JPH0261047B2 - - Google Patents
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- JPH0261047B2 JPH0261047B2 JP58044871A JP4487183A JPH0261047B2 JP H0261047 B2 JPH0261047 B2 JP H0261047B2 JP 58044871 A JP58044871 A JP 58044871A JP 4487183 A JP4487183 A JP 4487183A JP H0261047 B2 JPH0261047 B2 JP H0261047B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- power supply
- output
- voltage
- current
- output current
- Prior art date
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-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is DC
- G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is DC using semiconductor devices in series with the load as final control devices
- G05F1/59—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is DC using semiconductor devices in series with the load as final control devices including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Automation & Control Theory (AREA)
- Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
- Direct Current Feeding And Distribution (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、一般に工業用として、例えば制御用
マイクロコンピユータ用などとして用いられる安
定化電源の並列運転方式に関するものである。
マイクロコンピユータ用などとして用いられる安
定化電源の並列運転方式に関するものである。
一般に、電源装置を複数台並列に接続して電源
システムとして用いることの目的としては、第１
の電源供給の信頼性を高めること、そして第２に
電源容量の増大を図ること、の二つを挙げること
ができる。
システムとして用いることの目的としては、第１
の電源供給の信頼性を高めること、そして第２に
電源容量の増大を図ること、の二つを挙げること
ができる。
第１図はダイオードつき合わせ方式と称される
従来の電源システムの一例を示したブロツク図で
ある。
従来の電源システムの一例を示したブロツク図で
ある。
同図において、電源１，電源２は、並列運転を
行なわんとする電源装置である。Ｄ１，Ｄ２は、
出力つき合わせ用ダイオードであり、電源運転
中、二つの電源間での出力電圧の誤差により、出
力電圧の高い方の電源から出力電流が、出力電圧
の低い方の電源へ流れ込むのを防ぐためのもので
ある。
行なわんとする電源装置である。Ｄ１，Ｄ２は、
出力つき合わせ用ダイオードであり、電源運転
中、二つの電源間での出力電圧の誤差により、出
力電圧の高い方の電源から出力電流が、出力電圧
の低い方の電源へ流れ込むのを防ぐためのもので
ある。
このように２台の電源が並列運転している場
合、出力電圧の高い方の電源が、ほぼ100％の負
荷電流を供給することになる。この状態で出力電
圧の低い方の電源がダウンすると、出力電圧の高
い方の電源が依然として負荷に電源の供給を続
け、負荷先側への影響はない。一方、出力電圧の
高い方の電源がダウンすると、出力電圧の低い方
の電源が、あらたに負荷に電源を供給し始めるの
