形状・寸法の増大を最小限に押さえている。つまり、
逆相出力を得るために第９図で用いているλ／４長線路
と３λ／４長線路（または位相反転形刃向性結合器）の
組合せを、スロット線路によるＹ分岐で実現し、これに
よって、使用するλ／４長線路の数を削減している。ま
ず、信号を端子Ｅよりスロット線路５５に入力した場合
、信号はスロット線路５８および５９に向けて逆相分岐
され、各々の信号はスルーホール６１を介してマイクロ
ストリップ線路５６．５７を励振し、端子Ｘ１および端
子Ｘ２へ互いに逆相で出力される。ここで、スロット線
路５８．５９と裏面のマイクロストリップ線路６０の交
差部との間には互いに逆位相の電界が同時に加わるから
電気的に短絡となり、したがって、λ／４長スロット線
路５８．５９は先端短絡の並列スタブとなり、端子Ｈに
は信号は伝達されない。次に、信号を端子Ｈから入力し
た場合には、マイクロストリップ線路６０から、スルー
ホール６２を介してスロット線路５８．５９に同相で分
配され、さらに、マイクロストリップ線路５６．５７を
通って端子Ｘ１および端子ｘ２に同相て出力される。こ
こで、スロット線路５５の両導体は同電位となり、信号
は々；ｊ、ｉ子Ｅに伝達されない。しかしながら、上記
の例のように回路購成を簡素化してもλ／４長線路を完
全に除去できないため、やはり、その形状・寸法の小型
化には限界かあった。

更に、上記の３つの例はいずれもλ／４長線路を必要と
するため、波長の周波数依存性により動作周波数帯域が
特定の帯域に限定されるという問題点もあった。

［発明が解決しようとする問題点］ 従来の１８０度ハイブリッドは受動回路素子のみで実現
されており、電気的に短絡となる端子か他の端子に電気
的に影響しないためのλ／４長線路が不可欠であったた
め、回路の小型化か困難であった。また、λ／４長とい
う周波数依存性のため使用周波数帯域が制限される（概
ね比帯域５０％以下）という欠点があった。

本発明の目的は以上の問題点を解決し、上述の分布定数
線路を除去することによって、大幅に小型化および広帯
域化された１８０度ハイブリッドを提供することにある
。

［問題点を解決するための手段〕 上記の目的を達成するためにこの発明は、同じ電極が接
地された２個のトランジスタと、上記２個のトランジス
タの接地されない同じ電極と接地電極とに第・ｌのマイ
クロ波回路を接続可能とし、かつ上記２個のトランジス
タの接地されないさらに他の電極間あるいは上記さらに
他の電極と接地電極との間にさらに他のマイクロ波回路
を接続可能にしたことを特徴とする。

さらにこの発明は、第１の電極を共通とするか、または
、第１の電極が互いに接続され、第２電極か接地された
二つのトランジスタと、上記トランジスタの第１の電極
またはこれらを接続する導体と第２９電極に接続される
第１のマイクロ波線路と、上記各トランジスタの第３の
電極と第２の導体に接続される第２、第３のマイクロ波
線路と、ｌ記二つの第３の電極に接続される第４のマイ
ク０波線路とを備えたことを特徴とする。

また本発明は、第１のマイクロ波線路および第２のマイ
クロ波線路の各々に対し、並列に接続された抵抗を０；
ηえたことを特徴とする。

［作用］ 以上のように構成することにより、第１のマイクロ波線
路より入力した信号は、第３の電極を異にし、第２の電
極を接地されたトランジスタにより第２、第３のマイク
ロ波線路に同相で分配される。この時、上記の二つの第
３電極は同電位となり、第４のマイクロ波線路は飴；子
解放となって信号は出力されない。一方、第４のマイク
ロメ皮線路より人力した信号は、上記の二つの第３電極
に亙いに逆相の信号電位を与え、これが第２、第３のマ
イクロ２Ｆ！ｉ、線路に伝徨される。この時、これらの
信号はトランジスタの非可逆性により第１のマイクロ波
線路には伝達されない。実際のトランジスタには若干の
漏れかあるが、第１のマイクロ波線路は互いに逆相で同
振幅の電界により励振されるため短絡状態となるから、
結局、第１のマイクロ波線路への信号伝達は行われない
。同時に、第２の電極がゲート電極（あるいはベース電
極）またはソース電極（あるいはエミッタ電極）の場合
にはトラン／メタを第３の電極から見たインビータンス
は十分大きな値であり、これによる信号の減衰は無視て
きるので、少ない損失で第２、第３のマイクロ波線路へ
の信号伝達を行うことができる。

更に、従来用いていたλ／４長線路を全く必要としない
ことから、動作周波数帯域を制限する要素が殆と無く、
超広帯域特性を有する。また、上記二つのトランジスタ
で構成される回路を小型化することによって、該１８０
度ハイブリッド回路を従来例に比較して大幅に小型化す
ることができる。

［実施例］ 基本回路 第１図（Δ）から（Ｃ）は本発明の一実施例である電界
効果トランジスタ（以下、ＦＥＴ、という）を用いた１
８０度ハイブリッド回路の第１の基本回路の構成図であ
る。

