JPH028551Y2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH028551Y2 JPH028551Y2 JP1983183781U JP18378183U JPH028551Y2 JP H028551 Y2 JPH028551 Y2 JP H028551Y2 JP 1983183781 U JP1983183781 U JP 1983183781U JP 18378183 U JP18378183 U JP 18378183U JP H028551 Y2 JPH028551 Y2 JP H028551Y2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transistor
- winding
- output
- transformer
- current
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
本考案はベース回路に接続された変流器の飽和
を利用して自励発振させるトランジスタDC−DC
コンバータの小型化に関するものである。
を利用して自励発振させるトランジスタDC−DC
コンバータの小型化に関するものである。
トランジスタのエミツタ・ベース間に接続され
た変流器の飽和を利用して自励発振する、第１図
に示す従来の自励式トランジスタDC−DCコンバ
ータは、トランジスタQ1，Q2を交互にオンさせ
て、直流電源から出力変圧器Ｔの１次巻線N1に
交互に逆極性の電流を流して、その２次巻線出力
をダイオードD1，D2とコンデンサＣとにより整
流平滑することにより、直流電源と絶縁された任
意所望の電圧値をもつ直流出力を得るものであ
る。またこのときトランジスタQ1，Q2を次のよ
うにオンオフ制御して自励発振が行われる。即ち
図示しない起動回路により、先づトランジスタ
Q2をオン状態として、出力変圧器Ｔの１次巻線
N1に流される電流を、可飽和変流器CTの１次巻
線n1に流して、可飽和変流器CTを飽和させるこ
とによりトランジスタQ2のベース入力を零とし
て、これをオンからオフの状態とし、また出力変
圧器Ｔの３次巻線N2に得られた電圧を可飽和変
流器CTの巻線n3，n4を介してトランジスタQ1の
ベースに加えて、これをオンとする。そして出力
変圧器Ｔの１次巻線N1を介して変流器CTの巻線
n1に流される電流による飽和によりQ1をオンか
らオフ状態とする。そして以下上記と同一要領に
より、トランジスタQ1，Q2に交互にオンオフさ
せて、自励発振を行わせて出力電圧を得る。なお
図中C1，C2は電圧分割用コンデンサ、R1，R2は
バランス用抵抗である。
た変流器の飽和を利用して自励発振する、第１図
に示す従来の自励式トランジスタDC−DCコンバ
ータは、トランジスタQ1，Q2を交互にオンさせ
て、直流電源から出力変圧器Ｔの１次巻線N1に
交互に逆極性の電流を流して、その２次巻線出力
をダイオードD1，D2とコンデンサＣとにより整
流平滑することにより、直流電源と絶縁された任
意所望の電圧値をもつ直流出力を得るものであ
る。またこのときトランジスタQ1，Q2を次のよ
うにオンオフ制御して自励発振が行われる。即ち
図示しない起動回路により、先づトランジスタ
Q2をオン状態として、出力変圧器Ｔの１次巻線
N1に流される電流を、可飽和変流器CTの１次巻
線n1に流して、可飽和変流器CTを飽和させるこ
とによりトランジスタQ2のベース入力を零とし
て、これをオンからオフの状態とし、また出力変
圧器Ｔの３次巻線N2に得られた電圧を可飽和変
流器CTの巻線n3，n4を介してトランジスタQ1の
ベースに加えて、これをオンとする。そして出力
変圧器Ｔの１次巻線N1を介して変流器CTの巻線
n1に流される電流による飽和によりQ1をオンか
らオフ状態とする。そして以下上記と同一要領に
より、トランジスタQ1，Q2に交互にオンオフさ
せて、自励発振を行わせて出力電圧を得る。なお
図中C1，C2は電圧分割用コンデンサ、R1，R2は
バランス用抵抗である。
ところでこのようなDC−DCコンバータにおい
