JPH0265424A - 位相合成形スペースダイバーシティ受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は、例えば固定マイクロ波無線通信システムにお
いて、フェージングの影響を軽減するために使用される
位相合成形スペースダイバーシティ受信装置に関する。

（従来の技術） 従来、スペースダイバーシティの一方式として、２つの
受信入力を位相合成する位相合成形スペースダイバーシ
ティ方式が知られている。この種の方式は、一般にセン
シング方式と呼ばれるもので、例えば先ず主受信系で得
られた主受信中間周波信号および副受信系で得られた副
受信中間周波信号のうち、副受信中間周波信号に位相変
Ｍ器で低周波からなる位相変調信号により位相変調をか
け、しかるのちこれらの主受信中間周波信号とｇ１１受
信中間周波信号とを合成器により合成する。

そして、この合成信号に振幅変調波として現われる上記
位相変調信号の基本波成分の有無およびその位相関係か
ら上記主受信中間周波信号と副受信中間周波信号との相
対位相の状態を判定し、この判定結果に従って上記主受
信中間周波信号と副受信中間周波信号とが同相になるよ
うに位相制御するものである。

第６図はその原理を示すもので、副受信中間周波信号Ｓ
に対し周波数ｆＰで位相変位Ｘからなる位相変調信号に
より位相変調をかけると、主受信中間周波信号Ｍと副受
信中間周波信号Ｓとの相対位＃１ノがずれている場合に
は、例えば第５図（ａ）に示すように合成信号Ｇの位相
は■〜■のように変化する。このため、この合成信号Ｇ
には第７図（ｂ）に示すように上記位相変調信号の基本
波周波数ｆＰと同じ振幅変調波が現われる。尚、上記第
７図（ｂ）は主受信中間周波信号Ｍに対し副受信中間周
波信号Ｓの位相が遅れている場合に現われる波形であり
、主受信中間周波信号Ｍに対し副受信中間周波信号Ｓの
位相が進んでいる場合には、周波数はｆＰで同じである
が第７図（Ｃ）に示す如く上記第７図（ｂ）とは位相が
反転した振幅変調波が現われる。したがって、このよう
な場合には上記合成信号の振幅変調波に位相変調信号の
基本波周波数ｆＰと同じ周波数成分が含まれているか否
かを検出し、かつその位相を判別することにより主受信
中間周波信号に対し副受信中間周波信号の位相が進んで
いるか遅れているかを判定することができる。

一方、主受信中間周波信号Ｍと副受信中間周波信号Ｓと
が同相の場合には、第６図（ｂ）に示すように主受信中
間周波信号Ｍと副受（、？中間周波信号Ｓとの合成信号
Ｇの位相は■〜■のように同相領域内で繰返し変化する
。このため、合成信号Ｇの振幅変調波には位相変調信号
の基本波成分（周波数ｆｐ）は現われず、第７図（ａ）
に示す如く上記基本波成分の２倍波（周波数２ｆｐ）が
現われる。また逆相の場合にも、第６図（ｃ）に示すよ
うに主受信中間周波信号Ｍと副受信中間周波信号Ｓとの
合成信号Ｇの位相は■〜■のように逆相領域内で繰返し
変化するため、合成信号Ｇの振幅変２１波には第７図（
ｄ）に示すように基本波の２倍波（周波数２ｆｐ）が現
われる。したがって、合成信号に現われる振幅変調波の
周波数が２ｆＰであるかまたはｆＰであるかを判定する
ことにより同相および逆相の状態を検出することができ
、またその位相を判定することにより進相と遅相とを識
別することができる。

ところで、以上の判定結果に従って主受信中間周波信号
Ｍと副受信中間周波信号Ｓとの相対位相を制御する場合
、従来は例えば次のように行なっている。すなわち、副
受信系に無限移相器を設けるとともに、この無限移相器
の移相量を可変制御するアップダウンカウンタを設け、
上記判定結果に従ってこのアップダウンカウンタの計数
値を変化させてこの計数値により上記無限移相器の移相
量を可変制御し、これにより例えば副受信系の局部発振
信号の位相を可変して副受信中間周波信号Ｓの位相を制
御している。したがって、比較的簡単な構成でしかも正
確に位相制御を行ない得る。

