JPS6355298B2 - - Google Patents
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- JPS6355298B2 JPS6355298B2 JP55097271A JP9727180A JPS6355298B2 JP S6355298 B2 JPS6355298 B2 JP S6355298B2 JP 55097271 A JP55097271 A JP 55097271A JP 9727180 A JP9727180 A JP 9727180A JP S6355298 B2 JPS6355298 B2 JP S6355298B2
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Description
【発明の詳細な説明】
［技術分野］
本発明は、充電回路に関するものである。
［背景技術］
一般に、蓄電池にて負荷を駆動するようにした
充電式電気機器において、蓄電池の充電中であつ
ても負荷を駆動できるいわゆるフローテイング充
電回路（以下充電回路と略称する）が多く用いら
れている。たとえば、第５図は充電式電気かみそ
りに用いられる充電回路の従来例を示すものであ
り、商用交流電源ACを整流回路１で整流平滑し
た直流電源をインバータ式のDC―DCコンバータ
４にて降圧し、直流モータＭに電源スイツチSW
を介して接続されたニツケルカドミウム電池のよ
うな蓄電池Ｂをフローテイング充電するようにな
つている。ところで、このような従来例にあつて
は、商用交流電源ACが印加されている間は直流
モータＭの使用状態にかかわらず、常時、蓄電池
Ｂへの充電電流が供給されているものであるか
ら、蓄電池Ｂが過充電になり蓄電池Ｂの充電特性
が劣化したり蓄電池Ｂの内部でのガスの発生によ
る蓄電池Ｂの破損などが起こらないように過充電
を防止する充電制御部２が設けられており、トラ
ンジスタQ4のベースに印加される設定電圧とエ
ミツタに印加される蓄電池Ｂの端子電圧とを比較
してトランジスタQ4によりトランジスタQ5をオ
ンオフ制御し、蓄電池Ｂの端子電圧が設定電圧よ
り高くなつたときにDC―DCコンバータ４の発振
を停止するようになつている。しかし、このよう
な従来の充電制御部２は構成が複雑であり、充電
回路が大型化するという欠点があり、また、入力
電圧の変化によりDC―DCコンバータ４の出力電
流が変動するものであるから、入力電圧が高い場
合には、直流モータＭの回転数が速くなつて騒音
や振動の原因となつたり、出力電流の増加に伴な
つてDC―DCコンバータ４の構成部品の発熱が多
くなり放熱板が必要となつて装置全体が大型化す
るという問題があつた。
充電式電気機器において、蓄電池の充電中であつ
ても負荷を駆動できるいわゆるフローテイング充
電回路（以下充電回路と略称する）が多く用いら
れている。たとえば、第５図は充電式電気かみそ
りに用いられる充電回路の従来例を示すものであ
り、商用交流電源ACを整流回路１で整流平滑し
た直流電源をインバータ式のDC―DCコンバータ
４にて降圧し、直流モータＭに電源スイツチSW
を介して接続されたニツケルカドミウム電池のよ
うな蓄電池Ｂをフローテイング充電するようにな
つている。ところで、このような従来例にあつて
は、商用交流電源ACが印加されている間は直流
モータＭの使用状態にかかわらず、常時、蓄電池
Ｂへの充電電流が供給されているものであるか
ら、蓄電池Ｂが過充電になり蓄電池Ｂの充電特性
が劣化したり蓄電池Ｂの内部でのガスの発生によ
る蓄電池Ｂの破損などが起こらないように過充電
を防止する充電制御部２が設けられており、トラ
ンジスタQ4のベースに印加される設定電圧とエ
ミツタに印加される蓄電池Ｂの端子電圧とを比較
してトランジスタQ4によりトランジスタQ5をオ
ンオフ制御し、蓄電池Ｂの端子電圧が設定電圧よ
り高くなつたときにDC―DCコンバータ４の発振
を停止するようになつている。しかし、このよう
な従来の充電制御部２は構成が複雑であり、充電
回路が大型化するという欠点があり、また、入力
電圧の変化によりDC―DCコンバータ４の出力電
流が変動するものであるから、入力電圧が高い場
合には、直流モータＭの回転数が速くなつて騒音
や振動の原因となつたり、出力電流の増加に伴な
つてDC―DCコンバータ４の構成部品の発熱が多