て、その大きさを決定するものは出力変圧器Ｔの
大きさであるといつても過言ではない。従つてコ
ンバータの小型軽量化の要請に応えるためには、
出力変圧器の小型軽量化が要求され、その手段と
して従来からトランジスタQ1，Q2のオンオフ周
期即ち自励発振周波数を高くすることが行われて
いる。またこの場合コンバータの自励発振周波数
は、前記したように変流器CTに入力が加えられ
てから、飽和するまでの時間によつて決定される
ので発振周波数を高くする方法として、従来から
鉄心の断面積を極力小として飽和を速くする方法
が行われている。また２次巻線の出力電圧をＶ
（ボルト）、その巻数をｎ（ターン）、鉄心の断面積
をＡ（cm2）、その最大磁束密度をBm（キロガウス）
としたとき、発振周波数ｆ（Hz）は次式によつて
与えられる。
て、その大きさを決定するものは出力変圧器Ｔの
大きさであるといつても過言ではない。従つてコ
ンバータの小型軽量化の要請に応えるためには、
出力変圧器の小型軽量化が要求され、その手段と
して従来からトランジスタQ1，Q2のオンオフ周
期即ち自励発振周波数を高くすることが行われて
いる。またこの場合コンバータの自励発振周波数
は、前記したように変流器CTに入力が加えられ
てから、飽和するまでの時間によつて決定される
ので発振周波数を高くする方法として、従来から
鉄心の断面積を極力小として飽和を速くする方法
が行われている。また２次巻線の出力電圧をＶ
（ボルト）、その巻数をｎ（ターン）、鉄心の断面積
をＡ（cm2）、その最大磁束密度をBm（キロガウス）
としたとき、発振周波数ｆ（Hz）は次式によつて
与えられる。
ｆ＝Ｖ／4BmAn×108
上式から明らかなように、発振周波数ｆは巻数
ｎ以外を一定としたとき巻数ｎに逆比例する。そ
こで可飽和変流器CTの２次巻線n1，n2（n4）の巻
数比を極力１：１に近付けるようにして発振周波
数を高くすることが方法がとられている。
ｎ以外を一定としたとき巻数ｎに逆比例する。そ
こで可飽和変流器CTの２次巻線n1，n2（n4）の巻
数比を極力１：１に近付けるようにして発振周波
数を高くすることが方法がとられている。
しかし鉄心の断面積を現在以下に小さくするこ
とは困難であり、また１次２次巻線比もトランジ
スタQ1，Q2の増幅率との関連から、現在以下と
することが難かしい。従つてこれらの方法によつ
ては現状以下の発振周波数の上昇を望み得ない。
また上式から可飽和変流器の２次巻線の出力電圧
Ｖを上昇できれば発振周波数ｆも高くなるが、そ
の方法として２次巻線の出力端からトランジスタ
側を見た回路の巻圧降下を大とすればよく、その
ためにはバランス用抵抗R1，R2を高抵抗にする
ことも考えられる。しかしこの場合トランジスタ
のベース電流はコレクタ電流によつて変化して、
電圧降下の変動を招き、このため発振周波数の変
動を招いて安定な出力電圧を得ることはできない
ため、この方法の採用は好ましくない。従つて第
１図の従来の回路においては、バランス用抵抗
R1，R2の電圧降下は極めて小さいことから、２
次巻線の電圧降下即ち前式における電圧Ｖは、ト
ランジスタQ1，またはQ2の電圧降下（例えば抵
抗R1，R2の0.1Vに対し、0.7V）により決定され、
発振周波数ｆを電圧Ｖによつて定められる値以下
に高くすることができない。
とは困難であり、また１次２次巻線比もトランジ
スタQ1，Q2の増幅率との関連から、現在以下と
することが難かしい。従つてこれらの方法によつ
ては現状以下の発振周波数の上昇を望み得ない。
また上式から可飽和変流器の２次巻線の出力電圧
Ｖを上昇できれば発振周波数ｆも高くなるが、そ
の方法として２次巻線の出力端からトランジスタ
側を見た回路の巻圧降下を大とすればよく、その
ためにはバランス用抵抗R1，R2を高抵抗にする
ことも考えられる。しかしこの場合トランジスタ
のベース電流はコレクタ電流によつて変化して、
電圧降下の変動を招き、このため発振周波数の変
動を招いて安定な出力電圧を得ることはできない
ため、この方法の採用は好ましくない。従つて第
１図の従来の回路においては、バランス用抵抗
R1，R2の電圧降下は極めて小さいことから、２
次巻線の電圧降下即ち前式における電圧Ｖは、ト
