JPH0270138A - 周波数ホッピング変調方式の受信装置における同期回路 - Google Patents
周波数ホッピング変調方式の受信装置における同期回路Info
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- JPH0270138A JPH0270138A JP63222838A JP22283888A JPH0270138A JP H0270138 A JPH0270138 A JP H0270138A JP 63222838 A JP63222838 A JP 63222838A JP 22283888 A JP22283888 A JP 22283888A JP H0270138 A JPH0270138 A JP H0270138A
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- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 title claims description 7
- 238000001514 detection method Methods 0.000 abstract description 4
- 238000000034 method Methods 0.000 description 14
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 5
- 230000002596 correlated effect Effects 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 2
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（技術分野）
本発明は、スペクトラム拡散通信方式の変調方式の一つ
である周波数ホッピング変調方式の電波を受信する受信
装置における同期回路に関するものである。
である周波数ホッピング変調方式の電波を受信する受信
装置における同期回路に関するものである。
（従来技術とその問題点）
周波数ホッピング方式は、ＦＳＫを変形したディジタル
変調方式であり、キャリア周波数を適当な周波数帯域内
で高速度で切り替えて送信し、受信側では送信側と同じ
周波数変化をする局部発振器（ホンピング発振器）を用
いて受信信号の復調を行う方式である。もし、送信側と
受信側で周波数変化が異なっていると受信信号は全く復
調されない。通常キャリア周波数は、送信側、受信側の
両方で予め取り決めである同じ擬似ランダムパターンの
相互同期をとることにより、受信信号の周波数変化のパ
ターンに、受信側のホッピング発振器の周波数変化を一
致させる同期回路が必要となる。
変調方式であり、キャリア周波数を適当な周波数帯域内
で高速度で切り替えて送信し、受信側では送信側と同じ
周波数変化をする局部発振器（ホンピング発振器）を用
いて受信信号の復調を行う方式である。もし、送信側と
受信側で周波数変化が異なっていると受信信号は全く復
調されない。通常キャリア周波数は、送信側、受信側の
両方で予め取り決めである同じ擬似ランダムパターンの
相互同期をとることにより、受信信号の周波数変化のパ
ターンに、受信側のホッピング発振器の周波数変化を一
致させる同期回路が必要となる。
同１明方式には種々の方式があるが、ここではスライデ
ィング相関と呼ばれる方式について述べる。
ィング相関と呼ばれる方式について述べる。
第１図は従来の周波数ホッピング方式の同期回路の例で
ある。
ある。
第１図において、１はミキサ（ＭＩＸ）、２はバンドパ
スフィルタ（Ｂ Ｐ Ｆ）、３は復調回路（ＤＥＭ）
、４は包路線検波器ＣＤＥＴ） 、５は減算器（ＳＵＢ
）、６は同期判定のためのスレッショルド電圧入力、７
はタイミング制御回路（ＣＯＮＴ）、８は擬似ランダム
パターン発生器（ＰＮＧＥ）、９はホンピング発振器（
ＨＯＰ ＬＯ）である。
スフィルタ（Ｂ Ｐ Ｆ）、３は復調回路（ＤＥＭ）
、４は包路線検波器ＣＤＥＴ） 、５は減算器（ＳＵＢ
）、６は同期判定のためのスレッショルド電圧入力、７
