JPH0261224B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［技術分野］ 本発明は、急速充電回路に関するものである。

［背景技術］ 従来の充電回路は、第１図のように、トランジ
スタQ₀のコレクタにトランスT′の１次コイルL₁₀
を接続し、ベースにトランスT′の２次コイルL₂₀
をベースを順バイアスする極性に接続して発振回
路を形成し、トランスT′の３次コイルL₃₀の両端
に整流ダイオードD₁₀と電池Ｂの直列回路を接続
して発振回路の出力を３次コイルL₃₀より得て整
流ダイオードD₁₀で整流して電池Ｂを充電してい
た。R₁₀は発振起動抵抗、C₁₀は発振用コンデン
サ、D₂₀はトランジスタQ₀の逆バイアス用ダイオ
ード、C₂₀，R₃₀はスパイク電圧吸収用のコンデン
サ、抵抗R₂₀は電流制限抵抗であり、SWは負荷
Ｌをオン、オフするスイツチである。DBはダイ
オードブリツジ、Ｅは交流電源である。

このものにあつては、トランスT′に３個のコ
イルL₁₀，L₂₀，L₃₀を必要とするため、トランス
T′および回路が複雑になつて小型化に不向きで
ある上、トランスT′のコイルが細いため断線不
良が発生しやすく、又、各コイルの極性処理を誤
つたりしてトランスT′の信頼性が低いという欠
点を有していた。

また、トランスT′のコイルが３巻線あるため
第１図に示すコイルL₁₀，L₃₀の結合係数が悪くな
り、リーケージインダクタンスが増大し、トラン
ジスタQ₀がカツトオフしたときのスパイク電圧
が非常に高くなり、そのため、トランジスタQ₀
のコレクタ・エミツタ間電圧V_CEの耐圧を上げた
り、スパイク電圧を吸収するための抵抗R₃₀、コ
ンデンサC₂₀等の部品が必要となり、安価で小型
のものが作成できないという問題があつた。

そこで、第１図に示す回路を改良したのが第２
図に示す回路であり、この回路では、発振用トラ
ンスのコイルを２巻線として、損失がなく損失対
策をする必要がない小型で安価な急速充電回路構
成としている。

すなわち、この他の従来例では、第２図に示す
ように、発振回路、被充電用電池Ｂを含む充電ブ
ロツクと、充電制御ブロツクとから構成されてい
る。充電ブロツクは以下のように構成されてい
る。トランジスタＱのコレクタに発振用のトラン
スＴの１次コイルL₁を接続し、トランジスタＱ
のベースにはトランスＴの２次コイルL₂を順バ
イアスする極性に接続してある。トランスＴは１
次コイルL₁と２次コイルL₂とからなる２巻線の
ものを用いている。２次コイルL₂の両端には、
電池Ｂと整流用ダイオードD₂との直列回路が接
続してある。Ｅは交流電源、D₁は電源整流用ダ
イオードである。ここでは、半波整流している
が、全波整流を行つても良い。C₁は雑音防止用
コンデンサ、R₁は発振起動用抵抗、R₂はベース
順バイアス制限抵抗、R₃は充電電流制限抵抗、
C₂は発振用コンデンサ、D₃は通電表示用発光ダ
イオード、SWはスイツチで、電池Ｂと負荷Ｌと
の間に挿入接続してある。

充電制御ブロツクは、基準電圧V₁を発生させ
る基準電圧発生ブロツク１、基準電圧V₁と電池
Ｂの電圧とを比較する電池電圧比較ブロツク２、
電池Ｂの電圧が基準電圧V₁より高い場合にトラ
ンジスタＱのベース電流をバイパスさせて発振を
停止せしめる発振起動電流バイパスブロツク３と
から構成されている。