第１図（Ａ）において、ゲート接地のＦＥＴ２０とＦＥ
Ｔ２１のソース電極Ｓ１と８２は共通に接続され、両ソ
ース電極Ｓ、と８２には特性インピータンスＺ。５．を
有する第１のマイクロ波線路２２か接続され、ＦＥＴ２
０とＦＥＴ２１の二つのドレイン電極り、、Ｄ、は特性
インピーダンスＺ。０を有する第４のマイクロ波線路２
３に接続されている。

また、上記のドレイン電極はそれぞれ特性インピーダン
スＺ。を有する第２、第３のマイクロ波線路２４．２５
に接続されている。

第１図（Ｂ）において、ソース接地のＦＥＴ２０とＦＥ
Ｔ２１のゲート電極Ｇ、とＧ２は共通に接続され、両ゲ
ート電極Ｇ、とＧ２には特性インピーダンスＺ。、ｌを
有する第１のマイクロ波線路２２が接続され、ＦＥＴ２
０とＦＥＴ２１の二つのドレイン電極り、、Ｄ、は特性
インピーダンスＺ。Ｅを有する第４のマイクロ波線路２
３に接続されている。

また、上記のドレイン電極はそれぞれ特性のインピータ
ンスＺ。を有する第２、第３のマイクロ波線路２４．２
５に接続されている。

第１図（Ｃ）において、ドレイン接地ＦＥＴ２０とＦＥ
Ｔ２１のケー１［極Ｇ、、Ｇ、はともに接続され、これ
に対して特性インピーダンスＺ。、４を有する第１のマ
イクロ波線路２２が接続され、ＦＥＴ２０とＦＥＴ２１
の二つのソース電極ｓ　Ｉ＋　ｓ　。

は特性インピータンスＺ。Ｅを有する第４のマイクロ波
線路２３に接続されている。また、上記のソース電極は
それぞれ特性インピーダンスＺ。を有する第２、第３の
マイクロ波線路２４．２５に接続されている。

第２図（Ａ）から（Ｃ）は、第１図（Ａ）から（Ｃ）の
基本回路において、ＦＥＴ２０．２１のトレイン電極（
またはソース電極）と接地電極との間にそれぞれ抵抗２
６．２７（抵抗値ＲＬ）を接続した第２の基本回路の構
成図である。

第３図は、第１図および第２図における第４のマイクロ
波線路と接地との関係を理想変成器２３とマイクロ波線
路２３”を用いて書き直した図である。変成器２３′の
第３の端子Ｔ３は特性インピーダンスＺ。Ｅを有するマ
イクロ波線路２３′”に接続されている。ここで、端子
Ｔ３に印加された信号は端子Ｔ、、Ｔ、に互いに逆相で
２分配される。

変成器の端子Ｔ、と端子Ｔ２の中点と接地との間に接続
された抵抗３０（ＲＴ）は、後述の実施例において考慮
すべき、第４のマイクロ波線路２３から第２、第３のマ
イクロ波線路２４．２５へ信号伝達か行われる経路の抵
抗である。例えば、ケート接地ＦＥＴを用いる場合には
ゲートの長さ方向の抵抗である。

まず、ＦＥＴ２０，２　］の十目互コンタクタンスをｇ
ｌｌｌ、第１、第４、第２、第３のマイクロ波線路か接
続された端子をそれぞれ端子Ｈ，Ｅ、Ｘｉ、Ｘ２とし、
第１図（Ａ）、第２図（Ａ）の回路を例にと−ってその
動作を説明する。

第１図（Ａ）、第２図（Ａ）の回路は、ＦＥＴの非可逆
性を利用して端子Ｘｉ、Ｘ２に関して左右の回路を独立
に扱うことができ、その結果、端子Ｘ１、Ｘ２の反射損
失およびアイソレーションは端子Ｅとの関係のみで決ま
る。

（１）端子１（、Ｘｉ、Ｘ２よりなる３端子回路端子Ｈ
のインピーダンス整合条件は、二つのゲート接地ＦＥＴ
２０，２１のソース電極における（１）式の反射係数Ｓ
　ＨＨで与えられる。

ここて、２ｇ１゜ＺＯＨが１またはｌに近い値になるよ
うにＦＥＴのケート幅およびバイアスを設定することに
より端子Ｉ４での整合が得られる。

端子Ｉ４から入力されたマイクロ波信号は端子Ｘ１、Ｘ
２へ同相で分配される。端子Ｈから端子Ｘ１、ｘ２への
分配度は（２）式で与えられる。

・・・（２） ここで、端子１−１からの信号入力に対して端子Ｅは解
放となり、端子Ｈから端子Ｅへの信号伝達はない。

（２）端子Ｅ、ＸＩ、Ｘ２よりなる３端子回路この回路
は上下対（！トの受動回路であるから、２等分定理によ
り、端子Ｘ　１．Ｘ２のＯＤＤ励振とＥＶＥＮ励振時の
等節回路より各端子の反射損失およびアイソレーション
か求められる。第４図（Ａ）はＯＤＤ励振時の等節回路
、および第４図（Ｂ）はＥＶＥＮ励振時の等節回路を示
す。ここで、ＯＩ〕１〕励振時には抵抗Ｒ′Ｆは接地電
位となり等節回路に現れない。また、ＥＶＥＮ励振時に
は端子Ｅか解放となるため反Ｑ；ｔ　係故に寄与しない
。第４図の等節回路より、ＯＤＤ励振時の端子Ｘｉ、Ｘ
２での反射係数Ｆ、−とＥＶＥＮ励振時の端子ｘｌ。