はタイミング制御回路（ＣＯＮＴ）、８は擬似ランダム
パターン発生器（ＰＮＧＥ）、９はホンピング発振器（
ＨＯＰ ＬＯ）である。
ここで、Ｂ Ｐ Ｆ２は、ミキサ１で乗算された信号中
のキャリア成分及び和成分を除去すると同時に帯域外の
雑音を除去するためのものである。受信開始時は、受信
入力とホッピング発振器９は同じ符号列の擬似ランダム
パターンに従い周波数が切り替わっているが、タイミン
グが一致してなく、そのタイミング差は擬似ランダムパ
ターンの１周期のどこにあるか不確実である。このタイ
ミング差を無くす制御は、通常、次に示す２段階の制御
によって行われる。
のキャリア成分及び和成分を除去すると同時に帯域外の
雑音を除去するためのものである。受信開始時は、受信
入力とホッピング発振器９は同じ符号列の擬似ランダム
パターンに従い周波数が切り替わっているが、タイミン
グが一致してなく、そのタイミング差は擬似ランダムパ
ターンの１周期のどこにあるか不確実である。このタイ
ミング差を無くす制御は、通常、次に示す２段階の制御
によって行われる。
まず、タイミング制御回路７から擬似ランダムパターン
発生器８に与えられる信号によりホッピング発振器９へ
の周波数切替のタイミングを擬似ランダムパターンの１
ビツト長又は％ビット長だけずらし、受信入力とホッピ
ング発振器９のタイミング差をほぼなくす制御（スライ
ディング相関）を行う。
発生器８に与えられる信号によりホッピング発振器９へ
の周波数切替のタイミングを擬似ランダムパターンの１
ビツト長又は％ビット長だけずらし、受信入力とホッピ
ング発振器９のタイミング差をほぼなくす制御（スライ
ディング相関）を行う。
次に、スライディング相関で残ったタイミング差をアー
リーレート（ｅａｒｌｙ−１ａｔｅ）ゲート等で知られ
る位相同期ループにより常にゼロにする制御である。
リーレート（ｅａｒｌｙ−１ａｔｅ）ゲート等で知られ
る位相同期ループにより常にゼロにする制御である。
ここでは前者の制御について考える。
スライディング相関によりタイミング差をほぼなくす制
御は、タイミング差が擬似ランダムパターン１ピント長
より大きい時は、ミキサ１からの差周波数成分のレベル
つまり包絡線検波器４の出力電圧がほとんどゼロとなり
、タイミング差が１ビット以内になった時だけ大きな相
関電圧が包路線検波器４から出力されることを利用する
もであり、この包路線検波器４からの電圧が、ある適当
なスレッショルド電圧６を超えて減算器５の出力電圧が
正となるまで周波数切替のタイミングをずらす制御を行
うものである。
御は、タイミング差が擬似ランダムパターン１ピント長
より大きい時は、ミキサ１からの差周波数成分のレベル
つまり包絡線検波器４の出力電圧がほとんどゼロとなり
、タイミング差が１ビット以内になった時だけ大きな相
関電圧が包路線検波器４から出力されることを利用する
もであり、この包路線検波器４からの電圧が、ある適当
なスレッショルド電圧６を超えて減算器５の出力電圧が
正となるまで周波数切替のタイミングをずらす制御を行
うものである。
つまり、受信信号とホッピング発振器９の周波数変化の
タイミングが合致したかどうかの判定（同期判定）は、
減算器５の出力電圧の正負により行うわけである。ここ
で判定の規準となるスレッショルド電圧６は、従来、雑
音時のレベル検出器の平均電圧かまたは受信信号の信号
レベルに応じて変化する電圧に設定している。
タイミングが合致したかどうかの判定（同期判定）は、
減算器５の出力電圧の正負により行うわけである。ここ
で判定の規準となるスレッショルド電圧６は、従来、雑
音時のレベル検出器の平均電圧かまたは受信信号の信号
レベルに応じて変化する電圧に設定している。
このような同期回路では、混信の波形、スペクトラム、
信号レベルによっては同期判定の誤りが起き易い欠点が
ある。例えば、希望信号のレベルに比べて混信の信号レ
ベルが非常に高い場合、受信信号の信号レベルに応じて
スレッショルド電圧を決める従来の方式の場合、混信の
信号レベルによりスレッショルド電圧が相関電圧より高
くなってしまい、正しい同期位置が検出できなくなって
しまうことがある。