今、交流電源ＥをダイオードD₁により半波
（あるいは全波）整流した電源により、抵抗R₁を
通してトランジスタＱにベース電流を供給する
と、コレクタ電流i_Cが１次コイルL₁を通して流れ
始め、１次コイルL₁に電圧が発生する。この電
圧により２次コイルL₂にトランジスタＱを順バ
イアスするような電圧が発生してトランジスタＱ
は急速にオンになつてコレクタ電流i_Cは、i_C＝
（V_L1／X₁）ｔによつて増加する。尚、V_L1は１次
コイルL₁への印加電圧、X₁は１次コイルL₁のイ
ンダクタンスである。そして、i_C＝h_FE・I_B（h_FEは
トランジスタＱの電流増幅率、I_Bはベース電流）
になるまで増加すると、１次コイルL₁での電流
変化が止まる。すると、更に電流を流そうとして
１次コイルL₁での発生電圧の極性が反転し、こ
の電圧が前述のように２次コイルL₂に誘起され、
トランジスタＱを逆バイアスしてトランジスタＱ
はオフになる。このとき、２次コイルL₂に発生
する電圧をダイオードD₂を通して電池Ｂを充電
する。同様に発光ダイオードD₃に電流を分流さ
せて、発光ダイオードD₃を点灯させて通電表示
を行う。

ここで、電池Ｂに流れる電流ｉは、ｉ＝−
（V₂／X₂）ｔによつて流れる。ここで、V₂はト
ランジスタＱのオフ時に発生する１次コイルL₁
の電圧のL₂／L₁であり、X₂は２次コイルL₂のイ
ンダクタンスである。そして、１次コイルL₁に
蓄積されたエネルギーが放出されると、前述と同
様にして再度発振が開始されて発振を続ける。抵
抗R₃は、トランジスタＱがオンになり流れる電
流i_CによつてR₃×i_Cの電位でトランジスタＱのベ
ース電位を制御し、１次コイルL₁に蓄積される
エネルギーを調整して充電電流ｉの制御を行うも
のである。第３図ａ〜ｄは上述の動作における各
部の電圧電流波形を示すものであり、同図ａはト
ランジスタＱのコレクタ・エミツタ間電圧V_CE、
同図ｂはトランジスタＱのベース・エミツタ間電
圧、同図ｃはトランジスタＱのコレクタ電流i_C、
同図ｄは電池Ｂの充電電流である。

以上によつて電池Ｂが充電されていくと、電池
Ｂの電圧は第４図に示すような特性を示す。電池
Ｂを急速充電する場合には、容量の80〜100％の
所で充電をストツプしてやらないと、電池Ｂは過
充電領域に入り、電池Ｂの劣化を生じる。それを
制御するための充電制御が必要であり、これが第
２図に示す充電制御ブロツクである。基準電圧発
生ブロツク１にて直流の基準電圧V₁を発生させ、
電池電圧比較ブロツク２にて基準電圧V₁と電池
電圧V_Bとを比較してゆき、V₁＞V_Bのときは、発
振起動電流バイパスブロツク３は動作せず、上述
の動作を繰り返して充電電流は流れ続ける。そし
て、V₁≦V_Bとなると、発振起動電流バイパスブ
ロツク３が動作して、トランジスタＱの起動電流
をトランジスタＱに流さず、発振起動電流バイパ
スブロツク３にてバイパスさせて、トランジスタ
Ｑの発振を停止させ、電池Ｂへの充電をストツプ
させて過充電を防止するものである。尚、第２図
に示す回路において、電池Ｂがオープンになると
いつた異常時は、トランジスタＱと電池Ｂとが直
列に接続されているために、発振起動電流が流れ
ず、発振を開始しない。従つて、回路が破壊され
るということはない。

この従来例では、第２図に示すような構成とす
ることにより、第１図の場合と比べて、充電ブロ
ツクのトランスＴを１次コイルL₁と２次コイル
L₂との２巻線として、３巻線より少なくなつて、
トランスＴの作成が容易となり、信頼性が向上
し、また、トランスＴを小型化できてコストダウ
ンを図ることができる。更に、トランスＴは１次
コイルL₁と２次コイルL₂だけからなつているた
め、コイルのリーケージインダクタンスが減少
し、１次コイルL₁に発生する逆起電圧が小さく
なり、そのエネルギーを吸収するための１次コイ
ルに並列に用いていた抵抗、コンデンサが不要と
なり、また、トランジスタの耐圧の低いものが使
用でき、より小型で安価な回路を構成することが
できる。

ところが、第２図の回路においても以下のよう
な問題を有している。すなわち、トランジスタＱ
がオンしているときのキヤリア蓄積効果により、
トランジスタＱのオンからオフへの移行時間が遅
くなり、トランジスタＱの発生する損失が大きい
という問題がある。