ランジスタQ1，またはQ2の電圧降下（例えば抵
抗R1，R2の0.1Vに対し、0.7V）により決定され、
発振周波数ｆを電圧Ｖによつて定められる値以下
に高くすることができない。
本考案はトランジスタのエミツタ・ベース回路
への簡単な回路の付加により、発振周波数の上昇
を図ると同時に、トランジスタのストレージタイ
ムの短縮化によりオフの迅速化と、２つのトラン
ジスタ間におけるストレージタイムのばらつきを
少なくして、発振周波数の上昇を助けて、出力変
圧器従つてDC−DCコンバータの一層の小型径量
化を図りうるようにしたものである。次に図面を
用いて本考案を詳細に説明する。
への簡単な回路の付加により、発振周波数の上昇
を図ると同時に、トランジスタのストレージタイ
ムの短縮化によりオフの迅速化と、２つのトラン
ジスタ間におけるストレージタイムのばらつきを
少なくして、発振周波数の上昇を助けて、出力変
圧器従つてDC−DCコンバータの一層の小型径量
化を図りうるようにしたものである。次に図面を
用いて本考案を詳細に説明する。
第２図は本考案の一実施例を示す回路図（第１
図と同一符号は同等部分を示す）であつて、本考
案の特徴とするところは次の点にある。即ちトラ
ンジスタQ1とQ2のそれぞれのベース回路に直列
に、ベース電流を流しうる極性で、正方向電圧降
下を得る一方向性の非直線抵抗素子、例えばダイ
オードD3とD4を接続すると同時に、ダイオード
D3とD4とに並列に逆バイアス用のコンデンサC3
とC4を接続する。そしてダイオードの一方向性
を利用して、コンデンサにトランジスタの逆バイ
アス電圧を作ると同時に、ダイオードの非直線抵
抗性によりコレクタ電流によるベース電流の変化
を生じても、ほゞ一定の電圧降下を生じるように
して、発振周波数の上昇を可能としたものであ
る。
図と同一符号は同等部分を示す）であつて、本考
案の特徴とするところは次の点にある。即ちトラ
ンジスタQ1とQ2のそれぞれのベース回路に直列
に、ベース電流を流しうる極性で、正方向電圧降
下を得る一方向性の非直線抵抗素子、例えばダイ
オードD3とD4を接続すると同時に、ダイオード
D3とD4とに並列に逆バイアス用のコンデンサC3
とC4を接続する。そしてダイオードの一方向性
を利用して、コンデンサにトランジスタの逆バイ
アス電圧を作ると同時に、ダイオードの非直線抵
抗性によりコレクタ電流によるベース電流の変化
を生じても、ほゞ一定の電圧降下を生じるように
して、発振周波数の上昇を可能としたものであ
る。
今トランジスタQ1とQ2の回路の動作は同じで
あるので、図示しない起動回路により先づトラン
ジスタQ2がオン状態となつた状態について本考
案の動作を説明する。トランジスタQ2がオンす
ると、第１図によつて説明したと同様に、〔電圧
分割用コンデンサC1，C2の中点→出力変圧器Ｔ
の１次巻線N1→可飽和変流器CTの１次巻線n1→
トランジスタQ2のコレクタ・エミツタ→直流電
源〕の径路で電流が流れる。そしてトランジス
タQ2に変流器CTの巻線n1，n2の比によつて定ま
るベース電流が供給されてQ2はオンとなり、こ
の状態は可飽和変流器CTが飽和するまで継続さ
れる。次に変流器CTが飽和してベース電流が流
れなくなると、オン期間中ダイオードD4の電圧
降下により、図中の極性のもとに充電されたコン
デンサC4の充電電荷が、〔巻線n2→トランジスタ
Q2のエミツタ・ベース〕の径路で放電されて、
トランジスタQ2に逆バイアス電流を流す。従つ
てトランジスタのストレージタイムを短かくし
て、それだけ変流器CTの飽和時におけるオフを
迅速化し、発振周波数の上昇を助ける。
あるので、図示しない起動回路により先づトラン
ジスタQ2がオン状態となつた状態について本考
案の動作を説明する。トランジスタQ2がオンす
ると、第１図によつて説明したと同様に、〔電圧
分割用コンデンサC1，C2の中点→出力変圧器Ｔ
の１次巻線N1→可飽和変流器CTの１次巻線n1→
トランジスタQ2のコレクタ・エミツタ→直流電
源〕の径路で電流が流れる。そしてトランジス
タQ2に変流器CTの巻線n1，n2の比によつて定ま