で、この場合も負荷側はダウンしい。
合、出力電圧の高い方の電源が、ほぼ100％の負
荷電流を供給することになる。この状態で出力電
圧の低い方の電源がダウンすると、出力電圧の高
い方の電源が依然として負荷に電源の供給を続
け、負荷先側への影響はない。一方、出力電圧の
高い方の電源がダウンすると、出力電圧の低い方
の電源が、あらたに負荷に電源を供給し始めるの
で、この場合も負荷側はダウンしい。
このように、ダイオードつき合わせ方式による
電源の並列運転は、必要な部品点数が少なく簡便
であるが、以下に示す欠点がある。
電源の並列運転は、必要な部品点数が少なく簡便
であるが、以下に示す欠点がある。
(1) 並列運転している電源間の出力電圧誤差が零
になることは実際問題としてあり得ないため、
両電源間の負荷バランスをとることが困難であ
り、負荷電流が一方の電源に集中してしまう。
従つて、負荷電流が集中した側の電源の温度上
昇が大となり、この電源単体ひいては電源シス
テムとしての信頼性が低下する。電源システム
としての信頼性が負荷電流の集中した側の電源
により支配されるため、並列運転する電源の台
数を増加しても信頼性の改善に結びつかない。
になることは実際問題としてあり得ないため、
両電源間の負荷バランスをとることが困難であ
り、負荷電流が一方の電源に集中してしまう。
従つて、負荷電流が集中した側の電源の温度上
昇が大となり、この電源単体ひいては電源シス
テムとしての信頼性が低下する。電源システム
としての信頼性が負荷電流の集中した側の電源
により支配されるため、並列運転する電源の台
数を増加しても信頼性の改善に結びつかない。
(2) 並列運転を出力容量の増大を目的として行う
場合、負荷バランスが悪いため、片方の電源に
負荷電流が集中する関係で、電源を構成するト
ランジスタの容量も大きくしなければならず、
出力電圧対負荷電流の関係がフの字特性となる
過電流保護方式を採用してトランジスタ容量の
低減を図ろうとしても、それができない。
場合、負荷バランスが悪いため、片方の電源に
負荷電流が集中する関係で、電源を構成するト
ランジスタの容量も大きくしなければならず、
出力電圧対負荷電流の関係がフの字特性となる
過電流保護方式を採用してトランジスタ容量の
低減を図ろうとしても、それができない。
(3) 負荷バンスが悪いため、出力電圧の高い方の
電源がダウンし、もう一方の電源に切り換わる
際、出力電圧に大きなデイツプを生じる場合が
ある。
電源がダウンし、もう一方の電源に切り換わる
際、出力電圧に大きなデイツプを生じる場合が
ある。
(4) つき合わせ用ダイオードＤ１，Ｄ２の特性に
より、出力電圧が負荷電流、周囲温度等により
変動し、出力電圧を高精度に一定に保つことが
困難である。
より、出力電圧が負荷電流、周囲温度等により
変動し、出力電圧を高精度に一定に保つことが
困難である。
(5) 負荷電流が大きな場合、つき合わせ用ダイオ
ードＤ１，Ｄ２における電力損失が大きくな
り、効率が低下する。
ードＤ１，Ｄ２における電力損失が大きくな
り、効率が低下する。
第２図はマスタ・スレーブ方式と称される従来
の電源システムを示した回路図である。
の電源システムを示した回路図である。
同図において、Ｍはマスタ型の電源装置、Ｓは
スレーブ型の電源装置、Tr1，Tr2は出力電圧制
御用トランジスタ、Ａ１，Ａ２は誤差増幅器、
ZD１は基準電圧用ツエナーダイオード、Ｒ１４，
Ｒ２４は出力電領流検出用抵抗である。
スレーブ型の電源装置、Tr1，Tr2は出力電圧制
御用トランジスタ、Ａ１，Ａ２は誤差増幅器、
ZD１は基準電圧用ツエナーダイオード、Ｒ１４，
Ｒ２４は出力電領流検出用抵抗である。
マスタ電源Ｍは通常の安定化電源であり、誤差
増幅器Ａ１の―入力側電圧（Vc＝R13・EO／R12＋R13） と＋入力側電圧（基準電圧となるツエナー電圧
VZD1）とが等しくなるように該誤差増幅器Ａ１の
出力によりトランジスタTr1の導通を制御し、出
力電圧EOを一定に維持している。
増幅器Ａ１の―入力側電圧（Vc＝R13・EO／R12＋R13） と＋入力側電圧（基準電圧となるツエナー電圧
VZD1）とが等しくなるように該誤差増幅器Ａ１の
出力によりトランジスタTr1の導通を制御し、出
力電圧EOを一定に維持している。