くなり放熱板が必要となつて装置全体が大型化す
るという問題があつた。
このような問題を解消するものとして、第６図
に示す回路構成が考えられる。これは、DC―DC
コンバータ４の発振用のトランジスタQ1のベー
スに、ベース電流をバイパスするスイツチ素子と
してのトランジスタQ3を接続し、このトランジ
スタQ3のエミツタに定電圧素子としてのツエナ
ーダイオードZD2を挿入し、トランジスタQ3のベ
ースでエミツタ抵抗R6と蓄電池Ｂとの直列回路
の端子電圧を検出するようにして保護回路６を構
成したものである。すなわち、エミツタ抵抗R6
と蓄電池Ｂとの直列回路の端子電圧が、ツエナー
ダイオードZD2のしきい値電圧とトランジスタQ3
のベース―エミツタ間電圧との和を越えると、ト
ランジスタQ3が導通してトランジスタQ1のベー
ス電流をバイパスするようになつているのであ
る。この構成では、入力電圧が高くなると発振用
のトランジスタQ1のオン期間を短くして充電電
流を減少させ、一方、負荷が大きいときには、発
振出力を大きくして負荷への供給電流を大きくす
ることができるのであり、簡単な回路構成であり
ながら、負荷への供給電流を安定化させる作用が
ある。しかしながら、トランジスタQ3が導通し
てトランジスタQ1のベース電流をバイパスする
ときに、この電流がツエナーダイオードZD2にも
同時に流れるから、ツエナーダイオードZD2の直
流抵抗分によりツエナーダイオードZD2の両端電
圧が上昇することになり、動作電圧が上がるから
トランジスタQ3が急峻な応答をしなくなるとい
う問題がある。つまり、負荷変動に対する応答性
がやや遅く、変化の速い直流モータＭの負荷に追
随できないことになる。
に示す回路構成が考えられる。これは、DC―DC
コンバータ４の発振用のトランジスタQ1のベー
スに、ベース電流をバイパスするスイツチ素子と
してのトランジスタQ3を接続し、このトランジ
スタQ3のエミツタに定電圧素子としてのツエナ
ーダイオードZD2を挿入し、トランジスタQ3のベ
ースでエミツタ抵抗R6と蓄電池Ｂとの直列回路
の端子電圧を検出するようにして保護回路６を構
成したものである。すなわち、エミツタ抵抗R6
と蓄電池Ｂとの直列回路の端子電圧が、ツエナー
ダイオードZD2のしきい値電圧とトランジスタQ3
のベース―エミツタ間電圧との和を越えると、ト
ランジスタQ3が導通してトランジスタQ1のベー
ス電流をバイパスするようになつているのであ
る。この構成では、入力電圧が高くなると発振用
のトランジスタQ1のオン期間を短くして充電電
流を減少させ、一方、負荷が大きいときには、発
振出力を大きくして負荷への供給電流を大きくす
ることができるのであり、簡単な回路構成であり
ながら、負荷への供給電流を安定化させる作用が
ある。しかしながら、トランジスタQ3が導通し
てトランジスタQ1のベース電流をバイパスする
ときに、この電流がツエナーダイオードZD2にも
同時に流れるから、ツエナーダイオードZD2の直
流抵抗分によりツエナーダイオードZD2の両端電
圧が上昇することになり、動作電圧が上がるから
トランジスタQ3が急峻な応答をしなくなるとい
う問題がある。つまり、負荷変動に対する応答性
がやや遅く、変化の速い直流モータＭの負荷に追
随できないことになる。
さらに、発振時においてトランスＴの極性が反
転したときに、トランジスタQ1のエミツタ・ベ
ース間には逆バイアス電圧がかかるが、このと
き、エミツタ・ベース間にはトランジスタQ2の
コレクタ・ベース間よりなるダイオードのみが接
続されているから、逆バイアス電圧はその順方向
電圧（約0.7V）のみとなり、トランジスタQ1の
ベース領域の電荷を抜くのに時間がかかり、トラ
ンジスタQ1がオフになるのに時間がかかること
になるのである。
転したときに、トランジスタQ1のエミツタ・ベ
ース間には逆バイアス電圧がかかるが、このと
き、エミツタ・ベース間にはトランジスタQ2の
コレクタ・ベース間よりなるダイオードのみが接
続されているから、逆バイアス電圧はその順方向
電圧（約0.7V）のみとなり、トランジスタQ1の
ベース領域の電荷を抜くのに時間がかかり、トラ
ンジスタQ1がオフになるのに時間がかかること
になるのである。
［発明の目的］
本発明は上述の点に鑑みて為されたものであ
り、その目的とするところは、蓄電池の過充電を
防止すると共に入力電圧が変動した場合にも安定
した出力電流が得られるようにし、かつ負荷変動