ところがこのような従来の装置は、移相器の移相２をア
ップダウンカウンタにより制御しているため、移相量の
変化がカウントクロックの速度に従って連続的になる。

このため、主受信中間周波信号Ｍと副受信中間周波信号
Ｓとの相対位相の状態が逆相と判定された場合には、こ
の逆相の状態を脱して同相の状態に至るまでに多くの時
間がかかり、その間良好な受信を行なえなくなるという
問題点があった。

（発明が解決しようとする課題） 以上のように従来の装置は、移相器の移相量制御用とし
てアップダウンカウンタのように一定の速度で連続的に
移相量を可変する回路を使用【２ているため、逆相状態
から脱して同相状態に至るまでに多くの時間がかかると
いう問題点を有するもので、本発明はこの点に着目し、
簡単な構成でありなから逆相から同相への移行を正確に
しかも短時間で行ない得る応答性の優れた位相合成形ス
ペースダイバーシティ受信装置を提供しようとするもの
である。

［発明の構成］ （課題を解決するための手段） 本発明は、第１および第２の受信中間周波信号をその一
方に所定の位相変調信号により位相変調をかけたのち合
成し、この合成信号に振幅変調波として現われる上記位
相変調信号の基本波のを無およびその位相状態から上記
第１および第２の受信中間周波信号の相対的な位相状態
を検出し、この検出結果に従って位相器の移相量を可変
制御することにより上記第１および第２の受信中間周波
信号の相対位相を制御する位相合成形スペースダイバー
シティ受信装置において、上記移相器の移相量を所定の
速度で連続的に可変制御する位４・目制御信号を出力す
る位相制御信号発生回路に加えて、位相反転回路を備え
、上記第１および第２の受信中間周波信号の相対的な位
相状態が逆相であると判定された場合に、上記位相反転
回路により、上記位相制御信号発生回路から出力された
位相制御信号に基づいて上記移相器の移相量を１８０　
”反転させる位相制御信号を発生し前記移相器に供給す
るようにしたものである。

（作用） この結果、第１および第２の受信中間周波信号の相対位
相状態が逆相になった場合には、この逆相が検出された
時点で位相反転回路がら移相器の移相量を工８０°反転
させる位相制御信号が発生されて移相器に供給されるの
で、移相器の移相量は上記逆相が検出された時点で即時
１８０　’反転することになる。従って、第１および第
２の受信中間周波信号の相対位相状態は逆相状態から瞬
時に脱することが可能となり、これにより逆相から同相
へ移行するまでの時間を大幅に短縮することができる。

（実施例） 第１図は、本発明の一実施例における位相合成形スペー
スダイバーシティ受信装置の要部構成を示す回路ブロッ
ク図である。

主受信系により得られた主受信中間周波信号ＩＭおよび
副受信系により得られた副受信中間周波信号Ｉｓは、そ
れぞれ増幅部１ａ、ｌｂおよび自動利得制御部（ＡＧＣ
）２ａ、２ｂからなる中間周波自動利得制御増幅回路に
より増幅され、このうち副受信中間周波信号Ｉｓは位相
変調器（ＰＨＭＯＤ）３で位相変調信号ｃｓにより位相
変調されたのち、同相電力合成器４で上記主受信中間周
波信号ＩＭと合成される。ここで、上記位相変調信号Ｃ
５は周波数がｆＰに設定されたもので、基準発振器７の
発振周波数を分周回路８で分周することにより出力され
る。尚、この分周回路８は上記位相変調信号ＣＳの２倍
の周波数２ｆＰを有するクロック信号ＥＳも併せて出力
する。

ところで、上記同相電力合成器４から出力された合成信
号ＩＧは合成信号増幅回路５に導入される。この合成信
号増幅回路５は、増幅部５１および自動利得制御回路（
ＡＧＣ）５２からなる中間周波自動利得制御増幅回路と
、この増幅回路により増幅された合成信号ＩＣを検波し
てその振幅変調波ＡＳを出力する検波器５３と、レベル
判定用のシュミット回路５４とから構成される。このう
ち自動利得制御回路５２は、時定数が前記位相変調信号
Ｃ３の基本波周波数ｆＰよりも十分に大きな値に設定し
である。またシュミット回路５４は、上記自動利得制御
回路５２から出力される利得制御信号ＧＳのレベル判定
を行なうもので、上記利得制御信号ＧＳのレベルがしき
い値以下の場合に“Ｈルーベルとなり、それ以外の場合
に“Ｌルーベルとなる判定信号Ｈ９を出力する。