一方、スレーブ電源Ｓにおいては、誤差動増幅
器Ａ２の＋側入力電圧（ｂ点電圧）が一側入力電
圧（ａ点電圧）と等しくなるように、該誤差増幅
器Ａ２の出力によりトランジスタTr2の導通を制
御し、出力電圧EO一定化を図つている。従つて
マスタ電源Ｍから負荷へ供給される電流をi1、ス
レーブ電源Ｓから負荷へ供給される電流をi2とす
ると、ａ点電圧とｂ点電圧が等しいという条件か
ら次の式が成立する。
器Ａ２の＋側入力電圧（ｂ点電圧）が一側入力電
圧（ａ点電圧）と等しくなるように、該誤差増幅
器Ａ２の出力によりトランジスタTr2の導通を制
御し、出力電圧EO一定化を図つている。従つて
マスタ電源Ｍから負荷へ供給される電流をi1、ス
レーブ電源Ｓから負荷へ供給される電流をi2とす
ると、ａ点電圧とｂ点電圧が等しいという条件か
ら次の式が成立する。
i2・R24＝i1・R14
ここでR24＝R14とすると
i2＝i1
すなわち、マスタ電源Ｍとスレーブ電源Ｓから
それぞれ負荷に供給される電流は等しくなる。従
つて、第１図を参照して説明したダイオードつき
合せ方式の欠点や、マスタ・スレーブ方式では、
一部を除いてほとんど解消されている。しかし、
マスタ・スレーブ方式では新たにつぎのような欠
点が生じる。
それぞれ負荷に供給される電流は等しくなる。従
つて、第１図を参照して説明したダイオードつき
合せ方式の欠点や、マスタ・スレーブ方式では、
一部を除いてほとんど解消されている。しかし、
マスタ・スレーブ方式では新たにつぎのような欠
点が生じる。
(1) スレーブ電源がダウンした場合には、他のス
レーブおよびマスタの電源によりバツクアツプ
されるが、マスタ電源がダウンした場合には、
スレーブ電源も共にダウンしてしまう。そのた
め、並列運転している電源全体の信頼性がマス
タ電源によつて支配されてしまう。従つて、こ
の方式では、スレーブ電源を増やすことによ
り、出力容量の増大は可能であるが、信頼性の
向上は期待できない。
レーブおよびマスタの電源によりバツクアツプ
されるが、マスタ電源がダウンした場合には、
スレーブ電源も共にダウンしてしまう。そのた
め、並列運転している電源全体の信頼性がマス
タ電源によつて支配されてしまう。従つて、こ
の方式では、スレーブ電源を増やすことによ
り、出力容量の増大は可能であるが、信頼性の
向上は期待できない。
(2) マスタ電源とスレーブ電源で回路構成が異な
るため、両者の回路構成が同じ場合に比し、量
産化、それに伴なうコスト低減、保守管理の容
易性等が図り難い。
るため、両者の回路構成が同じ場合に比し、量
産化、それに伴なうコスト低減、保守管理の容
易性等が図り難い。
この発明は、上述の客欠点をすべて除去し、特
に異つた出力容量の電源装置の組合せにおいて
も、その出力容量に比例した出力電流の配分を行
わせつつ、電源システムとしての総出力容量の増
大、および信頼性の向上が達成可能な安定化電源
の並列運転方式を提供することを目的とする。
に異つた出力容量の電源装置の組合せにおいて
も、その出力容量に比例した出力電流の配分を行
わせつつ、電源システムとしての総出力容量の増
大、および信頼性の向上が達成可能な安定化電源
の並列運転方式を提供することを目的とする。
本発明の構成の第１の要点は、或る基準電圧と
電源回路の出力電圧とを比較し、両者間の誤差電
圧を検出して電流設定値として出力する誤差電圧
検出手段と、分圧比の配分比が当該の安定化電源
の出力容量の配分比に等しくなるように、前記電
流設定値を分圧し出力電流設定値として出力する
分圧手段と、当該の安定化電源の出力電流を検出
する出力電流検出手段と、該出力電流検出手段に
おける検出電圧が前記出力電流設定値に等しくな
るように電源回路の出力電流を調節する電流調節
手段とを有して成る安定化電源を複数個並列に接
続し、各安定化電源における誤差電圧検出手段の
出力側を共通母線で接続し、各安定化電源に対し
出力容量に比例した出力電流の配分を行つた点に
ある。また、第２の要点は、電流設定値を安定化
電源の出力容量に応じて分圧するかわりに、各安
定化電流の出力電流検出手段の検出電圧を出力容
量に対応した出力電流において等しくなるように
した点にある。
電源回路の出力電圧とを比較し、両者間の誤差電
圧を検出して電流設定値として出力する誤差電圧