るベース電流が供給されてQ2はオンとなり、こ
の状態は可飽和変流器CTが飽和するまで継続さ
れる。次に変流器CTが飽和してベース電流が流
れなくなると、オン期間中ダイオードD4の電圧
降下により、図中の極性のもとに充電されたコン
デンサC4の充電電荷が、〔巻線n2→トランジスタ
Q2のエミツタ・ベース〕の径路で放電されて、
トランジスタQ2に逆バイアス電流を流す。従つ
てトランジスタのストレージタイムを短かくし
て、それだけ変流器CTの飽和時におけるオフを
迅速化し、発振周波数の上昇を助ける。
一方トランジスタQ2にベース電流が流れたと
き、ベース回路に直列に接続されたダイオード
D4に電圧降下を生じ、変流器CTの２次巻線n2の
両端の電圧は、トランジスタQ2のエミツタ・ベ
ース間電圧降下と、ダイオードD4の電圧降下の
和によつて定まる。従つて従来回路のようにトラ
ンジスタQ2のエミツタ・ベース間の電圧降下に
よつてのみ定まるものに対して、２次巻線n2の電
圧を高くできる。その結果前式における出力電圧
Ｖを高くしたことになり、鉄心の断面積や巻数を
小さくすることができなくても、発振周波数を上
昇できる。しかも本考案では電圧降下の取得に当
つて、電圧降下がこゝに流れる電流により直線的
に変化する固定抵抗ではなく、非直線性素子を用
いている。従つて負荷の大きさの変化によるトラ
ンジスタのコレクタ電流の変化により、ベース電
流が変化しても電圧降下が変化することがなく、
発振周波数を一定にできる。なお、ダイオード
D3，D4に並列されるバランス抵抗R1，R2の抵抗
値はダイオードD3，D4に所要に電圧降下を得る
ように選定されることはいうまでもない。
き、ベース回路に直列に接続されたダイオード
D4に電圧降下を生じ、変流器CTの２次巻線n2の
両端の電圧は、トランジスタQ2のエミツタ・ベ
ース間電圧降下と、ダイオードD4の電圧降下の
和によつて定まる。従つて従来回路のようにトラ
ンジスタQ2のエミツタ・ベース間の電圧降下に
よつてのみ定まるものに対して、２次巻線n2の電
圧を高くできる。その結果前式における出力電圧
Ｖを高くしたことになり、鉄心の断面積や巻数を
小さくすることができなくても、発振周波数を上
昇できる。しかも本考案では電圧降下の取得に当
つて、電圧降下がこゝに流れる電流により直線的
に変化する固定抵抗ではなく、非直線性素子を用
いている。従つて負荷の大きさの変化によるトラ
ンジスタのコレクタ電流の変化により、ベース電
流が変化しても電圧降下が変化することがなく、
発振周波数を一定にできる。なお、ダイオード
D3，D4に並列されるバランス抵抗R1，R2の抵抗
値はダイオードD3，D4に所要に電圧降下を得る
ように選定されることはいうまでもない。
実験によれば可飽和変流器CTの断面積を0.036
cm2、その最大磁束密度を４Kg、巻数をn1＝１ター
ン、n3＝15ターン、n2＝n4＝５ターンとしたと
き、第１図の従来回路における巻線n2の電圧は
0.7ボルトであるのに対し、本考案ではその約２
倍強の1.7ボルトにすることができた。また従来
のものでは発振周波数は約25KHzであるに対し、
本考案ではその約２倍強の約60KHzにすることが
できた。
cm2、その最大磁束密度を４Kg、巻数をn1＝１ター
ン、n3＝15ターン、n2＝n4＝５ターンとしたと
き、第１図の従来回路における巻線n2の電圧は
0.7ボルトであるのに対し、本考案ではその約２
倍強の1.7ボルトにすることができた。また従来
のものでは発振周波数は約25KHzであるに対し、
本考案ではその約２倍強の約60KHzにすることが
できた。
以上の説明さら明らかなように、本考案によれ
ば自励式トランジスタDC−DCコンバータの自励
発振周波数を高くして、出力変圧器を小型軽量化
できるもので、実用上の効果は大である。
ば自励式トランジスタDC−DCコンバータの自励
発振周波数を高くして、出力変圧器を小型軽量化
できるもので、実用上の効果は大である。
第１図は従来装置の回路図、第２図は本考案の
実施例を示す回路図である。 Q1，Q2……トランジスタ、R1，R2……バラン
ス用抵抗、T1……出力変圧器、N1，N2……その