また、スイツチSWオンで、電池Ｂが過放電さ
れ、電池電圧が低いと発振開始電圧が下がり、充
電電流が極端に多くなり、回路の発熱があるとい
う問題もあつた。すなわち、第２図の従来の回路
においては、ダイオードD₁で整流された電圧か
ら抵抗R₁を通してトランジスタＱにベース電流
が流れて始めて発振を開始する。その電圧は電池
Ｂの電圧V_Bと、トランジスタＱのベース・エミ
ツタ間電圧V_BEの電圧の和で決まる。発振開始電
圧をVsとすれば、Vs＝V_B＋V_BEであり、V_BEは一
定であるが、電池電圧V_Bが変化すれば、発振開
始電圧Vsも変化する。従つて、電池電圧V_Bが低
いと、発振開始電圧Vsが下がることになる。そ
して、第２図において、電池Ｂが負荷Ｌに接続さ
れ、そのまま放置されて、過放電されると、電池
電圧V_Bはほとんど0Vになつてしまう。その状態
で充電されると、Vs≒V_BEとなつてしまい、正常
な時より発振開始電圧Vsが低下することになる。

そして、発振開始電圧が低いと、その分取り出
せる発振回路の出力が増大し、整流ダイオード
D₂の定格オーバーにより、発熱したり、破壊し
たりする問題につながるものであり、その出力で
電池電圧が正常な約1.2〜1.3Vまで復帰してくる
間の時間、若しくは電池の異常でシヨートの電池
を充電した場合、上記の問題が発生し、更には充
電器の破壊につながる問題を有している。

［発明の目的］ 本発明は、上述の点に鑑みて提供したものであ
つて、トランジスタの損失を少なくすると共に、
発振開始電圧の低下を防止して極端な充電電流の
増加をなくした急速充電回路を提供することを目
的としたものである。

［発明の開示］ 以下、本発明の実施例を図面を参照して説明す
る。第５図に具体回路図を示し、トランスＴの２
次コイルL₂と整流ダイオードD₂と電池Ｂとの直
列回路を、トランジスタＱのベース・エミツタ及
び抵抗R₃とに並列に接続し、また充電電流整流
用ダイオードD₄をトランジスタＱのベース・エ
ミツタと抵抗R₃との回路に並列に接続したもの
である。尚、同一符号を示す部材は第２図の場合
と同様の働きをなす。また、電池Ｂの負極は回路
全体のアースラインに接続してあり、トランジス
タＱのエミツタは、抵抗R₃を介してアースライ
ンに接続してある。

ここで、トランジスタＱがオフして、２次コイ
ルL₂のエネルギーを、ダイオードD₂，D₄で整流
して電池Ｂに充電する時、ダイオードD₄の順方
向降下電圧VfによつてトランジスタＱのベー
ス・エミツタ間が逆バイアスされ、トランジスタ
Ｑがオンしているときのキヤリア蓄積を速く打ち
消せるため、トランジスタＱのオンからオフへの
移行時間が速くなり、トランジスタＱで発生する
損失が少ないという長所がある。第６図ａはトラ
ンジスタＱのベース・エミツタ間電圧V_CE、同図
ｂはトランジスタＱのコレクタ電流を夫々示すも
のであるが、図中のt₁の期間においてV_CE×i_Cの
損失が発生するため、この期間（時間）は短いほ
どよい。従つて、キヤリア蓄積を速く打ち消して
トランジスタＱをオンからオフへ速く移行させる
ことで、トランジスタＱの損失を少なくさせるこ
とができる。

また、第２図においては、スイツチSWがオン
されて電池Ｂが過放電され、電池電圧V_Bが低い
と、発振開始電圧が下がり充電電流ｉが極端に多
くなり、回路の発熱等があるが、第５図に示す実
施例では、発振開始電圧の低下を防止しているた
め、極端な充電電流の増加もなく安全である。

以下に電池電圧V_Bが低くても発振開始電圧が
下がらない、つまり、電池電圧V_Bの影響を受け
ない理由について説明する。すなわち、第５図に
おいて、抵抗R₁を介して入力電圧が印加された
場合、電池Ｂの内部抵抗等により、ダイオード
D₂と電池電圧V_Bの合計電圧の方が、トランジス
タＱのベース・エミツタ間電圧V_BEより大きいた
め、入力電圧がトランジスタＱのベース・エミツ
タ間電圧V_BEを越えた時点で発振開始となる。つ
まり、発振回路の発振開始電圧は電池電圧V_Bの
影響を受けない。また、電池Ｂがシヨートしてい
る場合、ダイオードD₂の順方向降下電圧により、
トランジスタＱのベース電位が低く抑えられ、ト
ランジスタＱは発振を開始しない。ここで、例え
ば、整流ダイオードD₂に順方向降下電圧の低い
シヨツトキーバリアダイオードを使用した場合に
は、このダイオードの順方向降下電圧は、バイポ
ーラ型のトランジスタＱのベース・エミツタ間電
圧V_BEより小さいため、シヨートされた電池Ｂを
充電する場合においても、トランジスタＱのベー
ス電位が上昇しないため、発振の開始を確実に防
止できて、安全に保つことが可能となる。