検出手段と、分圧比の配分比が当該の安定化電源
の出力容量の配分比に等しくなるように、前記電
流設定値を分圧し出力電流設定値として出力する
分圧手段と、当該の安定化電源の出力電流を検出
する出力電流検出手段と、該出力電流検出手段に
おける検出電圧が前記出力電流設定値に等しくな
るように電源回路の出力電流を調節する電流調節
手段とを有して成る安定化電源を複数個並列に接
続し、各安定化電源における誤差電圧検出手段の
出力側を共通母線で接続し、各安定化電源に対し
出力容量に比例した出力電流の配分を行つた点に
ある。また、第２の要点は、電流設定値を安定化
電源の出力容量に応じて分圧するかわりに、各安
定化電流の出力電流検出手段の検出電圧を出力容
量に対応した出力電流において等しくなるように
した点にある。
次に図を参照して本発明を説明する。
第３図は本発明の基礎原理および後述の他の実
施例を示す回路図であり、これによりまず各電源
の出力容量が等しい場合を説明する。同図におい
て、電源１，電源２…電源Ｎは、いずれも同一構
成の安定化電源であり、この場合、Ｎ台の電源の
並列運転方式が示されている。そして各電源は、
おのおのの＋出力，−出力が共通接続されると共
に共通母線Ｂによつて図示の如く結合されてい
る。電源１におけるTr1は出力電流ｉ１を操作
し、出力電圧EOを制御する出力電圧制御用トラ
ンジスタ、１１は電流調節用増幅器、Ａ１２は、
ボルテージ・フオロア（一種のインピーダンス変
換器）、Ａ１３は電圧誤差増幅器、Ｒ１１は電流
設定値混合用抵抗、Ｒ１５は出力電流検出用抵
抗、ZD1は基準電圧用ツエナーダイオードであ
る。
施例を示す回路図であり、これによりまず各電源
の出力容量が等しい場合を説明する。同図におい
て、電源１，電源２…電源Ｎは、いずれも同一構
成の安定化電源であり、この場合、Ｎ台の電源の
並列運転方式が示されている。そして各電源は、
おのおのの＋出力，−出力が共通接続されると共
に共通母線Ｂによつて図示の如く結合されてい
る。電源１におけるTr1は出力電流ｉ１を操作
し、出力電圧EOを制御する出力電圧制御用トラ
ンジスタ、１１は電流調節用増幅器、Ａ１２は、
ボルテージ・フオロア（一種のインピーダンス変
換器）、Ａ１３は電圧誤差増幅器、Ｒ１１は電流
設定値混合用抵抗、Ｒ１５は出力電流検出用抵
抗、ZD1は基準電圧用ツエナーダイオードであ
る。
なお、電源２〜電源Ｎについては、電源１と同
じ構成であるため、特に説明しない。ただし、電
流調節用増幅器Ａ１１の入力インピーダンスが電
流設定値混合用抵抗Ｒ１１に比較して十分大の場
合、ボルテージ・フオロアＡ１２は不要である。
じ構成であるため、特に説明しない。ただし、電
流調節用増幅器Ａ１１の入力インピーダンスが電
流設定値混合用抵抗Ｒ１１に比較して十分大の場
合、ボルテージ・フオロアＡ１２は不要である。
まず、本方式で用いる電源を単体（電源１の
み）で運転した時の動作を考えると、その出力電
圧EOは、第２図を参照して先に説明したのと同
様にして次の式で表わせる。
み）で運転した時の動作を考えると、その出力電
圧EOは、第２図を参照して先に説明したのと同
様にして次の式で表わせる。
EO＝R13＋R14／R14・VZD1
（但しVZD1はダイオードZD1のツエナー電圧）
もし、出力電圧がこの値からずれると、電圧誤
差増幅器Ａ１３から電圧誤差に見合つた出力電圧
Vi1が、出力点の電流設定値として、抵抗Ｒ１
１、ボルテージ・フオロアＡ１２を介し電流調節
用増幅器Ａ１１に入力点の電流設定値Vis1として
入力される。電流調節用増幅器Ａ１１は、出力電
流の設定値である電流設定値Vis1が出力電圧誤差
に見合つた値だけ変化するので、電源の出力電流
i1を、従つて出力電流検出用抵抗Ｒ１５における
検出電圧ｉ１・Ｒ１５を電流設定値Vis1と一致さ
せるように、トランジスタTr1を制御し、それに
よつて出力電圧EOを調節する。従つて、出力電
圧の基準電圧からのずれである誤差はキヤンセル
される。この場合、出力電流検出用抵抗Ｒ１５部
分における電圧降下、すなわち前記検出電圧ｉ
１・Ｒ１５の大きさは数10〜100mV程度であり、
出力電圧EOや出力電圧誤差に比し充分小さく、
出力電圧EOの検出値に対する影響を無視して考
えることができる。
差増幅器Ａ１３から電圧誤差に見合つた出力電圧