巻線、D1，D2……整流用ダイオード、Ｃ……平
滑用コンデンサ、CT……可飽和変流器、n1，n2，
n3，n4……その巻線、C1，C2……電圧分割用コン
デンサ、D3，D4……正方向電圧降下ダイオード、
C3，C4……逆バイアス用コンデンサ。
実施例を示す回路図である。 Q1，Q2……トランジスタ、R1，R2……バラン
ス用抵抗、T1……出力変圧器、N1，N2……その
巻線、D1，D2……整流用ダイオード、Ｃ……平
滑用コンデンサ、CT……可飽和変流器、n1，n2，
n3，n4……その巻線、C1，C2……電圧分割用コン
デンサ、D3，D4……正方向電圧降下ダイオード、
C3，C4……逆バイアス用コンデンサ。
Claims (1)
- 直列接続され直流電源に接続された第１、第２
トランジスタと、第１、第２トランジスタの交互
オンにより正逆交互に電流が流される１次巻線お
よび３次巻線と出力巻線とを有する出力変圧器
と、その出力を整流平滑して負荷に供給する回路
と、前記出力変圧器の１次巻線電流が流される巻
線および３次巻線の電流が流される巻線と、第
１、第２出力巻線を有する可飽和変流器と、その
第１、第２出力巻線電圧が第１、第２バランス用
抵抗を介してそれぞれ前記第１、第２トランジス
タのエミツタ・ベース間に接続された可飽和変流
器の飽和を利用して自動発振するトランジスタ
DC−DCコンバータにおいて、前記第１、第２バ
ランス用抵抗とそれぞれ並列に第１、第２の正方
向電圧降下取得用ダイオードとトランジスタの逆
バイアス電圧取得用の第１、第２コンデンサとを
接続し、前記第１、第２トランジスタのオン時、
第１、第２ダイオードの非直線抵抗性を利用して
負荷電流の変化にもかかわらず一定の電圧降下を
得て可飽和変流器の出力巻線電圧の上昇を図ると
共に、第１、第２コンデンサの充電電圧によりト
ランジスタオフ時に逆バイアスを加えてストレー
ジタイムを短縮して、発振周波数の上昇を図るこ
とを特徴とする可飽和変流器の飽和を利用して自
励発振するトランジスタDC−DCコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18378183U JPS6093494U (ja) | 1983-11-30 | 1983-11-30 | 可飽和変流器の飽和を利用して自励発振するトランジスタｄｃ―ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18378183U JPS6093494U (ja) | 1983-11-30 | 1983-11-30 | 可飽和変流器の飽和を利用して自励発振するトランジスタｄｃ―ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6093494U JPS6093494U (ja) | 1985-06-26 |
| JPH028551Y2 true JPH028551Y2 (ja) | 1990-02-28 |
Family
ID=30397662
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18378183U Granted JPS6093494U (ja) | 1983-11-30 | 1983-11-30 | 可飽和変流器の飽和を利用して自励発振するトランジスタｄｃ―ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6093494U (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55178285U (ja) * | 1979-06-11 | 1980-12-20 |
-
1983
- 1983-11-30 JP JP18378183U patent/JPS6093494U/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6093494U (ja) | 1985-06-26 |
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