一方、上記検波器５３から出力された振幅変調波ＡＳは
、遅れ進み判定回路６に導入される。この遅れ進み判定
回路６は、前記主受信中間周波信号ＩＭに対する副受信
中間周波信号Ｉｓの位相のずれ方向を検出するもので、
上記位相変調信号Ｃ８の周波数ｆＰ酸成分みを選択的に
通過するフィルタ６１と、このフィルタ６１を通過した
周波数ｆＰの振幅変調波の論理レベルをＴＴＬレベルに
変換するコンパレータ６２と、排他的論理和回路６３と
、Ｄ形フリップフロップ６４とから構成される。このう
ち排他的論理和回路６３は、コンパレータ６２で論理変
換された周波数ｆＰの振幅変調波ＢＳと、基準信号とし
ての前記位相変調信号（周波数ｆＰ）ＣＳとを排他的論
理和処理するものである。Ｄ形フリップフロップ６４は
、上記排他的論理和回路６３の出力信号ＤＳを前記分周
回路８から出力される２ｆＰのクロック信号ＥＳに同期
してラッチするもので、このラッチ出力を遅れ進み判定
信号ＦＳとして位相制御回路１０へ出力する。

位相制御回路１０は、位相制御信号発生回路としてのア
ップダウンカウンタ１１と、このアップダウンカウンタ
１１に対しカウントクロックを供給するクロック発生部
１２とを備えている。アップタウンカウンタ１１は、上
記遅れ進み判定回路６のＤ形フリップフロップ６４から
出力される遅れ進み判定信号ＦＳのレベルに応じて、上
記クロック発生部１２から出力されるカウントクロック
のアップ動作およびダウン動作を行なうもので、その８
ビツトからなるカウント出力を無限移相器へ制御アドレ
スＪＳとして供給し、これにより副受信系の信号の移相
量を制御している。また位相制御回路１０は、アップダ
ウンカウンタ１１のカウント動作を制御するノアゲート
１３を有している。このノアゲート１３は、ワンショッ
トマルチバイブレーク（以後ワンショットマルチと略称
する）９の出力レベルと、前記シュミット回路５４から
の判定信号Ｈ３のレベルとに応じて、主受信中間周波信
号ＩＭと副受信中間周波信号ＩＳとが同相の場合には“
Ｈ″レベル信号を出力してアップダウンカウンタ１１の
カウント動作を停止させるものである。

ところで、本実施例の受信装置は位相反転回路２０を備
えている。この位相反転回路２０は、逆相が検出された
場合にアップダウンカウンタ１１から出力されている位
相制御アドレスＪＳの最上位ビットＡ７を論理反転して
これにより無限移相器の移相量を瞬時に１８０　’反転
させるもので、アンドゲート２１、ノアゲート２２、オ
アゲート２３およびインバータ２４を図示のように接続
したものとなっている。

次に、以上のように構成された装置の動作を説明する。

同相電力合成器４から出力された合成信号ＩＧは、合成
信号増幅回路５の中間周波自動詞１１制御増幅回路で増
幅されたのち検波器５３で検波され、これにより振幅変
調波ＡＳが抽出される。

そして、この振幅変調波ＡＳは遅れ進み判定回路６に導
かれ、この回路６のフィルタ６１で位相変調波Ｃ８の基
本波成分（周波数ｆｐ）が抽出されたのちコンパレータ
６２でＴＴＬレベルに論理レベルが変換され、しかるの
ち排他的論理和回路６３で分周回路８から出力される位
相変調信号（周波数ｆｐ）ＣＳと排他的論理和処理され
る。

そして、この排他的論理和回路６３から出力された排他
的論理和出力ＤＳは、分周回路８から出力されるクロッ
ク（周波数２ｆｐ）ＥＳに同期してＤ形フリップフロッ
プ６４でラッチされ、遅れ進み判定信号ＦＳとして位相
制御回路１０に供給される。

したがって、いま例えば主受信中間周波信号ＩＭに対し
副受信中間周波信号Ｉｓの位相が遅れていたとすると、
コンパレータ６２から第２図に示す如く位相変調信号Ｃ
５と同一周波数ｆ、でかつ位相が同相でかつ位相変調信
号Ｃ８に対し通路長差による位相差がある振幅変調波信
号ＢＳが出力される。そして、この振幅変調波信号ＢＳ
と位相変調信号ＣＳとの排他的論理和出力ＤＳをクロッ
クＥＳに同期してラッチすると、Ｄ形フリップフロップ
６４から第２図に示すように位相が遅れていることを示
す“Ｌルベルの判定信号ＦＳが出力される。この結果、
位相制御回路１０のアップタウンカウンタ１１はクロッ
ク発生部１２から発生されるクロックをアップカウント
し、そのカウント値は位相制御アドレスＪＳとして図示
しない無限移相器に供給される。したがって、副受信中
間周波信号■Ｓの位相は無限移相器により進み方向に可
変制御され、これにより副受信中間周波信号Ｉｓと主受
信中間周波信号ＩＭの位相は同相領域に近付けられる。