ｘ２での反射係数Ｆ８．が（３）式、（４）式で与えら
れ、これらを用いて端子Ｘｉ、Ｘ２の反射損失Ｓ、、ｌ
、ｌ　Ｓ、２１およびアイソレーションｌ５１２、Ｉｓ
、、ｌか（５） 式と（６）式で与えられる。

反射損失： 「、＋　　ｒ、。

Ｓ、、１＝ｌＳ２２１−　　　　　　　　　・・・（５
）アイソレーション： 「、−−ｒ’、。

５１−ｌ　＝　ｌ　Ｓ２１　ｌ　＝　　　　　　　　　
・・・（６）端子Ｅから信号入力した場合には抵抗ＲＴ
は接地電位となり、端子Ｅの反射損失はｌｓ、、ｌおよ
び端子Ｅから端子ｘｌ、ｘ２への分配度ｌ５ＩＥ、Ｉは
（７）式、（８）式で与えられる。

逆性により抑圧される。以上の基本回路検討結果より得
られる１８０度ハイブリッドの特性を表１゜表２にまと
めて示す。ここで、Ｚｏｌｌ＝Ｚｏ８＝Ｚ。

−５０Ωとする。また、ＦＥＴの寄生容量による効果は
簡単のため無視する。

表１は、第１図（Ａ）の基本回路の特性である。

ここで、該基本回路は抵抗２６．２７を含まないからＲ
Ｌ−００とする。また、２ｇ−ＺＯＩ！−１，０とし、
端子１−［において完全整合がとれている場合とする。

表１　１８０度ハイブリッドの特性ｌ５ｉｊ・・・（７
） ・・・（８） 端子Ｅから端子Ｈへは、ＦＥＴの非可逆性とＨ端子短絡
により信号は伝達しない。また、端子Ｘ１、Ｘ２から端
子Ｈへの信号伝達はＦＥＴの非可表１より、第１図（Ａ
）に示した本発明の１８０度ハイブリッドにおいては同
相分配度−３，５ｄＢ、逆相分配塵−６，０ｄＢであり
、アイソレーションは端子Ｘ１−Ｘ２間を除き美である
。Ｈ端子以外の３端子での反射損失および端子Ｘ１−Ｘ
２間のアイソレーションは１０ｄＢ以下とやや不充分で
あるが、表１および上述の説明より、端子Ｈと端子Ｅと
は完全に電気的に分離されるとともに端子１−１から端
子Ｘｉ、Ｘ２へ、また端子Ｅから端子Ｘ１、Ｘ２へそれ
ぞれ同相、逆相で信号か分配されるという、１８０度ハ
イブリッドとしての基本的な性能を有していることが分
かる。

表２は第２図（Ａ）の基本回路の特性である。ここで、
分配度の低下を極力抑え、かつ反射損失１０ｄＢ以上を
実現するため、ＲＬ−３００Ω、２ｇ□Ｚｏ＋（−１，
５としている。

（以下余白） 表２　１８０Ｉｉハイブリツドの特性１ｓｉｊこのよう
に抵抗２６．２７をＦＥＴ２０のドレインＤ、と接地導
体との間あるいはＦＥＴ２１のドレインＤ、と接地導体
との間に付加し、かつ、ＦＥＴ２０．２１のバイアスを
調整することにより、同相分配度（−５，８ｄＢ）と逆
相分配塵（−４２ｄ　Ｂ　）を比較的一致させることも
できる。また、各ｂ；ｉｔ１子での反射損失１０ｄ１３
以上、アイソレーション”（端子Ｘ１−Ｘ２間を除く）
が得られる。この特性は実用上はぼ問題無く、かっ、本
発明が本質的に有する超広帯域性および小型形状により
応用範囲が広い。

更に、端子Ｘ　ｌ、Ｘ２からの人力信号は同相、逆相に
関わらず端子Ｅには伝達されないという、従来の受動型
１８０度ハイブリッド回路では実現し得なかった特徴も
有する。尚、各マイクロ波線路の特性インピーダンスは
、５０Ωに限らず、２ｇ−Ｚｏを同じように設定するな
らば、任意の値に設定できる。このことは、以下の基本
回路、実施例でも同様である。

第１図（Ｂ）、（Ｃ）や第２図（Ｂ）、（Ｃ）の基本回
路についてもＦＥＴの非可逆性を利用することにより、
端子Ｘ　１．Ｘ２に関して左右対称の回路を独立に扱う
ことかできるという点は全く同じである。したがって、
上記の基本回路は詳述した第１図（）＼）および第２図
（Ａ）の基本回路と基本的に同■に動作する。但し、以
下の点で第１図（Ａ）および第２図（Ａ）の基本回路と
は異なる。