信号レベルによっては同期判定の誤りが起き易い欠点が
ある。例えば、希望信号のレベルに比べて混信の信号レ
ベルが非常に高い場合、受信信号の信号レベルに応じて
スレッショルド電圧を決める従来の方式の場合、混信の
信号レベルによりスレッショルド電圧が相関電圧より高
くなってしまい、正しい同期位置が検出できなくなって
しまうことがある。
また、相関電圧は信号レベルに応じて変化するが、包絡
線検波器では広いダイナミックレンジに亘って、正しく
相関電圧を検波することが困難であり、同期判定誤りの
原因となり易い。
線検波器では広いダイナミックレンジに亘って、正しく
相関電圧を検波することが困難であり、同期判定誤りの
原因となり易い。
（発明の目的）
本発明の目的は、このような欠点を解決したスペクトラ
ム拡散方式における周波数ホッピング変調方式の電波を
受信する際の同期回路を提供することにある。
ム拡散方式における周波数ホッピング変調方式の電波を
受信する際の同期回路を提供することにある。
（発明の構成と動作）
本発明による同期回路は、スレッショルド電圧を受信信
号から常に適当な周波数だけ離調した周波数の信号レベ
ルを基に決定し、包路線検波器の代わりに対数検波器を
用いることを特徴とするものである。
号から常に適当な周波数だけ離調した周波数の信号レベ
ルを基に決定し、包路線検波器の代わりに対数検波器を
用いることを特徴とするものである。
以下図面により本発明の詳細な説明する。
第２図は本発明の同期回路の実施例を示すブロック図で
ある。図において、１０はミキサ（Ｍ Ｉ Ｘ’）、１
１１２はバンドパスフィルタ（Ｂ Ｐ Ｆ） 、１３．
１４は対数検波器（Ｌｏｃｋ）、１５は復調回路（ＤＥ
Ｍ）、１６は減算器（ＳＵＢ）、１７はタイミング制御
回路（ＣＯＮＴ） 、１８は擬似ランダムパターン発注
器（ＰＮ ＧＥ） 、１９はホッピング発振器（ＨＯ
ＰＬＯ）、２０はオフセット電圧入力、２１は加算器（
ＡＤＤ）である。
ある。図において、１０はミキサ（Ｍ Ｉ Ｘ’）、１
１１２はバンドパスフィルタ（Ｂ Ｐ Ｆ） 、１３．
１４は対数検波器（Ｌｏｃｋ）、１５は復調回路（ＤＥ
Ｍ）、１６は減算器（ＳＵＢ）、１７はタイミング制御
回路（ＣＯＮＴ） 、１８は擬似ランダムパターン発注
器（ＰＮ ＧＥ） 、１９はホッピング発振器（ＨＯ
ＰＬＯ）、２０はオフセット電圧入力、２１は加算器（
ＡＤＤ）である。
ここで、Ｂ Ｐ Ｆ １ （１１）の中心周波数は受信
信号に同期がとれた時の受信信号とホッピング発振器１
９との周波数差であり、Ｂ Ｐ Ｆ ２ （１２）の中
心周波数はホッピング周波数帯域内でＢ Ｐ Ｆ １
（１１）の中心周波数から適当な周波数だけ離れた減衰
域の周波数である。又対数検波器１３．１４は、入力を
ａ ｃｏｓωＬとすると検波出力としてＫＩ！、ｏｇａ
（Ｋは増幅器特性で決まる定数）が得られるもので、
特殊なＡＧＣ増幅器と包絡線検波器を組合わせてＩＣと
して市販されている。オフセット電圧２０は、雑音時の
対数検波器の平均出力電圧よりは高く、同期が正しく取
れた時の相関電圧よりは低い範囲の電圧に設定しである
。
信号に同期がとれた時の受信信号とホッピング発振器１
９との周波数差であり、Ｂ Ｐ Ｆ ２ （１２）の中
心周波数はホッピング周波数帯域内でＢ Ｐ Ｆ １
（１１）の中心周波数から適当な周波数だけ離れた減衰
域の周波数である。又対数検波器１３．１４は、入力を
ａ ｃｏｓωＬとすると検波出力としてＫＩ！、ｏｇａ
（Ｋは増幅器特性で決まる定数）が得られるもので、
特殊なＡＧＣ増幅器と包絡線検波器を組合わせてＩＣと
して市販されている。オフセット電圧２０は、雑音時の
対数検波器の平均出力電圧よりは高く、同期が正しく取
れた時の相関電圧よりは低い範囲の電圧に設定しである
。
オフセット電圧２０に関する補足説明として、第３図に
第２図の回路の各部の信号波形を示す。各波形ａ −ｆ
はそれぞれ同期末捕捉の状態から捕捉までの電圧の変化
を示している。
第２図の回路の各部の信号波形を示す。各波形ａ −ｆ
はそれぞれ同期末捕捉の状態から捕捉までの電圧の変化
を示している。
ａ、ｂはそれぞれ対数検波器１３．１４の出力波形、Ｃ