ここで、本実施例ではダイオードD₄によりト
ランジスタＱのベース・エミツタ間を逆バイアス
してキヤリア蓄積を早く打ち消すようにしている
が、このダイオードD₄により逆バイアスが制限
されてダイオードが存在しない従来例よりかえつ
て逆バイアスが小さくなり、ダイオードD₄によ
る効果が不明ではないか、という疑問が生じる虞
れがある。そこで、この疑問を解消するために以
下に説明する。

すなわち、第２図に示す従来例の場合、トラン
ジスタＱの逆バイアス電圧は、ダイオードD₂と
電池電圧V_Bの電圧となり、本発明のダイオード
D₄に対して大きくなり、その分トランジスタＱ
のベース・エミツタ間の逆バイアスが深くなる。
しかしながら、逆バイアスを深くかけると、次の
トランジスタＱをオンさせるための順バイアス電
流も大きくする必要がある。従つて、従来例で
は、逆バイアス電圧は電池電圧V_Bの影響を受け
てしまうことになる。

また、電池電圧V_Bが上昇するにつれて、逆バ
イアスの電圧は大きくなつていくが、トランジス
タＱの順バイアスは、従来例においては、２次コ
イルL₂と抵抗R₂で決まり、電池電圧V_Bに関係な
く一定になつているため、トランジスタＱのター
ンオンのスピードが遅くなつてしまい、トランジ
スタＱの発熱が大きくなつてしまいという問題を
有している。本発明の場合は、順バイアスは従来
例と同様、２次コイルL₂と抵抗R₂で決まり一定
である上に、トランジスタＱの逆バイアスは上述
のようにダイオードD₄で一定に制限されるため、
電池電圧V_Bの影響を受けず、上記のように問題
が改善されることになる。

更に、充電される電池の本数が増加して、電池
電圧V_Bが増加すると、逆バイアス時にトランジ
スタＱのエミツタ、ベース間の耐圧（約7V）を
オーバーしてしまうため、それだけのために、従
来例において保護用の素子（ダイオード）が、ト
ランジスタＱのエミツタ、ベース間に必要にな
る。しかし、本発明では、ダイオードD₄でその
役割を兼ねているために、安価に充電器が作成で
きるという特徴をもつている。

更に、第２図に示す従来例の回路では、トラン
ジスタＱのオン時間は、従来例の動作説明の項で
説明したように、２次コイルL₂とトランジスタ
Ｑのh_FEで決まり、これは、電池電圧V_Bの影響を
受けないが、第３図ｄに示す充電電流ｉは次式の
ように表せることから、電池電圧V_Bの変化によ
るオフ時間toffへの影響が大きい。

ｉ＝−（V_B＋V_D2）／L₂toff ただし、V_Bは電池電圧、V_D2はダイオードD₂の
順方向降下電圧、L₂は２次コイルL₂のインダク
タンス、toffはトランジスタＱのオフ時間であ
る。ここで、例えば、ダイオードD₂にシヨツト
キーバリアダイオードを使用するとすれば、その
順方向降下電圧V_D2は、約0.3〜0.4Vで、充電され
る電圧は1.0〜1.5Vまで変化するため、トランジ
スタＱのオフ時間toffへの影響が大きい。従つ
て、電池電圧V_Bによつて発振周波数が変化し、
電池を充電する充電電流の変化が大きくなる。

本発明の場合は、トランジスタＱのオン時間は
従来例と同様である。しかし、オフ時間は従来例
と異なり、電池電圧V_Bの影響は受けにくい。す
なわち、第５図から明らかなように、充電電流ｉ
は、次式で示される。