（１）第１図（Ｂ）、第２図（Ｂ）の基本回路の場合端
子Ｅ、Ｘｉ、Ｘ２よりなる３端子回路については同じで
あるが、ＦＥＴがソース接地であることによって、端子
ト［から端子ｘｌ、ｘ２への信号伝達特性１ｓ、１．１
およびＩｓ２．１は利得を示し得る。

また、端子１−１はケート？ニ極に接続されているため
高インピーダンスである。

（２）第１図（Ｃ）、第２図（Ｃ）の基本回路の場合ド
レイン接地ＦＥＴのソース電極より見たインピータンス
はｌ／ｇ、、と低いため端子Ｅから端子Ｘ１、Ｘ２への
信号伝達損失１ｓ、、ｌおよびｌ５２６を第１図（Ａ）
や第２図（Ａ）の場合に比べて大きくすることができる
。これは、端子Ｅからの信号分配度と端子Ｈからの信号
分配度を一致させたり、表１．２てのこれらの分配度の
ｔ目対的関係を適意させるのに有効である。また、端子
Ｈはゲート電極に接続されているため詩インピータンス
であるという特徴を有する。

第」の実施例 第５図（Ａ）は本発明の第１の実施例である１８０度ハ
イブリッドのモノリシックマイクロ波集積回路の平面図
であり、第５図（Ｂ）は第５図（Ａ）のＢ−Ｂ’線の縦
断面図、第５図（Ｃ）は第５図（Ａ）のｃ−ｃ’線の縦
断面図である。

第５図（Ａ）ないしくＣ）において、上述の図面と同一
のものについては同一の符号を付している。

第５図（Ａ）ないしくＣ）において、長方形状の半絶縁
性ＧａＡｓ半導体基板１の図上のほぼ中央部に不純物イ
オンの注入で形成した動作層１９が形成され、この動作
ＦｉｌＳ上にショットキーゲート型電界効果トランジス
タ（以下、ＭＥＳＦＥＴという）２０お、上ひ２１か設
（すられている。

上記動作層１９上には、図上左右方向にソース電極３２
が両ＭＥＳＦＥＴ２０，２］に共通に設けられている。

さらに動作層１９上の図上、上下方向の両端部分にはＭ
ＥＳＦＥＴ２０，２１のドレイン電極３３．３４か上記
ソース電極３２から所定間隔離れて形成されており、か
つこれらのドレイン電極３３、３４．ソース電極３２と
の間には図上左右方向に平行に延在する長方形状のゲー
ト電極３０．３１が設けられている。

ＭＥＳＦＥＴ２０のゲート電極３０の図上左端は基板１
の左上半部に設けた導体１１と一体的に接続され、また
ドレイン電極３３は基ｉｆ　Ｉ　Ｊ：て右Ｊ二’ｌ＝部
に設けた導体１３と一体的に接続される。

一方Ｍ１Σ５ＦＥＴ２１のゲート電極３１の図上左端は
基）Ｎ　１の左下半部に設けた導体１２と一体的に接続
され、また、ドレイン電極３４は基板１」二で右下半部
に設けた導体１４と一体的に接続される。かつ両ゲート
電極３０．３１の各右端は基ｌ′ｆ１２ｉ上に設けた導
体３５によって相互に接続されている。

ソース７ｕ極３２は導体１１と１２との間において、内
導体ＩＩ、＋２から離隔して設けられた導体１０に接続
されている。

また、導体１０．Ｉｔ、１２は導体１０を中心導体、導
体１１．　＋　２を接地導体とするコプレナ線路２を構
成し、導体１３と１４、導体１１と１３、導体１２と導
体１４、導体１３と３５、導体１４と３５はそれぞれス
ロット線路３，４，５．６７を構成している。

以上のように構成することにより、ＭＥＳＦＥＴ２０お
よび２１のゲート電極がそれぞれ接地導体１１．１２に
接続されるとともに、ＭＥＳＦＥＴ２０とＭＥＳＦＥＴ
２１の共通のソース電極３２に第１のマイクロ波線路で
あるコプレナ線路２か接続され、ドレイン電極３３およ
び３４にそれぞれ第２、第３のマイクロ波線路であるス
ロット線路４．５か接続され、さらに、ドレイン電極３
３．３４は導体１３．１４によりなる、第４のマイクロ
波線路であるスロット線路３に接続される。