Vi1が、出力点の電流設定値として、抵抗Ｒ１
１、ボルテージ・フオロアＡ１２を介し電流調節
用増幅器Ａ１１に入力点の電流設定値Vis1として
入力される。電流調節用増幅器Ａ１１は、出力電
流の設定値である電流設定値Vis1が出力電圧誤差
に見合つた値だけ変化するので、電源の出力電流
i1を、従つて出力電流検出用抵抗Ｒ１５における
検出電圧ｉ１・Ｒ１５を電流設定値Vis1と一致さ
せるように、トランジスタTr1を制御し、それに
よつて出力電圧EOを調節する。従つて、出力電
圧の基準電圧からのずれである誤差はキヤンセル
される。この場合、出力電流検出用抵抗Ｒ１５部
分における電圧降下、すなわち前記検出電圧ｉ
１・Ｒ１５の大きさは数10〜100mV程度であり、
出力電圧EOや出力電圧誤差に比し充分小さく、
出力電圧EOの検出値に対する影響を無視して考
えることができる。
次に、Ｎ台の電源を第３図に示すような構成で
並列接続した場合を考える。各電源は、電流調節
毛用増幅器Ａ１１，Ａ２１，AN１の＋入力側に
入力される電流設定値と同じ値の電流が出力され
るようにトランジスタTr1，Tr2，TrNを制御する
ことにより出力電圧を調節する。ただし、Ｎ台の
電源の並列運転の場合、各電源における電流調節
用増幅器に入力される電流設定値は、単独運転の
場合と異なり、各電源の電流設定値を電流設定値
混合用抵抗Ｒ１１，Ｒ２１…RN１により混合し
て平均をとつた値となる。並列母線Ｂは、各電源
の電流設定値と混合してその平均をとるための役
割を果すラインである。
並列接続した場合を考える。各電源は、電流調節
毛用増幅器Ａ１１，Ａ２１，AN１の＋入力側に
入力される電流設定値と同じ値の電流が出力され
るようにトランジスタTr1，Tr2，TrNを制御する
ことにより出力電圧を調節する。ただし、Ｎ台の
電源の並列運転の場合、各電源における電流調節
用増幅器に入力される電流設定値は、単独運転の
場合と異なり、各電源の電流設定値を電流設定値
混合用抵抗Ｒ１１，Ｒ２１…RN１により混合し
て平均をとつた値となる。並列母線Ｂは、各電源
の電流設定値と混合してその平均をとるための役
割を果すラインである。
ここで、各電源における出力点の電流設定値を
Vi1，Vi2…ViN各ボルテージ・フオロアの入力イ
ンピーダンスをZi1，Zi2，…ZiNとすると電源１
の電流誤差増幅器Ａ１１に入力される入力点の電
流設定値はVis1は、次式で表わされる。
Vi1，Vi2…ViN各ボルテージ・フオロアの入力イ
ンピーダンスをZi1，Zi2，…ZiNとすると電源１
の電流誤差増幅器Ａ１１に入力される入力点の電
流設定値はVis1は、次式で表わされる。
Vis1
＝R21R31……RN1Zi／R21R31……RN1
Zi＋R11・Vi1 ＋R11R31……RN1Zi／R11R31……RN1
Zi＋R21・Vi2 ＋ …… ＋R11R21……R(N-1)1Zi／R11R21……
R(N-1)1AZi＋RN1・ ViN となる（ただしZi＝Zi1Zi……ZiNとする）。
Zi＋R11・Vi1 ＋R11R31……RN1Zi／R11R31……RN1
Zi＋R21・Vi2 ＋ …… ＋R11R21……R(N-1)1Zi／R11R21……
R(N-1)1AZi＋RN1・ ViN となる（ただしZi＝Zi1Zi……ZiNとする）。
なお、一般に、R1R2と記したら、それは
（１／１／R1＋１／R2）を意味している。また上記 の式は重ねの理を用いて算出できるものである
が、その算出過程は繁雑になるので記さない。
（１／１／R1＋１／R2）を意味している。また上記 の式は重ねの理を用いて算出できるものである
が、その算出過程は繁雑になるので記さない。
ここで、R11＝R21＝……RN1＝Ｒとする。ま
た、ボルテージ・フオロア１２，Ａ２２……AN2
の入力インピーダンスが上記抵抗Ｒにくらべて十
分大きければ上式は、次のように変形できる。
た、ボルテージ・フオロア１２，Ａ２２……AN2
の入力インピーダンスが上記抵抗Ｒにくらべて十
分大きければ上式は、次のように変形できる。
Vis1＝１／Ｎ（Vi1＋Vi2B＋……＋ViN）
従つて電源１の入力点の電流設定値は、各電源
の出力点の電流設定値の平均値となる。また電源
２〜電流Ｎの電流設定値も電源１の入力点の電流