これに対し、主受信中間周波信号ＩＭに比して副受信中
間周波信号Ｉｓの位相が進んでいる場合には、遅れ進み
判定回路６のコンパレータ６２から第３図に示す如く位
相変調信号Ｃ８と周波数（ｆｐ　）が同じでかつ位相が
反転し、位相変調信号Ｃ８に対し通路長差により位相差
がある振幅変調波信号ＢＳが出力される。そして、この
振幅変調波信号ＢＳと位相変調信号Ｃ８との排他的論理
和出力ＤＳをクロックＥＳでラッチするとＤ形フＪンブ
フロップ６４からは第３図に示すように位相が進んでい
ることを示す“Ｈ″レベル判定信号ＦＳが出力される。

このため、位相制御回路１０のアップダウンカウンタ１
１はクロック発生部１２からのクロックをダウンカウン
トし、そのカウント値を位相制御アドレスＪＳとして無
限移相器に供給する。したがって、副受信中間周波信号
Ｉｓの位相は遅れ方向に可変制御され、この結果主受信
中間周波信号ＩＭと副受信中間周波信号Ｉｓの位相は同
相領域に近付けられる。

そうして、主受信中間周波信号ＩＭと副受信中間周波信
号ＩＳとが第５図に示す同相領域に入ると、合成信号Ｉ
Ｇに含まれる振幅変調波周波数は２ｆｐになるため、遅
れ進み判定回路６のコンパレータ６２からは信号が出力
されないようになる。

そうすると、ワンショットマルチ９の出力は“Ｌ”にな
る。また、合成信号増幅回路５の利得制御回路５２の出
力ＧＳは増加し、これによりシュミット回路５４の判定
出力Ｈ３も″Ｌ″レベルになる。

したがって、位相制御回路１０のノアゲート１３の出力
は“Ｈ″レベルなり、これによりアップダウンカウンタ
１１はカウント動作を停止する。

このため、無限移相器への位相制御アドレスＪＳの値は
固定され、この結果主受信中間周波信号ＩＭと副受信中
間周波信号Ｉｓとの同相状態は保持される。

さて、主受信中間周波信号ＩＭと副受信中間周波信号Ｉ
Ｓとの位相が逆相領域に入ったとすると、合成信号ＩＧ
の振幅レベルが低下して利得制御回路５２から出力され
る利得制御電圧ＧＳは第４図に示すように減少し、これ
によりシュミット回路５４の出力ＨＳは゛Ｈ″レベルに
なる。すなわち、逆相状態が検出される。そうすると、
位相反転回路２０により、下表の真理値表に示すように
アップダウンカウンタ１１の最上位ビットＡ７の論理レ
ベルが反転され、この最上位ビットＡ７が論理反転され
た位相制御アドレスＪＳが無限移相器に供給される。こ
こで、アップダウンカウンタ１１から出力される位相制
御アドレスＪＳと無限移相器の移相量との関係は、第５
図に示す如く移相量が１８０　’反転した２つの状態で
は制御アドレスＪＳの最上位ビットは必ず反転したもの
となっている。したがって、上記のように逆相が検出さ
れた時点で、アップダウンカウンタ１１からの制御アド
レスＪＳの最上位ビットＡ７が位相反転回路２０により
論理反転されると、これに応じて無限移相器の移相量は
瞬時に１８０＠反転することになる。この結果、副受信
中間周波信号Ｉｓの位相は逆相が検出された時点で瞬時
に１８０　”移相されることになり、これにより逆相状
態は瞬時に脱して同相領域内かまたはそれに近い状態に
移行する。