に対する応答性がよい充電回路を簡単な構成によ
つて提供することにある。
り、その目的とするところは、蓄電池の過充電を
防止すると共に入力電圧が変動した場合にも安定
した出力電流が得られるようにし、かつ負荷変動
に対する応答性がよい充電回路を簡単な構成によ
つて提供することにある。
［発明の開示］
（構成）
本発明に係る充電回路は、商用交流電源を整流
して得た直流電源を、第１のトランジスタのコレ
クタと上記直流電源の一端との間に発振トランス
のコレクタ巻線を挿入するとともに、第１のトラ
ンジスタのベース・エミツタ間に発振トランスの
ベース巻線を挿入した構成を有するリンギングチ
ヨークコンバータ方式のDC―DCコンバータによ
り降圧して、負荷に接続された蓄電池を充電する
ようにした充電回路において、第１のトランジス
タのエミツタと上記直流電源の他端との間にエミ
ツタ抵抗と蓄電池との直列回路が挿入され、上記
直流電源の他端と第１のトランジスタのベースと
の間にコレクタ・エミツタ間が挿入された第２の
トランジスタと、第１のトランジスタのエミツタ
と第２のトランジスタのベースとの問に挿入され
て上記エミツタ抵抗と蓄電池との直列回路の両端
電圧が所定のしきい値電圧以上となると第２のト
ランジスタを導通させる定電圧素子とにより保護
回路が構成されて成るものであり、負荷変動に対
して応答性よく追随できるようにしたものであ
る。
して得た直流電源を、第１のトランジスタのコレ
クタと上記直流電源の一端との間に発振トランス
のコレクタ巻線を挿入するとともに、第１のトラ
ンジスタのベース・エミツタ間に発振トランスの
ベース巻線を挿入した構成を有するリンギングチ
ヨークコンバータ方式のDC―DCコンバータによ
り降圧して、負荷に接続された蓄電池を充電する
ようにした充電回路において、第１のトランジス
タのエミツタと上記直流電源の他端との間にエミ
ツタ抵抗と蓄電池との直列回路が挿入され、上記
直流電源の他端と第１のトランジスタのベースと
の間にコレクタ・エミツタ間が挿入された第２の
トランジスタと、第１のトランジスタのエミツタ
と第２のトランジスタのベースとの問に挿入され
て上記エミツタ抵抗と蓄電池との直列回路の両端
電圧が所定のしきい値電圧以上となると第２のト
ランジスタを導通させる定電圧素子とにより保護
回路が構成されて成るものであり、負荷変動に対
して応答性よく追随できるようにしたものであ
る。
（実施例）
本実施例においては、充電式電気かみそりに用
いられる充電回路を例示する。また、スイツチ素
子と整流素子とがトランジスタQ2で兼用されて
いる例を示す。第１図において、１は整流回路で
あり、限流用抵抗R1，R2、コンデンサC1、双方
向性しきい値素子ＺおよびダイオードブリツジＤ
により構成され、商工交流電源ACを整流平滑し
て直流電源を得るようになつている。４はリンギ
ングチヨークコンバータ方式のDC―DCコンバー
タであつて、ベース帰還線L1、コレクタ巻線L2、
出力巻線L3を同一フエライトコアに巻回して形
成した発振トランスＴ、トランジスタQ1、抵抗
R3〜R6、コンデンサC2，C3、ダイオードD1によ
り構成され、DC―DCコンバータ４は整流回路１
の出力である直流電源のリツプル分により変調さ
れた高周波発振を行なうようになつている。発振
トランスＴの出力巻線L3には降圧された高周波
電圧が誘起され、この出力巻線L3に誘起された
高周波電圧をダイオードD1により整流して蓄電
池Ｂに充電する。整流回路１からの直流電源が
DC―DCコンバータ４に供給されると、抵抗R3
によつて起動電流がトランジスタQ1のベースに
流れ、トランジスタQ1がオンとなつて発振トラ
ンスＴのコレクタ巻線L2に電流が流れ、コレク
タ巻線L2とベース巻線L1とが正帰還となるよう
に接続されているために発振を開始する。このと
き出力巻線L3にはダイオードD1の逆方向の電圧
が発生するために電流が流れず、第２図に示すよ
うに、トランジスタQ1のコレクタ電流ILは直線的
に増加し、トランジスタQ1のベース電流IBとコレ
クタ電流ILとにより流れるエミツタ電流IEによつ
てエミツタ抵抗R6の両端に端子電圧VRが発生し、
このエミツタ抵抗R6の端子電圧VRと蓄電池Ｂの
端子電圧との和が保護回路６のツエナーダイオー
ドZD1のツエナー電圧によつて設定された設定電
圧Ｖを越えるとトランジスタQ2がオンとなつて