は加算器２１へ加えるオフセット電圧２０の波形、ｄは
加算器２１の出力波形、ｅは減算器１６の出力波形、ｆ
はオフセット電圧２０を加えなかった時の減算器Ｉ６の
出力波形である。
は加算器２１へ加えるオフセット電圧２０の波形、ｄは
加算器２１の出力波形、ｅは減算器１６の出力波形、ｆ
はオフセット電圧２０を加えなかった時の減算器Ｉ６の
出力波形である。
図かられかる通り、同期末捕捉時には対数検波器１３．
１４の出力電圧ａ、ｂは小さな変動を含んでいる。この
変動は混信がある時特に大きくなる。
１４の出力電圧ａ、ｂは小さな変動を含んでいる。この
変動は混信がある時特に大きくなる。
この電圧をそのまま比較して同期判定に使用すると、ｆ
で示した波形でわかるように、実際には同期捕捉してい
ないのに、減算器１６の出力電圧が正になってしまうこ
とがあり、誤って同期捕捉と判定してしまう。これを防
ぐため、本発明では、対数検波器１４の出力にのみオフ
セット電圧２０を加え、誤同期を防いでいる。このオフ
セット電圧２０はｈの範囲で混信の程度を考慮して適当
な電圧に決める。
で示した波形でわかるように、実際には同期捕捉してい
ないのに、減算器１６の出力電圧が正になってしまうこ
とがあり、誤って同期捕捉と判定してしまう。これを防
ぐため、本発明では、対数検波器１４の出力にのみオフ
セット電圧２０を加え、誤同期を防いでいる。このオフ
セット電圧２０はｈの範囲で混信の程度を考慮して適当
な電圧に決める。
本発明は、スライディング相関を用いて同期制御を行う
際に、同期判定の基準となるスレッショルド電圧の決め
方と、レベル検出に対数検波器を用いることが従来の方
法と異なる重要な特徴である。
際に、同期判定の基準となるスレッショルド電圧の決め
方と、レベル検出に対数検波器を用いることが従来の方
法と異なる重要な特徴である。
同期が捕捉できていない時（同期末捕捉時）は、受信入
力と、ホッピング発振器１９の周波数差はランダムに変
化し一定ではないので、Ｂ Ｐ Ｆ ｌ （１１）とＢ
Ｐ Ｆ ２ （１２）を通過する信号も共にランダム
であり、対数検波器１３．１４の検波出力ａ、ｂの電圧
差はほとんどゼロとなる。次に、対数検波器１４の出力
電圧すにのみ、オフセット電圧２０ｃが加算器２１によ
り加算されるため、減算器１６の出力電圧ｅは常に負と
なる。この時受信信号に混信があっても混信の成分はＢ
ＰＦＩ、ＢＰＦ２両方のフィルタを通過するため、対数
検波器１３と１４の両方の出力電圧が混信により変化す
るので減算器１６の出力電圧ｅは常に負である。
力と、ホッピング発振器１９の周波数差はランダムに変
化し一定ではないので、Ｂ Ｐ Ｆ ｌ （１１）とＢ
Ｐ Ｆ ２ （１２）を通過する信号も共にランダム
であり、対数検波器１３．１４の検波出力ａ、ｂの電圧
差はほとんどゼロとなる。次に、対数検波器１４の出力
電圧すにのみ、オフセット電圧２０ｃが加算器２１によ
り加算されるため、減算器１６の出力電圧ｅは常に負と
なる。この時受信信号に混信があっても混信の成分はＢ
ＰＦＩ、ＢＰＦ２両方のフィルタを通過するため、対数
検波器１３と１４の両方の出力電圧が混信により変化す
るので減算器１６の出力電圧ｅは常に負である。
同期捕捉時、すなわち、スライディング相関によりホッ
ピング発振器１９の周波数切替のタイミングをずらす制
御を行って、タイミング差が無くなった時、Ｂ Ｐ Ｆ
１ （１１）のみ信号成分が通過し、ＢＰ Ｆ ２
（１２）を通過する信号成分は無くなる。従って、対数
検波器１３の検波電圧ａは大きな相関電圧となるが対数
検波器１４の検波電圧すはほとんどゼロとなる。この検
波電圧すには加算器２１によりオフセット電圧２０ｃが
加算されるが、このオフセット電圧Ｃは相関電圧よりは
低い電圧に設定しであるので減算器１６の出力ｅは正と
なる。
ピング発振器１９の周波数切替のタイミングをずらす制
御を行って、タイミング差が無くなった時、Ｂ Ｐ Ｆ
１ （１１）のみ信号成分が通過し、ＢＰ Ｆ ２
（１２）を通過する信号成分は無くなる。従って、対数
検波器１３の検波電圧ａは大きな相関電圧となるが対数
検波器１４の検波電圧すはほとんどゼロとなる。この検
波電圧すには加算器２１によりオフセット電圧２０ｃが