設定値Vis1と同じ値となるため、各電源の負荷バ
ランスがとれる。このため、各電源の温度上昇
も、ダイオードつき合わせ方式の場合と比較し
て、平等に小さく信頼性の点から有利である。
の出力点の電流設定値の平均値となる。また電源
２〜電流Ｎの電流設定値も電源１の入力点の電流
設定値Vis1と同じ値となるため、各電源の負荷バ
ランスがとれる。このため、各電源の温度上昇
も、ダイオードつき合わせ方式の場合と比較し
て、平等に小さく信頼性の点から有利である。
さて、電源Ｎ台の並列運転中、出力電流の合計
をＩとすると、各電源の出力はＩ／Ｎとなる。こ
こで、並列運転中の電源の１台がダウンすると、
残つた（Ｎ―１）台の電源は、それぞれＩ／Ｎ
（Ｎ―１）だけ、出力電流を増し、ダウンした電
源の出力分をおぎなう。従つて、個々の電源の出
力容量が１／Ｎ＋Ｉ／Ｎ（Ｎ―１）＝Ｎ（Ｎ―１）＋１
／Ｎ（Ｎ―１）Ｉ あれば１台の電源のダウンに対応できる。さらに
並列運転台数Ｎをふやせば同時に複数台の電源が
ダウンしても、残つた電源によりバツクアツプ可
能な高信頼性電源を構成できる。
をＩとすると、各電源の出力はＩ／Ｎとなる。こ
こで、並列運転中の電源の１台がダウンすると、
残つた（Ｎ―１）台の電源は、それぞれＩ／Ｎ
（Ｎ―１）だけ、出力電流を増し、ダウンした電
源の出力分をおぎなう。従つて、個々の電源の出
力容量が１／Ｎ＋Ｉ／Ｎ（Ｎ―１）＝Ｎ（Ｎ―１）＋１
／Ｎ（Ｎ―１）Ｉ あれば１台の電源のダウンに対応できる。さらに
並列運転台数Ｎをふやせば同時に複数台の電源が
ダウンしても、残つた電源によりバツクアツプ可
能な高信頼性電源を構成できる。
また、電源Ｎ台の並列運転で、電源ダウン時の
バツクアツプが不要であれば、（Ｎ×ｉ）まで出
力を取り出すことが可能である（但しｉは電源１
台当りの出力容量）。従つて、出力容量の増大が
必要な場合、それに見合つた台数の電源を加えれ
ば良い。もちろん、電源ダウン時のバツクアツプ
機能を有したまま、出力容量を増大させることも
可能である。
バツクアツプが不要であれば、（Ｎ×ｉ）まで出
力を取り出すことが可能である（但しｉは電源１
台当りの出力容量）。従つて、出力容量の増大が
必要な場合、それに見合つた台数の電源を加えれ
ば良い。もちろん、電源ダウン時のバツクアツプ
機能を有したまま、出力容量を増大させることも
可能である。
次に本発明の主眼である出力容量の異なる電源
の並列運転方式について説明する。第４図は本発
明の一実施例を示すもので、第３図と異なるとこ
ろは各ボルテージ・フオロアＡ１２〜AN２の出
力電圧をそれぞれ分圧用の抵抗Ｒ１ａ〜RNaお
よびＲ１ｂ〜RNbで分圧した新たな電流設定値
である出力電流設定値Vjs〜VjsNを電流調節用増
幅器Ａ１１〜AN１の入力としている点である。
このような構成とすれば、前述の平均の電流設定
値Vis1分圧し、改めて各電源の出力容量に応じた
出力電流設定値Vjs1〜VjsNを比例配分して与える
ことができる。すなわちＮ台の電源を本方式で並
列運転する場合各電源の出力容量に対応する出力
電流をＩ１，Ｉ２，……，INとすると、各電源
（番号Ｋ）における分圧用の抵抗RKa，RKbを次
式を満たすように設定しておけば、効率的な並列
運転が可能である。
の並列運転方式について説明する。第４図は本発
明の一実施例を示すもので、第３図と異なるとこ
ろは各ボルテージ・フオロアＡ１２〜AN２の出
力電圧をそれぞれ分圧用の抵抗Ｒ１ａ〜RNaお
よびＲ１ｂ〜RNbで分圧した新たな電流設定値
である出力電流設定値Vjs〜VjsNを電流調節用増
幅器Ａ１１〜AN１の入力としている点である。
このような構成とすれば、前述の平均の電流設定
値Vis1分圧し、改めて各電源の出力容量に応じた
出力電流設定値Vjs1〜VjsNを比例配分して与える
ことができる。すなわちＮ台の電源を本方式で並
列運転する場合各電源の出力容量に対応する出力
電流をＩ１，Ｉ２，……，INとすると、各電源
（番号Ｋ）における分圧用の抵抗RKa，RKbを次
式を満たすように設定しておけば、効率的な並列
運転が可能である。
I1：I2：…：Ｎ＝Vji1：Vjs2：…：VjsN
＝R1b／R1a＋R1b
：R2b／R2a＋R2b：…：RNb／RNa＋RNb
この場合各電流調節用増幅器（Ａ１１〜AN