DC―DCコンバータ４のトランジスタQ1のベー
ス電流IBをトランジスタQ2のコレクタ電流ICとし
てバイパスされ、トランジスタQ1を急速にオフ
にする。このとき、トランジスタQ2がオンとな
るときの前後においてツエナーダイオードZD1に
流れる電流はほとんど変化せず、ツエナーダイオ
ードZD1の設定電圧が変動することがないもので
ある。ここに、抵抗R7はツエナーダイオードZD1
のリーク等によるトランジスタQ2の誤動作を防
止する目的で設けられている。
いられる充電回路を例示する。また、スイツチ素
子と整流素子とがトランジスタQ2で兼用されて
いる例を示す。第１図において、１は整流回路で
あり、限流用抵抗R1，R2、コンデンサC1、双方
向性しきい値素子ＺおよびダイオードブリツジＤ
により構成され、商工交流電源ACを整流平滑し
て直流電源を得るようになつている。４はリンギ
ングチヨークコンバータ方式のDC―DCコンバー
タであつて、ベース帰還線L1、コレクタ巻線L2、
出力巻線L3を同一フエライトコアに巻回して形
成した発振トランスＴ、トランジスタQ1、抵抗
R3〜R6、コンデンサC2，C3、ダイオードD1によ
り構成され、DC―DCコンバータ４は整流回路１
の出力である直流電源のリツプル分により変調さ
れた高周波発振を行なうようになつている。発振
トランスＴの出力巻線L3には降圧された高周波
電圧が誘起され、この出力巻線L3に誘起された
高周波電圧をダイオードD1により整流して蓄電
池Ｂに充電する。整流回路１からの直流電源が
DC―DCコンバータ４に供給されると、抵抗R3
によつて起動電流がトランジスタQ1のベースに
流れ、トランジスタQ1がオンとなつて発振トラ
ンスＴのコレクタ巻線L2に電流が流れ、コレク
タ巻線L2とベース巻線L1とが正帰還となるよう
に接続されているために発振を開始する。このと
き出力巻線L3にはダイオードD1の逆方向の電圧
が発生するために電流が流れず、第２図に示すよ
うに、トランジスタQ1のコレクタ電流ILは直線的
に増加し、トランジスタQ1のベース電流IBとコレ
クタ電流ILとにより流れるエミツタ電流IEによつ
てエミツタ抵抗R6の両端に端子電圧VRが発生し、
このエミツタ抵抗R6の端子電圧VRと蓄電池Ｂの
端子電圧との和が保護回路６のツエナーダイオー
ドZD1のツエナー電圧によつて設定された設定電
圧Ｖを越えるとトランジスタQ2がオンとなつて
DC―DCコンバータ４のトランジスタQ1のベー
ス電流IBをトランジスタQ2のコレクタ電流ICとし
てバイパスされ、トランジスタQ1を急速にオフ
にする。このとき、トランジスタQ2がオンとな
るときの前後においてツエナーダイオードZD1に
流れる電流はほとんど変化せず、ツエナーダイオ
ードZD1の設定電圧が変動することがないもので
ある。ここに、抵抗R7はツエナーダイオードZD1
のリーク等によるトランジスタQ2の誤動作を防
止する目的で設けられている。
さらに具体的に動作を説明する。トランジスタ
Q2が導通してトランジスタQ1のベース電流をバ
イパスすると、トランジスタQ1のコレクタ電流
はその前までのようには増加できなくなり、ベー
ス巻線L1に流れる電流が増加しなくなつて、ベ
ース巻線L1の両端の極性が反転し、その結果、
コレクタ巻線L2の両端の極性も反転する。した
がつて、コレクタ巻線L2に誘起された電圧によ
りトランジスタQ1のエミツタ・ベース間には逆
バイアスがかかることになり、トランジスタQ1
のベース領域に存在する過剰電子を抜き取るか
ら、コレクタ電流が減少して、トランジスタQ1
はオフとなるのである。ここに、ベース電流が減
少し始めてからコレクタ電流が減少し始めるまで
の時間をトランジスタの蓄積時間と呼び、本発明
ではこの蓄積時間を短くしているのである。
Q2が導通してトランジスタQ1のベース電流をバ
イパスすると、トランジスタQ1のコレクタ電流
はその前までのようには増加できなくなり、ベー
ス巻線L1に流れる電流が増加しなくなつて、ベ
ース巻線L1の両端の極性が反転し、その結果、
コレクタ巻線L2の両端の極性も反転する。した
がつて、コレクタ巻線L2に誘起された電圧によ
りトランジスタQ1のエミツタ・ベース間には逆
バイアスがかかることになり、トランジスタQ1
のベース領域に存在する過剰電子を抜き取るか
ら、コレクタ電流が減少して、トランジスタQ1
はオフとなるのである。ここに、ベース電流が減