加算されるが、このオフセット電圧Ｃは相関電圧よりは
低い電圧に設定しであるので減算器１６の出力ｅは正と
なる。
従って、減算器１６からの出力電圧ｅが正になるまで、
タイミング制御回路１７によりホッピング発振器１９の
周波数切替のタイミングをずらすように擬似ランダムパ
ターン発生器１８を制御することにより、混信のレベル
、スペクトラムの形にかかわらず同期捕捉ができる。
タイミング制御回路１７によりホッピング発振器１９の
周波数切替のタイミングをずらすように擬似ランダムパ
ターン発生器１８を制御することにより、混信のレベル
、スペクトラムの形にかかわらず同期捕捉ができる。
また、信号レベルの検出に対数検波器を使用しているの
で受信入力レベルの大きい変化に対しても正しく相関電
圧が出力できる。すなわち、対数検波器を使用する効果
は次の通りである。
で受信入力レベルの大きい変化に対しても正しく相関電
圧が出力できる。すなわち、対数検波器を使用する効果
は次の通りである。
Ｂ Ｐ Ｆ １ （１１）、 Ｂ Ｐ Ｆ ２ （１
２）の出力は受信入力レベルに従って変化する。送信側
も受信側も移動しない固定通信の場合は受信入力レベル
の変動幅は小さいが、送信側、受信側のどちらかあるい
は両方が移動する場合は入力信号レベルの広い範囲にわ
たってＢＰＦＩ、ＢＰＦ２の出力信号レベルを比較する
必要がある。この大きいレベル変化に対して従来はＡＧ
Ｃアンプを使用してレベル変化の幅を抑えているが、こ
の方法では強力な混信が帯域内に存在するとき、ＡＧＣ
アンプはこの混信に対してレベルを一定に保つように動
作してしまうので同期捕捉ができなくなってしまう。本
発明は、対数検波器を使用しているのでこのような欠点
は生じない。
２）の出力は受信入力レベルに従って変化する。送信側
も受信側も移動しない固定通信の場合は受信入力レベル
の変動幅は小さいが、送信側、受信側のどちらかあるい
は両方が移動する場合は入力信号レベルの広い範囲にわ
たってＢＰＦＩ、ＢＰＦ２の出力信号レベルを比較する
必要がある。この大きいレベル変化に対して従来はＡＧ
Ｃアンプを使用してレベル変化の幅を抑えているが、こ
の方法では強力な混信が帯域内に存在するとき、ＡＧＣ
アンプはこの混信に対してレベルを一定に保つように動
作してしまうので同期捕捉ができなくなってしまう。本
発明は、対数検波器を使用しているのでこのような欠点
は生じない。
（発明の効果）
以上詳細に説明したように、本発明により受信信号レベ
ルの大きな変化に対しても、また混信のレベルやスペク
トラムの形に影響を受けずに安定で確実な同期引き込み
ができるため、送信側、受信側のいずれかあるいは両方
が移動局の場合、特に極めて大きい効果がある。
ルの大きな変化に対しても、また混信のレベルやスペク
トラムの形に影響を受けずに安定で確実な同期引き込み
ができるため、送信側、受信側のいずれかあるいは両方
が移動局の場合、特に極めて大きい効果がある。
第１図は従来の周波数ホンピング同期回路のブロック図
、第２図は本発明の実施例である周波数ホッピング同期
回路のブロック図、第３図は第２図の各部の信号波形図
である。 １．１０・・・ミキサ、２．１１．１２・・・ＢＰＦ、
３．１５・・・復調回路（ＤＥＭ）、４・・・包絡線検
波器（ＤＥＴ）、 ５，１６・・・減算器（ＳＵＢ）、
６・・・スレッショルド電圧、７．１７・・・タイミン
グ制御回路（ＣＯＮＴ）、 ８，１８・・・擬似ラン
ダムパターン発生器（ＰＮＧＥ）、 ９，１９・・・ホ
ンピング発振器（ＨＯＰ ＬＯ）、 １３．１４・・
・対数検波Ｈ（ＬＯＧ）、 ２０・・・オフセント電圧
、２１・・・加算器（ＡＤＤ）。
、第２図は本発明の実施例である周波数ホッピング同期
回路のブロック図、第３図は第２図の各部の信号波形図
である。 １．１０・・・ミキサ、２．１１．１２・・・ＢＰＦ、
３．１５・・・復調回路（ＤＥＭ）、４・・・包絡線検
波器（ＤＥＴ）、 ５，１６・・・減算器（ＳＵＢ）、
６・・・スレッショルド電圧、７．１７・・・タイミン
グ制御回路（ＣＯＮＴ）、 ８，１８・・・擬似ラン
ダムパターン発生器（ＰＮＧＥ）、 ９，１９・・・ホ
ンピング発振器（ＨＯＰ ＬＯ）、 １３．１４・・