１）は各電源の、その時々の出力電流をil〜iNと
すると、 前述と同様に Vjs1＝i1・R15 ： VjsN＝iN・RN5 となるように出力電流i1〜iNを調節する。従つ
て各電源の出力電流検出用抵抗が等しく、すなわ
ち R15＝…＝RN5 であれば I1：I2：…：IN＝i1：…：Ｎ となつて各電源は常にそれぞれ出力容量に比例し
た出力電流を分担することができる。
１）は各電源の、その時々の出力電流をil〜iNと
すると、 前述と同様に Vjs1＝i1・R15 ： VjsN＝iN・RN5 となるように出力電流i1〜iNを調節する。従つ
て各電源の出力電流検出用抵抗が等しく、すなわ
ち R15＝…＝RN5 であれば I1：I2：…：IN＝i1：…：Ｎ となつて各電源は常にそれぞれ出力容量に比例し
た出力電流を分担することができる。
なお上記の実施例のように出力電流検出用抵抗
Ｒ１５〜RN5が全て等しい構成の場合は、前記
分圧用の抵抗RKa，RKbは小容量のもので足り、
従つてこれらに代る小形の半固抵抗などを用いる
ことにより、出力電流の設定を、電源の出力容量
に合わせ、可変とすることが容易となる。すなわ
ち同一の部品構成として標準化できる利点があ
る。
Ｒ１５〜RN5が全て等しい構成の場合は、前記
分圧用の抵抗RKa，RKbは小容量のもので足り、
従つてこれらに代る小形の半固抵抗などを用いる
ことにより、出力電流の設定を、電源の出力容量
に合わせ、可変とすることが容易となる。すなわ
ち同一の部品構成として標準化できる利点があ
る。
しかし比較的容量の大きいものではあるが、前
記出力電流検出用抵抗Ｒ１５〜RN５を変えるこ
とによつても出力電流の配分は可能でありこれも
本発明に包含される。この場合の回路構成は外見
上第３図と同じであり前記分圧用の抵抗RKa，
RKbは不要となる。この場合は各電源の出力容
量に対応する出力電流Ｉ１〜INと、出力電流検
出用抵抗Ｒ１５〜RN５について、 １・R15＝…＝IN・RN5 すなわち I1：II2：…：IN＝１／R15：１／R25：…：１／RN5 の関係を満たすように出力電流検出用抵抗を選べ
ばよいことは前述の説明から容易に推察できるで
あろう。
記出力電流検出用抵抗Ｒ１５〜RN５を変えるこ
とによつても出力電流の配分は可能でありこれも
本発明に包含される。この場合の回路構成は外見
上第３図と同じであり前記分圧用の抵抗RKa，
RKbは不要となる。この場合は各電源の出力容
量に対応する出力電流Ｉ１〜INと、出力電流検
出用抵抗Ｒ１５〜RN５について、 １・R15＝…＝IN・RN5 すなわち I1：II2：…：IN＝１／R15：１／R25：…：１／RN5 の関係を満たすように出力電流検出用抵抗を選べ
ばよいことは前述の説明から容易に推察できるで
あろう。
この発明によれば、ダイオードつき合せ方式、
マスタ・スレーブ方式等における欠点をすべて除
去して、共通部を必要とせず全くか、もしくはほ
ぼ同一の回路構成により、出力容量の異なる複数
の電源の効率的な並列運転が可能となる。
マスタ・スレーブ方式等における欠点をすべて除
去して、共通部を必要とせず全くか、もしくはほ
ぼ同一の回路構成により、出力容量の異なる複数
の電源の効率的な並列運転が可能となる。
この発明は、すでに説明したシリーズ・レギユ
レータの他、スイツチング・レギユレータにも応
用できる。
レータの他、スイツチング・レギユレータにも応
用できる。
第１図および第２図はそれぞれ従来の電源シス
テムの一例を示すブロツク図、第３図は本発明の
基礎原理および他の実施例を示す回路図、第４図
は本発明の一実施例を示す回路図である。 符号説明、１，２，Ｎ……電源、Ｂ……並列母
線、Ａ１１，Ａ２１，AN１……電流調節用増幅
器、Ａ１３，Ａ２３，AN３……電圧誤差増幅
器、Ｒ１５，Ｒ２５，RN５……出力電流検出用
抵抗、Ｒ１ａ，Ｒ２ａ，RNa，Ｒ１ｂ，Ｒ２ｂ，
RNb……抵抗。
テムの一例を示すブロツク図、第３図は本発明の
基礎原理および他の実施例を示す回路図、第４図
は本発明の一実施例を示す回路図である。 符号説明、１，２，Ｎ……電源、Ｂ……並列母
線、Ａ１１，Ａ２１，AN１……電流調節用増幅
器、Ａ１３，Ａ２３，AN３……電圧誤差増幅
器、Ｒ１５，Ｒ２５，RN５……出力電流検出用
抵抗、Ｒ１ａ，Ｒ２ａ，RNa，Ｒ１ｂ，Ｒ２ｂ，