少し始めてからコレクタ電流が減少し始めるまで
の時間をトランジスタの蓄積時間と呼び、本発明
ではこの蓄積時間を短くしているのである。
すなわち、トランジスタQ1のエミツタ・ベー
ス間にツエナーダイオードZD1と、トランジスタ
Q2のベース・コレクタ間とが直列に接続されお
り、トランジスタQ2のベース・コレクタ間はベ
ースをアノードとするダイオードとして作用す
る。したがつて、上記逆バイアス電圧はツエナー
ダイオードZD1とトランジスタQ2よりなるダイオ
ードとの直列回路に対する順方向電圧となり、こ
れがトランジスタQ1のエミツタ・ベース間にか
かるから、高い逆バイアス電圧でトランジスタ
Q1のベース領域の電荷を抜くことができるので
ある。したがつて、トランジスタQ1のスイツチ
ング速度が速くなり、スイツチング時の損失が減
少するのである。
ス間にツエナーダイオードZD1と、トランジスタ
Q2のベース・コレクタ間とが直列に接続されお
り、トランジスタQ2のベース・コレクタ間はベ
ースをアノードとするダイオードとして作用す
る。したがつて、上記逆バイアス電圧はツエナー
ダイオードZD1とトランジスタQ2よりなるダイオ
ードとの直列回路に対する順方向電圧となり、こ
れがトランジスタQ1のエミツタ・ベース間にか
かるから、高い逆バイアス電圧でトランジスタ
Q1のベース領域の電荷を抜くことができるので
ある。したがつて、トランジスタQ1のスイツチ
ング速度が速くなり、スイツチング時の損失が減
少するのである。
以上のように、トランジスタQ1のエミツタ・
ベース間にツエナーダイオードZD1とトランジス
タQ2のコレクタ・ベースよりなるダイオードと
の直列回路を挿入することにより、トランジスタ
Q1のエミツタ・ベース間の逆バイアス電圧を高
くとり、エミツタ・ベース間を保護するととも
に、トランスＴの極性反転からトランジスタQ1
のオフまでの時間を短縮することができるのであ
る。
ベース間にツエナーダイオードZD1とトランジス
タQ2のコレクタ・ベースよりなるダイオードと
の直列回路を挿入することにより、トランジスタ
Q1のエミツタ・ベース間の逆バイアス電圧を高
くとり、エミツタ・ベース間を保護するととも
に、トランスＴの極性反転からトランジスタQ1
のオフまでの時間を短縮することができるのであ
る。
トランジスタQ1がオンの期間TONに発振トラン
スＴに蓄えられたエネルギーは、トランジスタ
Q1がオフとなると、出力巻線L3にオンの状態の
ときとは逆方向の電圧として誘起され、ダイオー
ドD1を通して電流が蓄電池Ｂおよび直流モータ
Ｍに供給される。蓄電池Ｂおよび直流モータＭに
電流が供給されている期間TOFFはコレクタ巻線
L2のインピーダンス、トランジスタQ1のコレク
タピーク電流、コレクタ巻線L2と出力巻線L3と
の巻比および出力電圧によつて決定される。発振
トランスＴに蓄えられたエネルギーが放出されて
しまうと電流が停止し、サージ電圧が発生してベ
ース巻線L1に帰還され再びトランジスタQ1がオ
ンとなつて同じことが繰り返される。したがつ
て、蓄電池Ｂの充電が進み蓄電池Ｂの端子電圧が
上昇すると、エミツタ抵抗R6の端子電圧と蓄電
池Ｂの端子電圧の和も上昇して設定電圧Ｖに達し
易くなり、その結果、トランジスタQ1がオンと
なる期間TONが短くなつて発振トランスＴに蓄え
られるエネルギーが減少し、充電電流が減少す
る。すなわち、DC―DCコンバータ４への入力電
圧が上昇した場合に、トランジスタQ1のエミツ
タ電流IEが増加するからエミツタ抵抗R6の端子電
圧VRが増加し、第３図に示すように、入力電圧
が所定値を越えると充電電流が飽和して充電電流
が増えないようにしてある。また、第４図に示す
ように、蓄電池Ｂの端子電圧とエミツタ抵抗R6
の端子電圧との和が設定電圧に達すると、DC―
DCコンバータ４の発振が停止して充電電流が流
れなくなり、過充電となることがない。
スＴに蓄えられたエネルギーは、トランジスタ
Q1がオフとなると、出力巻線L3にオンの状態の
ときとは逆方向の電圧として誘起され、ダイオー
ドD1を通して電流が蓄電池Ｂおよび直流モータ
Ｍに供給される。蓄電池Ｂおよび直流モータＭに
電流が供給されている期間TOFFはコレクタ巻線
L2のインピーダンス、トランジスタQ1のコレク
タピーク電流、コレクタ巻線L2と出力巻線L3と
の巻比および出力電圧によつて決定される。発振