ここで、導体３５は、スロット線路３からの人力信号を
Ｍ　Ｅ　Ｓ　Ｆ　Ｅ　Ｔ　２０および２１のドレイン・
ケート間のみに印加する機能を有するとともに、スロッ
ト線路６，７を介してＭＥＳＦＥＴ２０，２１のそれぞ
れのドレイン・ケート間に互いに逆相の信号を印加する
機能を有する。また、ＭＥＳＦＥ　Ｔ　２０またはＭ　
Ｅ　Ｓ　Ｆ　Ｅ　Ｔ　２１において、ドレイン電極３３
とケート電極３０の間隙またはトレイン電極３４とケー
ト電極３１の間隙と、ソース電極３２とケート電極３０
の間隙またはソース電極３２とゲート電極３１の間隙と
は、それぞれのＭＥＳＦＥ′Ｆの電気的非可逆性によっ
て互いに電気的に分離されている。したかって、コプレ
ナ線路２と他の３つのスロット線路とは互いに電気的に
分１４１Ｅされている。この１８０度ハイブリッドの等
価回路は第１図（Ａ）に示した回路と同じになり、コプ
レナ線路２より入力した信号はＭＥＳＦＥＴ２０および
ＭＥＳＦＥＴ２１を介してスロット線路４．５に同相で
分配されるとともに、スロット線路３には伝達されない
。また、スロット線路３より入力した信号は、導体３５
によってスロット線路６，７に逆相分配され、それぞれ
ドレイン電極３３とゲート電極３０の間隙およびトレイ
ン電極３４とケート電極３１の間隙を通ってスロット線
路４．５に出力されるとともに、コプレナ線路２には伝
達されない。したかって、λ／４長線路を全く必要とし
ないｚｓｏｂハイブリッド回路が得られる。

第６図（Ａ）と第６図（Ｂ）は第５図の構成により製作
した１８０度ハイブリッド回路の周波数特性測定値を示
すものである。周波数帯域ＩＧＨｚ〜１３ＧＨｚにおい
て上記表１ないし表２に近い特性が得られている。第５
図の１８０度ハイブリッド回路においては、抵抗ＲＬ（
２６，２７）は用いていないが、実際にはＦＥＴをドレ
イン側から見たインピータンスか有限であることや、Ｆ
ＥＴのゲート・トレイン間の間隙を信号が伝搬する場合
の損失なとにより、反射損失およびアイソレーションに
関して表１よりも良好な特性か得られていると思われる
。尚、この１８０度ハイブリッド回路においては単位ゲ
ート幅７５μｍのＦＥＴを用いており、１８０度ハイブ
リッド回路の寸法は数１００μｍ角以内と非常に小型で
ある。

可λ□□□害四魯１ 第７図（Δ）は本発明の第２の実施例である１８０度ハ
イブリッドのモノリシックマイクロ波集積回路の平面図
であり、第７図（Ｂ）は第７図（Ａ）のＢ−Ｂ’線の縦
断面図、第７図（Ｃ）は第７図（Ａ）のｃ−ｃ’線の縦
断面図、第７図（Ｄ）は第７図（Ａ）のＤ−Ｄ”線の縦
断面図である。

第７図（Ａ）ないしくＤ）において、上述の図面と同一
のものについては同一の符号を付している。

本実施例は、第５図の第１の実施例と構成をほぼ同一と
し、抵抗２６．２７が導体１３と導体１１の間に、およ
び導体１４と導体１２の間に形成されている点のみを異
にする。抵抗２６．２７はこの実施例においては下記の
ように形成される。第７図の（Ａ）ないしくＤ）におい
て、ＦＥＴの動作層１９と同様に、長方形状の半絶縁性
ＧａＡｓ基板ｌのＭＥＳＦＥＴ２０および２１か形成さ
れる位置の近傍でかつ導体１１と１３の間および導体１
２と１・１との間に、半導体基板１の上表面から不純物
イオンを注入して抵抗層１８を形成し、この抵抗層１８
の両端部を導体１１と１３および１２と１４と接触させ
る。抵抗２６または抵抗２７の画電極（導体２６ａと導
体２６ｂ、または導体２７ａと２７　ｂ）がそれぞれ導
体１３と導体１１、または導体１４と導体１２と一体的
に形成される。ここで、該抵抗２６．２７の平面形状は
半導体基１＆１の図上左右方向と平行する長手の抵抗長
１ｒと抵抗幅Ｗｒの２辺を有する長方形状である。

以」二のように構成することにより、ＭＥＳＦＥＴ２Ｏ
および２１のゲート電極がそれぞれ接地導体１１．１２
に接地されるとともに、ＭＥＳＦＥＴ２０とＭＥＳＦＥ
Ｔ２１は共通のソース電極を有し、該ソース電極に第１
のマイクロ波線路であるコプレナ線路２が接続され、ド
レイン電極３３および３４にそれぞれ第２、第３のマイ
クロ波線路であるスロット線路４．５および抵抗２６．
２７が接続され、さらに、ドレイン電極３３．３４とそ
れぞれ一体的に形成された導体１３．１４によりなる第
４のマイクロ波線路であるスロット線路３の２導体か両
ＭＥＳＦＥＴのドレイン電極３３３４に接続される。こ
こで、導体３５は、スロット線路３からの入力信号をＭ
ＥＳＦＥＴ２０およびＭＥＳＦＥＴ２１のトレイン・ケ
ート間のみに印加する機能を有するとともに、スロット
線路６゜７を介してＩｖｉＥＳＦＥＴ２０．２１のそれ
ぞれのドレイン・ゲート間に互いに逆相の信号を印加す
る機能を有する。また、ＭＥＳＦＥＴ２０またはＭＥＳ
ＦＥＴ２１において、ドレイン電極３３とゲート電極３
の間隙またはドレイン電極３４とゲート電極３１の間隙
と、ソース電極３２とケート電極３０の間隙またはソー
ス電極３２とゲート電極３１の間隙とは、それぞれのＭ
Ｅ　Ｓ　Ｆ　ＥＴの電気的非可逆性によって互いに電気
的に分離されている。したがって、コプレナ線路２と他
の３つのスロット線路とは互いに電気的に分離されてい
る。