・対数検波Ｈ（ＬＯＧ）、 ２０・・・オフセント電圧
、２１・・・加算器（ＡＤＤ）。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 周波数ホッピング発振器を有する同期回路において、 受信信号と前記周波数ホッピング発振器の出力との乗算
結果から希望信号を取り出す第１のバンドパスフィルタ
と、 該第１のバンドパスフィルタの減衰域に設定された中心
周波数を有する第２のバンドパスフィルタと、 該第１のバンドパスフィルタと第２のバンドパスフィル
タの出力をそれぞれ入力する第１の対数検波器と第２の
対数検波器と、 該第２の対数検波器の出力と同期未捕捉時の前記第１の
対数検波器の平均雑音電圧より大きく同期捕捉時の信号
相関電圧より小さい値に設定されたオフセット電圧とを
加算する加算器と、 前記第１の対数検波器の出力が前記加算器の出力より大
きい時出力する減算器と、 を備えて、該減算器の出力によって前記周波数ホッピン
グ発振器のタイミングを制御することにより同期を行う
ことを特徴とする周波数ホッピング変調方式の受信装置
における同期回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63222838A JPH0270138A (ja) | 1988-09-06 | 1988-09-06 | 周波数ホッピング変調方式の受信装置における同期回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63222838A JPH0270138A (ja) | 1988-09-06 | 1988-09-06 | 周波数ホッピング変調方式の受信装置における同期回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0270138A true JPH0270138A (ja) | 1990-03-09 |
| JPH0570338B2 JPH0570338B2 (ja) | 1993-10-04 |
Family
ID=16788700
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63222838A Granted JPH0270138A (ja) | 1988-09-06 | 1988-09-06 | 周波数ホッピング変調方式の受信装置における同期回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0270138A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04144439A (ja) * | 1990-10-05 | 1992-05-18 | Icom Inc | 周波数ホッピング通信における同期判定装置 |
| JP2016519463A (ja) * | 2013-03-15 | 2016-06-30 | クアルコム，インコーポレイテッド | ビーコンフェンシングアプリケーションのための低エネルギー信号発信スキーム |
-
1988
- 1988-09-06 JP JP63222838A patent/JPH0270138A/ja active Granted
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04144439A (ja) * | 1990-10-05 | 1992-05-18 | Icom Inc | 周波数ホッピング通信における同期判定装置 |
| JP2016519463A (ja) * | 2013-03-15 | 2016-06-30 | クアルコム，インコーポレイテッド | ビーコンフェンシングアプリケーションのための低エネルギー信号発信スキーム |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0570338B2 (ja) | 1993-10-04 |
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