トランスＴに蓄えられたエネルギーが放出されて
しまうと電流が停止し、サージ電圧が発生してベ
ース巻線L1に帰還され再びトランジスタQ1がオ
ンとなつて同じことが繰り返される。したがつ
て、蓄電池Ｂの充電が進み蓄電池Ｂの端子電圧が
上昇すると、エミツタ抵抗R6の端子電圧と蓄電
池Ｂの端子電圧の和も上昇して設定電圧Ｖに達し
易くなり、その結果、トランジスタQ1がオンと
なる期間TONが短くなつて発振トランスＴに蓄え
られるエネルギーが減少し、充電電流が減少す
る。すなわち、DC―DCコンバータ４への入力電
圧が上昇した場合に、トランジスタQ1のエミツ
タ電流IEが増加するからエミツタ抵抗R6の端子電
圧VRが増加し、第３図に示すように、入力電圧
が所定値を越えると充電電流が飽和して充電電流
が増えないようにしてある。また、第４図に示す
ように、蓄電池Ｂの端子電圧とエミツタ抵抗R6
の端子電圧との和が設定電圧に達すると、DC―
DCコンバータ４の発振が停止して充電電流が流
れなくなり、過充電となることがない。
尚、蓄電池Ｂとしてニツケルカドミウム電池が
主として用いられるが、この種の蓄電池Ｂの端子
電圧は一般に−３ｍＶ／℃程度の温度係数を有し
ているものであるから、保護回路６のツエナーダ
イオードZD1の温度特性を利用して保護回路の設
定電圧に−３ｍＶ／℃程度の温度係数を持たせれ
ば、温度による充電特性への影響を軽減できるも
のである。
主として用いられるが、この種の蓄電池Ｂの端子
電圧は一般に−３ｍＶ／℃程度の温度係数を有し
ているものであるから、保護回路６のツエナーダ
イオードZD1の温度特性を利用して保護回路の設
定電圧に−３ｍＶ／℃程度の温度係数を持たせれ
ば、温度による充電特性への影響を軽減できるも
のである。
［発明の効果］
本発明は上述のように、商用交流電源を整流し
て得た直流電源を、第１のトランジスタのコレク
タと上記直流電源の一端との間に発振トランスの
コレクタ巻線を挿入するとともに、第１のトラン
ジスタのベース・エミツタ間に発振トランスのベ
ース巻線を挿入した構成を有するリンギングチヨ
ークコンバータ方式のDC―DCコンバータにより
降圧して、負荷に接続された蓄電池を充電するよ
うにした充電回路において、第１のトランジスタ
のエミツタと上記直流電源の他端との間にエミツ
タ抵抗と蓄電池との直列回路が挿入され、上記直
流電源の他端との第１のトランジスタのベースと
の間にコレクタ・エミツタ間が挿入された第２の
トランジスタと、第１のトランジスタのエミツタ
と第２のトランジスタのベースとの間に挿入され
て上記エミツタ抵抗と蓄電池との直列回路の両端
電圧が所定のしきい値電圧以上となると、第２の
トランジスタを導通させる定電圧素子とにより保
護回路が構成されて成るものであり、DC―DCコ
ンバータの発振用のトランジスタがオンであると
きに、エミツタ電流が増大してエミツタ抵抗の両
端電圧と蓄電池の端子電圧との和が保護回路に設
定された所定電圧を越えると、上記トランジスタ
のベース電流がバイパスされてトランジスタがオ
フとなるのである。ここに、定電圧素子はスイツ
チ素子の制御端子に接続されているから、スイツ
チ素子が導通したときに定電圧素子にバイパス電
流が通電されることがないのであり、定電圧素子
の動作電圧が変化せず、スイツチ素子の急峻な動
作が期待できるのである。つまり、保護回路の応
答性がよく負荷変動に対する追随性が高いものと
なる。さらに発振用のトランジスタのオンからオ
フへの移行がすばやく行なわれることになり、発
振用のトランジスタでの損失が少なくなつて充電
回路の効率が向上する利点がある。しかも、第６
図に示した回路と同様に、入力電圧が上昇した場
合にはDC―DCコンバータの発振用トランジスタ
のエミツタ電流が増加するから、エミツタ抵抗の
両端電圧と蓄電池の端子電圧との和が増加して充
電電流の増加が抑制され、また入力電圧が低下し
た場合には逆に充電電流が増加するのであり、保
護回路は充電電流をほぼ一定に保つ効果がある。
したがつて、駆動電流の変化が大きい負荷に接続
してフローテイング充電を行なう場合でも、負荷
に対して安定した駆動電流を供給することがで
き、入力電圧の変動による負荷の不安定動作を防
止することができるという利点を有する。また、
蓄電池が満充電に近付いて蓄電池の端子電圧が上
昇すると、発振用のトランジスタのオン期間が短
くなつて充電電流が次第に減少するのであり、蓄