この１８０度ハイブリ・７ド回路の等価回路は第２図（
Ａ）のようになり、コプレナ線路２より入力した信号は
ＭＥＳＦＥＴ２０およびＭＥＳＦＥＴ２１を介してスロ
ット線路４．５に同相で分配される。ここで、抵抗２６
．２７は入力マイクロ波信号に対して並列に接続されて
いるが、その抵抗値をＺ。６、Ｚｏに比べて十分大きく
することにより信号の減衰を小さく抑えることができる
。また、ＭＥＳＦＥＴ２０およびＭＥＳＦＥＴ２］の相
互フンダクタンスｇ、、、をｇ、、１Ｚ　ｏｎ＞　ｌと
なるようにＭＥＳＦＥＴ２０，２１の各ゲート幅を設定
することにより、または、各ＭＥＳＦＥＴのバイアス条
件の調整をも加えることにより、コプレナ線路２とＭＥ
Ｓ［”ＥＴ２０．２１とのインピーダンス整合を概ね保
ちつつ、上記の減衰を補正することができる。一方、ス
ロット線路３より入力した信号は、導体３５によってス
ロット６．７に逆相分配され、これらの逆ｆ目信号は、
それぞれドレイン電極３３とゲート電極３０の間隙およ
びドレイン電極３４とゲート電極３１の間隙を通ってス
ロット線路４゜５に出力される。ここで、上記の条件を
満たしつつ抵抗２６．２７の抵抗値を小さく設定するこ
とにより、スロット線路４，５における反射係数は第１
の実施例の場合と比較して改善される。

第３の実施例 第８図（Ａ）は本発明の第３の実施例である１８０度ハ
イブリッドのモノリシックマイクロ波集積回路の平面図
であり、第８図（Ｂ）は第８図（Ａ）のＢ−Ｂ”線の縦
断面図、第８図（Ｃ）は第８図（Ａ）のｃ−ｃ’線の縦
断面図、第８図（Ｄ）は第８図（Ａ）のＤ−Ｄ’線の縦
断面図である。ここで、第８図（Ａ）ないし第８図（Ｄ
）において、上述の図面と同一のものについては同一の
符号を付している。

第８図（Ａ）ないしくＤ）において、長方形状の半絶縁
性ＧａＡｓ半導体基板１の図上のほぼ中央部に互いに分
離して形成された動作層１９ａ、１９ｂ上にＭＥＳＦＥ
Ｔ２０と２１とか形成される。

上記動作層１９ａの図上上ｂ：ｊＡ側のドレイン領域（
ソース領域であってもよい。）上には、基板１の図上左
上半部に設けた方形状の導体４１の一部がドレイン（ソ
ース）電極４５として設けられ、また基板ｌの右上半部
に形成した導体４３は上記動作層１９ａの図上下側端部
迄長方形状に突出してソース（ドレイン）電極４７を形
成している。さらに上記ドレイン電極４５とソース電極
４７との間にはゲート電極３０が形成される。

上記のようにしてＭＥＳＦＥＴ２０が形成される。

上記動作層１９ｂの図上下Ｍｉｌｉ：側のドレイン領域
（ソース領域であってもよい。）」二には、基板ｌの図
上左下半部に設けた方形状の導体４２の一部がドレイン
（ソース）電極４６として設けられ、また基板１の右下
半部に形成した導体４４は上記動作層１９ｂの図上上側
端部迄細長方形状に突出してソ−ス（トレイン）電極４
８を形成して工）る。さらに上記ドレイン電極４６とソ
ース電極４８との間にはゲート電極３１が形成される。

上記のようにしてＭＥＳＦＥＴ２１が形成される。

両ＭＥＳＦＥＴ２０．２１の各ゲート電極３０と３１は
、基板ｌ上において、導体４１と４２との間において、
かつ導体４１．４２から絶縁して形成された導体４０と
一体に連続して設けられる。

また、導体４０，４１．４２は導体４１．４２を接地導
体とするコプレナ線路２を構成し、導体４３と４４、導
体４１と４３、導体４２と４４はそれぞれスロット線路
３，４．５を構成している。

さらに、ＭＥＳＦＥＴ２０のドレイン電極４５とＭＥＳ
ＦＥＴ２１のドレイン電極４６（それぞれ導体４１．４
２の一部を含めてもよい。）はＭＥＳＦＥＴ２０，２１
を跨接したブリッジ状の導体４９Ｉ）によりＭＥＳＦＥ
Ｔ２０と２１の間で基板１上に設けた導体４９ａと接続
されている。

以上のように構成することにより、ＭＥＳＦＥＴ２０お
よびＭＥＳＦＥＴ２］のソース電極（またはドレイン電
極）かそれぞれ接地導体４１．４２に接続されるととも
に、ＭＥＳＦＥＴ２０とＭＥＳＦＥＴ２＋のゲート電極
はともに接続され、該ゲート電極に第１のマイクロ波線
路であるコプレナ線路２が接続され、ドレイン電極（ま
たはソース電極）４５および４６にそれぞれ第２、第３
のマイクロ波線路であるスロット線路４．５が接続され
、さらにドレイン電極（またはソース電極）４７．４８
とそれぞれ一体的に形成された導体４３゜４４によりな
る第４のマイクロ波線路であるスロット線路３が接続さ
れる。