ｉ＝−（V_B＋V_D2＋V_D4）／L₂toff ただし、V_D4はダイオードD₄の順方向降下電圧
である。従つて、上式から、ダイオードD₄が入
つているため、充電電流ｉは、電池電圧V_Bの変
化がオフ時間への影響が従来例より少なく、電池
電圧V_Bの変化が充電電流ｉに与える影響が少な
いものである。

電池電圧V_Bは充電するにつれて電圧が変化す
るが、充電電流は、その影響を受けにくく、定電
流で充電する方が電池の劣化、シヨート、多セル
の場合の電池シヨートに安定である。そのために
も、本発明のダイオードD₄があれば、充電電流
の電池電圧V_Bによる影響が従来例より改善され
ることになる。

［発明の効果］ 本発明は上述のように、発振用トランスの１次
コイルをトランジスタのコレクタに接続するとと
もに、２次コイルの一端をトランジスタのベース
に接続し、該２次コイルの他端を整流素子を介し
て被充電用電池の正極に接続すると共に、該電池
の負極を回路全体のアースラインに接続し、上記
トランジスタのエミツタを上記アースラインに接
続し、上記トランジスタのオフ時に該トランジス
タのベース・エミツタ間を逆バイアスせしめるダ
イオードを、トランジスタのベース・エミツタ間
に接続した充電ブロツクと、前記電池の電圧を検
出して所定の電圧より高くなつた場合にトランジ
スタのベース電流をバイパスさせて充電ブロツク
の発振を停止せしめる充電制御ブロツクとを具備
しているものであるから、ダイオードの順方向降
下電圧によつてトランジスタのベース・エミツタ
間が逆バイアスされ、トランジスタがオンしてい
るときのキヤリア蓄積を速く打ち消すことができ
て、トランジスタのオンからオフへの移行時間が
速くなり、トランジスタで発生する損失が少ない
という効果を奏するものである。また、逆バイア
ス用のダイオードにより、電池電圧の影響を受け
ずにトランジスタを一定値で逆バイアスするた
め、逆バイアスが深くかかる従来例とは異なり、
トランジスタのターンオンのスピードも早くな
り、それに伴うトランジスタの発熱を防止でき、
また、電池の本数が増加して電池電圧が増加する
と、逆バイアス時にトランジスタのエミツタ、ベ
ース間の耐圧をオーバーしてしまうために、従来
ではその分の保護素子が必要となるが、本発明で
はダイオードによりその役割を兼ねていること
で、安価に構成でき、しかも、電池の充電時に
は、電池と、整流素子とダイオードとが直列接続
された形となつて、上述の充電電流の式から電池
電圧の変化による充電電流の変化を少なくして、
定電流に近い電流で充電できるため、電池の劣
化、シヨート、多セルの場合の電池シヨートに対
して安定である。また、整流素子と電池との合計
電圧の方が、トランジスタのベース・エミツタ間
電位より大きくなるため、入力電圧がトランジス
タのベース・エミツタ間電圧を越えた時点で発振
開始となることから、電池電圧の影響を受けず、
そのため、発振開始電圧は低下しないため、従来
のように極端な充電電流の増加もなく安全であ
る。更には、回路全体のアースラインに電池の負
極を接続しているため、電池電圧の検出等の充電
制御を行う場合には、アースラインが共通になる
ので、回路構成を簡単にすることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来例の具体回路図、第２図は他の従
来例の具体回路図、第３図は同上の動作波形図、
第４図は同上の電池の充電特性図、第５図は本発
明の実施例の具体回路図、第６図は同上の動作波
形図である。 Ｔはトランス、L₁は１次コイル、L₂は２次コ
イル、Ｑはトランジスタ、Ｂは電池、D₄はダイ
オードである。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 発振用トランスの１次コイルをトランジスタ
   のコレクタに接続するとともに、２次コイルの一
   端をトランジスタのベースに接続し、該２次コイ
   ルの他端を整流素子を介して被充電用電池の正極
   に接続すると共に、該電池の負極を回路全体のア
   ースラインに接続し、上記トランジスタのエミツ
   タを上記アースラインに接続し、上記トランジス
   タのオフ時に該トランジスタのベース・エミツタ
   間を逆バイアスせしめるダイオードを、トランジ
   スタのベース・エミツタ間に接続した充電ブロツ
   クと、前記電池の電圧を検出して所定の電圧より
   高くなつた場合にトランジスタのベース電流をバ
   イパスさせて充電ブロツクの発振を停止せしめる
   充電制御ブロツクとを具備して成る急速充電回
   路。