電池の充電特性に合致した充電電流を供給するこ
とができ、その結果、過充電が防止されて蓄電池
の劣化が防止できるという利点を有するのであ
る。しかも、発振用のトランジスタのエミツタ・
ベース間に定電圧素子と整流素子とを挿入してエ
ミツタ・ベース間の逆バイアス電圧をバイパスさ
せるようにしているから、保護回路は単に満充電
の検出に役立つのみではなく、DC―DCインバー
タの発振動作に対してトランジスタのベース電流
が反転してからコレクタ電流が停止するまでの時
間を短縮することになり、スイツチングにおける
損失を減少させることができるのである。
て得た直流電源を、第１のトランジスタのコレク
タと上記直流電源の一端との間に発振トランスの
コレクタ巻線を挿入するとともに、第１のトラン
ジスタのベース・エミツタ間に発振トランスのベ
ース巻線を挿入した構成を有するリンギングチヨ
ークコンバータ方式のDC―DCコンバータにより
降圧して、負荷に接続された蓄電池を充電するよ
うにした充電回路において、第１のトランジスタ
のエミツタと上記直流電源の他端との間にエミツ
タ抵抗と蓄電池との直列回路が挿入され、上記直
流電源の他端との第１のトランジスタのベースと
の間にコレクタ・エミツタ間が挿入された第２の
トランジスタと、第１のトランジスタのエミツタ
と第２のトランジスタのベースとの間に挿入され
て上記エミツタ抵抗と蓄電池との直列回路の両端
電圧が所定のしきい値電圧以上となると、第２の
トランジスタを導通させる定電圧素子とにより保
護回路が構成されて成るものであり、DC―DCコ
ンバータの発振用のトランジスタがオンであると
きに、エミツタ電流が増大してエミツタ抵抗の両
端電圧と蓄電池の端子電圧との和が保護回路に設
定された所定電圧を越えると、上記トランジスタ
のベース電流がバイパスされてトランジスタがオ
フとなるのである。ここに、定電圧素子はスイツ
チ素子の制御端子に接続されているから、スイツ
チ素子が導通したときに定電圧素子にバイパス電
流が通電されることがないのであり、定電圧素子
の動作電圧が変化せず、スイツチ素子の急峻な動
作が期待できるのである。つまり、保護回路の応
答性がよく負荷変動に対する追随性が高いものと
なる。さらに発振用のトランジスタのオンからオ
フへの移行がすばやく行なわれることになり、発
振用のトランジスタでの損失が少なくなつて充電
回路の効率が向上する利点がある。しかも、第６
図に示した回路と同様に、入力電圧が上昇した場
合にはDC―DCコンバータの発振用トランジスタ
のエミツタ電流が増加するから、エミツタ抵抗の
両端電圧と蓄電池の端子電圧との和が増加して充
電電流の増加が抑制され、また入力電圧が低下し
た場合には逆に充電電流が増加するのであり、保
護回路は充電電流をほぼ一定に保つ効果がある。
したがつて、駆動電流の変化が大きい負荷に接続
してフローテイング充電を行なう場合でも、負荷
に対して安定した駆動電流を供給することがで
き、入力電圧の変動による負荷の不安定動作を防
止することができるという利点を有する。また、
蓄電池が満充電に近付いて蓄電池の端子電圧が上
昇すると、発振用のトランジスタのオン期間が短
くなつて充電電流が次第に減少するのであり、蓄
電池の充電特性に合致した充電電流を供給するこ
とができ、その結果、過充電が防止されて蓄電池
の劣化が防止できるという利点を有するのであ
る。しかも、発振用のトランジスタのエミツタ・
ベース間に定電圧素子と整流素子とを挿入してエ
ミツタ・ベース間の逆バイアス電圧をバイパスさ
せるようにしているから、保護回路は単に満充電
の検出に役立つのみではなく、DC―DCインバー
タの発振動作に対してトランジスタのベース電流
が反転してからコレクタ電流が停止するまでの時
間を短縮することになり、スイツチングにおける
損失を減少させることができるのである。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２
図は同上の各部の動作を示す動作説明図、第３図
は同上に用いるDC―DCコンバータの入力電圧と
出力電流との関係を示す動作説明図、第４図は同
上の蓄電池の端子電圧と充電電流との関係を示す
動作説明図、第５図は従来例を示す回路図、第６
図は他の従来例を示す回路図である。 １は整流回路、４はDC―DCコンバータ、６は
保護回路、ACは商用交流電源、Ｂは蓄電池、Ｍ
は直流モータ、Q1，Q2はトランジスタ、R6はエ