このように本実施例であれば、主受信中間周波信号Ｉ　
Ｍと副受信中間周波信号Ｉｓとの相対移相状態が逆相と
判定された場合に、アップダウンカウンタ１１からの位
相制御アドレスＪＳの最上位ビットＡ７を論理反転して
無限移相器の移相量を１８０　’反転させるようにした
ので、主受信中間周波信号ＩＭと副受信中間周波信号Ｉ
ｓとの相対位相状態を瞬時に逆相状態から離脱させるこ
とができ、これにより逆相状態から同相状態への移行を
短時間で行なうことができる。また、既存のアップダウ
ンカウンタ１１から出力される位相制御アドレスＪＳの
最上位ビットを論理反転するだけでよいので、極めて簡
単な構成で実現できる。さらに逆相以外の状態での位相
制御については、従来通りアップダウンカウンタ１１を
用いて行なっているので正確な制御を行なうことができ
る。

尚、本発明は上記実施例に限定されるものではない。例
えば、上記実施例ではアップダウンカウンタ１１の出力
の最上位ビットを論理反転することにより移相器の移相
量を１８０　’反転させるようにしたが、それ以外に位
相制御信号の内容と１８０°とを加算または減算してこ
の演算結果を上記位相制御信号に代わって移相器に供給
するようにしてもよい。また、前記実施例では１８０　
’反転させる場合を例にとって説明したが、必ずしも１
．１１１０″′でなくてもよい。その他、位相反転回路
の構成や第１および第２の受信中間周波信号が逆相であ
るか否かを判定するための手段等についても、本発明の
要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施できる。

〔発明の効果］ 以上詳述したように本発明によれば、移相器の移相量を
所定の速度で連続的に可変制御する位相制御信号を出力
する位相制御信号発生回路に加えて、位相反転回路を備
え、上記第１および第２の受信中間周波信号の相対的な
位相状態が逆相であると判定された場合に、上記位相反
転回路により、上記位相制御信号発生回路から出力され
た位相制御信号に基づいて上記移相器の移相量を１８０
°反転させる位相制御信号を発生し前記移相器に供給す
るようにしたことによって、簡単な構成でありなから逆
相から同相への移行を正確にしかも短時間で行ない得る
応答性の優れた位相合成形スペースダイバーシティ受信
装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例における位相合成形スペース
ダイバーシティ受信装置の要部構成を示す回路ブロック
図、第２図乃至第５図は同装置の動作説明に使用するも
ので、第２図および第３図は遅れ進み判定回路の動作を
説明するだめのタイミング図、第４図は逆相判定動作を
説明するための図、第５図は位相制御アドレスと移相器
の移相量との関係を示す模式図、第６図および第７図は
それぞれ位相合成形スペースダイバーシティ受信装置の
基本動作を説明するための図である。 ３・・・位相変調器、４・・・同相電力合成器、５・・
・合成信号増幅回路、５１・・・増幅器、５２・・・利
得制御回路、５３・・・検波器、５４・・・シュミット
回路、６・・・遅れ進み判定回路、６１・・・周波数ｆ
Ｐ抽出用のフィルタ、６２・・・コンパレータ、６３・
・・排他的論理和回路、６４・・・Ｄ形フリップフロッ
プ、７・・・基準発振器、８・・・分周回路、９・・・
ワンショットマルチバイブレータ、１０・・・位相制御
回路、１１・・・アップダウンカウンタ、１２・・・ク
ロック発生部、１３・・・ノアゲート、２０・・・位相
反転回路、２１・・・アンドゲート、２２・・・ノアゲ
ート、２３・・・オアゲート、２４・・・インバータ。 第　２図 第　３因 （■） 喰４図 （＋０００００００） 第５図 −しで５、・イ亙 ■ （ａ） ＠６図 （ｃ）

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 第１および第２の受信中間周波信号をその一方または両
   方に所定の位相変調信号で位相変調をかけたのち合成し
   、この合成信号に振幅変調波として現われる前記位相変
   調信号の基本波の有無およびその位相状態から前記第１
   および第２の受信中間周波信号の相対的な位相状態を判
   定し、この判定結果に従って移相器の移相量を可変制御
   することにより前記第１および第２の受信中間周波信号
   の相対位相を制御する位相合成形スペースダイバーシテ
   ィ受信装置において、前記移相器の移相量を所定の速度
   で連続的に可変制御する位相制御信号を出力する位相制
   御信号発生回路と、前記第１および第２の受信中間周波
   信号の相対的な位相状態が逆相であると判定された場合
   に前記移相制御信号発生回路から出力された位相制御信
   号に基づいて前記移相器の移相量を１８０°反転させる
   位相制御信号を発生し前記移相器に供給する位相反転回
   路とを具備したことを特徴とする位相合成形スペースダ
   イバーシティ受信装置。