ここで、導体４９ａは、スＯ−）ト線路３からの入力信
号を導体、・１７と導体４９ａで挾まれた間隙および導
体４８と４９ａではさまれた間隙に等振幅かつ逆相で分
配する機能を有する。これらの分配された信号はブリッ
ジ状の導体４９ｂを介して導体４７．４５問および導体
４８．４６間に印加され、それぞれスロット線路４．５
に伝達する。この時、導体４７（ドレイン電極またはソ
ース電極）と導体４０．３０（ゲート電極）は、また導
体４８（ドレイン電極またはソース電極）と導体４０．
３１（ゲート電極）は、それぞれＭＥＳＦＥＴ２０，２
１の非可逆性により、互いに電気的に分離されている。

したかって、」二記の分配された信号はＭＥＳＦＥ′「
のドレイン電極（またはソース電極）と接地との間にの
み印加される。一方、コプレナ線路２からの人力信号は
２分岐されて後、ゲート電極３０とトレイン電極（また
はソース電極）４５の間およびケート電極３１とドレイ
ン電極（またはソース電極）４６の間に印加され、それ
ぞれＭＥＳＦＥＴ２０．２１て増幅されてスロット線路
４，５に同相で伝達する。この時、導体４７と４９ａの
間および導体４８と４′９ａの間にも上記の増幅された
信号電位か加わるが、これらの電位は同振幅かつ同位相
であるため、スロット線路３には伝達しない。

このように、スロット線路４，５に関して本実施例の左
右の回路は互いに電気的に独立である。この１８０度ハ
イブリッドの等価回路は第１図（Ｂ）または第１図（Ｃ
）のようになる。

また、第７図に示した第２の実施例と同様に、スロット
線路４，５の各々に対して並列に抵抗を付ＩＪｒｌすれ
ば、等価回路は第２図（Ｂ）または第２図（Ｃ）のよう
になり、λ／４線路を全（必要としない１８０度ハイブ
リッド回路が得られる。

他の実施例 以−Ｌの実施例において、◇：１４子間を電気的に分離
する能動素子としてＭＥＳＦＥＴを用いているが、これ
に限らず、その他の種類のＦＥＴあるいはバイポーラト
ランジスタを用いてもよい。また、入出力線路としてス
ロノ！・線路およびコプレナ線路を用いているが、これ
に限らず、スロット線路の部分には他の平衡線路を、コ
プレナ線路の部分には他の不平衡線路を用いてもよい。

更に、本発明の１８０度ハイブリ・７１・に接続される
マイクロ波線路の特性インピータンスとして５０Ωを用
いているが、これに限らず、その他の値を用いてもよい
。この場合、ＦＥＴの相互フンタフタンスおよび抵抗Ｒ
Ｌの値を上記の特性インピーダンスに対応して変更する
。

〔発明の効果］ 以上詳述したように本発明によれば、第１の電極を共有
する（または接続された）二つの第２電極接地トランジ
スタと、該第１電極に接続された導体を中心導体とする
不平衡線路（第１のマイクロ波線路）と、該トランジス
タの二つの第３の電極に接続された互いに異なる導体よ
りなる平衡線路（第４のマイクロ波線路）と、上記の平
衡線路を構成する導体と上記の不平衡線路を構成する接
地導体よりなる二組の平衡線路（第２、第３のマイクロ
ｌ皮線路）によって構成したので、従来不可欠であった
λ／４線路を全く必要としない超広帯域１８０度ハイブ
リッド回路を構成することかできる。

ここで、トランジスタの入出力非可逆性により、従来例
において電気的に短絡となる端子（Ｈ端子）か他の３端
子から互いに電気的に分離されているためλ／４線路を
用いる必要かない。したがって、本発明は本質的に広帯
域かつ小型であり、従来λ／４線路を必要とするハイブ
リッド回路を用いていた周波数変換器や変調器等につい
て大幅な広帯域化かっ小型化を可能とする。

さらに、第２および第３のマイクロ波線路からの入力信
号は第１のマイクロ１皮線路には伝達しないことより、
公知のアイソレータのような使い方が可能である。すな
わち、第１のマイクロ波線路からの入力信号は第２また
は第３のマイクロ波線路のみに伝達し、第２または第３
のマイクロ波線路からの入力信号は第４のマイクロ波線
路にのみに伝達しうる。