ミツタ抵抗、Ｖは設定電圧、ZD1はツエナーダイ
オードである。
図は同上の各部の動作を示す動作説明図、第３図
は同上に用いるDC―DCコンバータの入力電圧と
出力電流との関係を示す動作説明図、第４図は同
上の蓄電池の端子電圧と充電電流との関係を示す
動作説明図、第５図は従来例を示す回路図、第６
図は他の従来例を示す回路図である。 １は整流回路、４はDC―DCコンバータ、６は
保護回路、ACは商用交流電源、Ｂは蓄電池、Ｍ
は直流モータ、Q1，Q2はトランジスタ、R6はエ
ミツタ抵抗、Ｖは設定電圧、ZD1はツエナーダイ
オードである。
Claims (1)
- １ 商用交流電源を整流して得た直流電源を、第
１のトランジスタのコレクタと上記直流電源の一
端との間に発振トランスのコレクタ巻線を挿入す
るとともに、第１のトランジスタのベース・エミ
ツタ間に発振トランスのベース巻線を挿入した構
成を有するリンギングチヨークコンバータ方式の
DC―DCコンバータにより降圧して、負荷に接続
された蓄電池を充電するようにした充電回路にお
いて、第１のトランジスタのエミツタと上記直流
電源の他端との間にエミツタ抵抗と蓄電池との直
列回路が挿入され、上記直流電源の他端と第１の
トランジスタのベースとの間にコレクタ・エミツ
タ問が挿入された第２のトランジスタと、第１の
トランジスタのエミツタと第２のトランジスタの
ベースとの間に挿入されて上記エミツタ抵抗と蓄
電池との直列回路の両端電圧が所定のしきい値電
圧以上となると第２のトランジスタを導通させる
定電圧素子とにより保護回路が構成されて成るこ
とを特徴とする充電回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9727180A JPS5722342A (en) | 1980-07-15 | 1980-07-15 | Floating charging circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9727180A JPS5722342A (en) | 1980-07-15 | 1980-07-15 | Floating charging circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5722342A JPS5722342A (en) | 1982-02-05 |
| JPS6355298B2 true JPS6355298B2 (ja) | 1988-11-01 |
Family
ID=14187858
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9727180A Granted JPS5722342A (en) | 1980-07-15 | 1980-07-15 | Floating charging circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5722342A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3218594A1 (de) * | 1982-05-17 | 1983-12-22 | Braun Ag, 6000 Frankfurt | Elektronisches schaltnetzteil |
| JPH0632759Y2 (ja) * | 1985-08-13 | 1994-08-24 | 九州日立マクセル株式会社 | 充電回路 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5136656Y2 (ja) * | 1971-06-30 | 1976-09-08 | ||
| JPS5833777B2 (ja) * | 1978-01-14 | 1983-07-22 | 松下電工株式会社 | 充電器 |
-
1980
- 1980-07-15 JP JP9727180A patent/JPS5722342A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5722342A (en) | 1982-02-05 |
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