RNb……抵抗。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 或る基準電圧と電源回路の出力電圧とを比較
し、両者間の誤差電圧を検出して電流設定値とし
て出力する誤差電圧検出手段と、分圧比の配分比
が当該の安定化電源の出力容量の配分比に等しく
なるように、前記電流設定値を分圧し出力電流設
定値として出力する分圧手段と、当該の安定化電
源の出力電流を検出する出力電流検出手段と、該
出力電流検出手段における検出電圧が前記出力電
流設定値に等しくなるように電源回路の出力電流
を調節する電流調節手段とを有して成る安定化電
源を複数個並列に接続し、各安定化電源における
誤差電圧検出手段の出力側を共通母線で接続し、
各安定化電源に対し出力容量に比例した出力電流
の配分を行つたことを特徴とする安定化電源の並
列運転方式。 ２ 或る基準電圧と電源回路の出力電圧とを比較
し、両者間の誤差電圧を検出して電流設定値とし
て出力する誤差電圧検出手段と、当該の安定化電
源の出力電流を検出し、当該の安定化電源の出力
容量に対応した出力電流において等しい検出電圧
を出力する出力電流検出手段と、該出力電流検出
手段における検出電圧が前記電流設定値に等しく
なるように電源回路の出力電流を調節する電流調
節手段とを有して成る安定化電源を複数個並列に
接続し、安定化電源における誤差電圧検出手段の
出力側を共通母線で接続し、各安定化電源に対し
出力容量に比例した出力電流の配分を行つたこと
を特徴とする安定化電源の並列運転方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58044871A JPS59170916A (ja) | 1983-03-17 | 1983-03-17 | 安定化電源の並列運転方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58044871A JPS59170916A (ja) | 1983-03-17 | 1983-03-17 | 安定化電源の並列運転方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59170916A JPS59170916A (ja) | 1984-09-27 |
| JPH0261047B2 true JPH0261047B2 (ja) | 1990-12-19 |
Family
ID=12703554
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58044871A Granted JPS59170916A (ja) | 1983-03-17 | 1983-03-17 | 安定化電源の並列運転方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59170916A (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0545080Y2 (ja) * | 1987-04-28 | 1993-11-17 | ||
| JPS63172238U (ja) * | 1987-04-28 | 1988-11-09 | ||
| FR2618922A1 (fr) * | 1987-07-28 | 1989-02-03 | Thomson Csf | Procede d'adaptation d'un generateur de puissance a une charge |
| JPS6440241U (ja) * | 1987-09-04 | 1989-03-10 | ||
| JPH0613588Y2 (ja) * | 1987-10-05 | 1994-04-06 | 横河電機株式会社 | 並列運転電源装置 |
-
1983
- 1983-03-17 JP JP58044871A patent/JPS59170916A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59170916A (ja) | 1984-09-27 |
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