上記の効果はマイクロ波帯において顕著であるか、マイ
クロ波帯に限らず、より低い周波数帯においても有効で
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図（Ａ）ないし第１図（Ｃ）は、本発明の実施例で
あるトランジスタを用いた１８０度ハイブリッド回路の
基本回路を示す回路図、 第２図（Ａ）ないし第２図（Ｃ）は本発明のさらに他の
トランジスタを用いた１８０度ハイブリッド回路の基本
回路を示す回路図、 第３図は、理想変成器を用いて第１図（Ａ）ないし第２
図（Ｃ）の基本回路を一般的かつ等節約に書き替えた１
８０度ハイブリッド回路の回路図、第４図（Ａ）と第４
図（Ｂ）は、第３図の回路の二つの異なるモードに対す
る等価回路を示す回路図、第５図（Ａ）は、第１図（Ｂ
）に示した実施例の具体的装置の平面図、 第５図（Ｂ）は、第５図（Ａ）のＢ−Ｂ’線の縦断面図
、 第５図（Ｃ）は、第５図（Ａ）のｃ−ｃ’線の縦断面図
、 第６図（Ａ）と第６図（Ｂ）は、第５図（Δ）に示した
構成を有する本発明の実施例におけるバイブフッド回路
の周波数特性測定値を示すグラフ、第７図（Δ）は、第
２図（Ｂ）に示した実施例の具体的装置の平面図、 第７図（Ｂ）は、第７図（Ａ）のＢ−Ｂ’線の縦断面図
、 第７図（Ｃ）は、第７図（Ａ）のｃ−ｃ’線の縦断面図
、 第７図（Ｄ）は、第７図（Ａ）のＤ−Ｄ’線の縦断面図
、 第８［］（Ａ）は、第２図（Ｂ）に示した実施例のさら
に他の具体的装置の平面図、 第８図（Ｂ）は、第８図（Ａ）のＢ−Ｂ’線の縦断面図
、 第８図（Ｃ）は、第８図（Ａ）のｃ−ｃ’線の縦断面図
、 第８図（Ｄ）は、第８図（Ａ）のＩ）−Ｄ’線の縦断面
図、 第９図（Ａ）は、第１の従来例のラットレース型ハイブ
リッド回路を示す回路図、 第９図（Ｂ）は、第２の従来例の位相反転型ハイブリッ
ド回路を示す回路図、 第１０図は、第３の従来例である、マイクロ波ＩＣ基板
の両面を利用した１８０度ハイブリッド回路を示す回路
図、 第１１図は、第１０図のＡ−Ａ’線断面図である。 Ｉ・・・半導体基板、 ２・・・コプレナ線路（第１のマイクロ波線路）、３．
４．５・・スロット線路（第４、第２、第３のマイクロ
波線路）、 ２２・・・第１のマイクロ波線路、 ２３．２４．２５・・・第４、第２、第３のマイクロ波
線路、 ２０．２１・・トランジスタ、ショットキーゲート型電
界効果トランジスタ（ＭＥＳ ＦＥＴ）、 Ｓ　ｌ＋　３２＋　３２・・・ソース電極、Ｄ、、Ｄ２
，３３．３４・・・ドレイン電極、Ｇ、、Ｇ２，３０　
３１・・・ゲート′電極、４５．４６・・ドレイン電極
またはソース電極、４７．４８・・ソース電極またはド
レイン電極、ＺＯＨＩＺＯＥ　　それぞれ第１、第４の
マイクロ波ｆＨ３の特性インピータンス、 Ｚｏ　第２、第３のマイクロ波線路の特性インピーダン
不、 ２６．２７・抵抗（ＲＬ）、 ３０　抵抗（Ｒ□）、 ４９ｂ・ブリッジ状の導体。 第１図（Ｂｌ 第２図（Ｂ） 第１図（Ｃ） 第２１２１（Ｃ） 第 図 第 図（Ａ） ×１ 第 図（Ｂ） ×１ 第 図（Ａ） 周 万 ｖ （ＧＨｚ） ？；６図 （Ｂ） 周 ２反 ぢ （ＧＨｚ） 第 図（Ｃ１ 第 図（Ｄｌ 第 図 （Ａ） 第 図 （Ｂ） 第 図 第 図

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）同じ電極が接地された２個のトランジスタと、上
   記２個のトランジスタの接地されない同じ電極と接地電
   極とに第１のマイクロ波回路を接続可能とし、かつ上記
   ２個のトランジスタの接地されないさらに他の電極間あ
   るいは上記さらに他の電極と接地電極との間にさらに他
   のマイクロ波回路を接続可能にしたことを特徴とする１
   ８０度ハイブリッド回路。
2. （２）第１の電極を共通とするか、または、第１の電極
   か互いに接続され、第２電極が接地された二つのトラン
   ジスタと、上記トランジスタの第１の電極またはこれら
   を接続する導体と第２の電極に接続される第１のマイク
   ロ波線路と、上記各トランジスタの第３の電極と第２の
   導体に接続される第２、第３のマイクロ波線路と、上記
   二つの第３の電極に接続される第４のマイクロ波線路と
   を備えたことを特徴とする１８０度ハイブリッド回路。
3. （３）上記第２のマイクロ波線路および第３のマイクロ
   波線路の各々に対し、並列に接続された抵抗を備えたこ
   とを特徴とする請求項（１）記載の１８０度ハイブリッ
   ド回路。
4. （４）上記第２のマイクロ波線路および第３のマイクロ
   波線路の各々に対し、並列に接続された抵抗を備えたこ
   とを特徴とする請求項（２）記載の１８０度ハイブリッ
   ド回路。