JPH047669Y2 - - Google Patents
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- JPH047669Y2 JPH047669Y2 JP12581185U JP12581185U JPH047669Y2 JP H047669 Y2 JPH047669 Y2 JP H047669Y2 JP 12581185 U JP12581185 U JP 12581185U JP 12581185 U JP12581185 U JP 12581185U JP H047669 Y2 JPH047669 Y2 JP H047669Y2
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- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 20
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 14
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 8
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 5
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- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 2
- 230000001151 other effect Effects 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
［考案の技術分野］
本考案は直流電圧を入力し、所望の直流電圧を
得る、所謂自励式DC−DCコンバータに関するも
のである。
得る、所謂自励式DC−DCコンバータに関するも
のである。
［考案の技術的背景とその問題点］
従来のフライバツク型定電圧出力DC−DCコン
バータの回路構成を第６図に示す。同図において
Vinは直流入力電圧であり、Voは直流出力電圧
であり、Ｔは第１の巻線N1、第２の巻線N2を有
する変圧器であり、Q1は発振用トランジスタ
（以下単に「Q1」とも称する）、CNTは発振・制
御回路、Ａは誤差アンプ、Ｅは基準電圧、D1は
整流用のダイオード、C1は平滑用のコンデンサ
である。
バータの回路構成を第６図に示す。同図において
Vinは直流入力電圧であり、Voは直流出力電圧
であり、Ｔは第１の巻線N1、第２の巻線N2を有
する変圧器であり、Q1は発振用トランジスタ
（以下単に「Q1」とも称する）、CNTは発振・制
御回路、Ａは誤差アンプ、Ｅは基準電圧、D1は
整流用のダイオード、C1は平滑用のコンデンサ
である。
上記構成のDC−DCコンバータはいわゆる他励
式DC−DCコンバータであり、、このコレクタ電
圧波形は第８図ａに示す波形となる。第８図ａに
おいて、t1は発振用トランジスタQ1がONでダイ
オードD1がOFFのときであり、t2はQ1がOFFと
なりフライバツクが発生し、ダイオードD1がON
のときであり、t3はQ1、ダイオードD1ともに
OFFのときである。
式DC−DCコンバータであり、、このコレクタ電
圧波形は第８図ａに示す波形となる。第８図ａに
おいて、t1は発振用トランジスタQ1がONでダイ
オードD1がOFFのときであり、t2はQ1がOFFと
なりフライバツクが発生し、ダイオードD1がON
のときであり、t3はQ1、ダイオードD1ともに
OFFのときである。
また、t1とt2との関係は、
t2／t1＝K1Vin／Vo …(1)
となる。（ただし、K1はN1とN2との巻線比で決
まる比例定数である。） また出力電圧Po（＝Vo・Iout）は、 Po＝K2t1 2／t1＋t2＋t1 …(2) となる。（ただし、K2はVin、N1のインダクタン
ス等で決まる比例定数である。） 次に、第７図を参照して自励式DC−DCコンバ
ータについて説明する。第７図において第６図と
同一の機能を有するものについては、同一の符号
を付して、その詳細な説明を省略する。自励発振
回路は、変圧器Ｔに設けた第３の巻線N3と、コ
ンデンサC2と、抵抗R2とからなる。制御回路は
制御回路用トランジスタQ2（以下単に「Q2」とも
称する）と、ツエナーダイオードＺと、抵抗R3
とからなる。またR1はQ1の起動用抵抗である。
まる比例定数である。） また出力電圧Po（＝Vo・Iout）は、 Po＝K2t1 2／t1＋t2＋t1 …(2) となる。（ただし、K2はVin、N1のインダクタン
ス等で決まる比例定数である。） 次に、第７図を参照して自励式DC−DCコンバ
ータについて説明する。第７図において第６図と
同一の機能を有するものについては、同一の符号
を付して、その詳細な説明を省略する。自励発振
回路は、変圧器Ｔに設けた第３の巻線N3と、コ
ンデンサC2と、抵抗R2とからなる。制御回路は
制御回路用トランジスタQ2（以下単に「Q2」とも
称する）と、ツエナーダイオードＺと、抵抗R3
とからなる。またR1はQ1の起動用抵抗である。
次に、以上構成の作用について説明する。入力
電圧Vinが印加され、起動抵抗R1を介して発振用
トランジスタQ1のベースに電流が流れると、発
振用トランジスタQ1がオンし、第１の巻線N1に
電流が流れ始める。これにより、第３の巻線N3
に電圧が誘起され、抵抗R2、コンデンサC2を介
してベースに電流が流れこみ、Q1のオンはさら
に進みコレクタ電流は増えつづける。しかし、コ
ンデンサC2を介してQ1のベースに供給される電
流は、コンデンサC1が充電されるとともに減少
していき、ついにはQ1のONを充分に保つための
ベース電流を確保できなくなる。これによりQ1
のコレクタ電流の増加が進まなくなり、正帰還が
かかつているため第３の巻線に誘起される電圧は
急激に減少しさらには反転し、Q1をOFF状態に
もちこむ。
電圧Vinが印加され、起動抵抗R1を介して発振用
トランジスタQ1のベースに電流が流れると、発
振用トランジスタQ1がオンし、第１の巻線N1に
電流が流れ始める。これにより、第３の巻線N3
に電圧が誘起され、抵抗R2、コンデンサC2を介
してベースに電流が流れこみ、Q1のオンはさら
に進みコレクタ電流は増えつづける。しかし、コ
ンデンサC2を介してQ1のベースに供給される電
流は、コンデンサC1が充電されるとともに減少
していき、ついにはQ1のONを充分に保つための
ベース電流を確保できなくなる。これによりQ1
のコレクタ電流の増加が進まなくなり、正帰還が
かかつているため第３の巻線に誘起される電圧は
急激に減少しさらには反転し、Q1をOFF状態に
もちこむ。
その直後、これまでにトランスに蓄えられたエ
ネルギーはフライバツク電圧とし、２次側に供給
されるのと同時に、第３の巻線には、Q1をOFF
するための電圧を発生させる。トランスにたくわ
えられたエネルギーが放出しきると、上記のQ1
をOFFするための電圧の発生もなくなり、R1に
よる再起動と、ベース巻線の正帰還作用により
Q1は急激にONとなる。
ネルギーはフライバツク電圧とし、２次側に供給
されるのと同時に、第３の巻線には、Q1をOFF
するための電圧を発生させる。トランスにたくわ
えられたエネルギーが放出しきると、上記のQ1
をOFFするための電圧の発生もなくなり、R1に
よる再起動と、ベース巻線の正帰還作用により
Q1は急激にONとなる。
このようにして、Q1のON−OFFの動作が連続
して行われる。そして、第２の巻線N2に誘起さ
れた電圧が整流平滑回路２により整流平滑される
ことにより出力電圧Voがえられる。
して行われる。そして、第２の巻線N2に誘起さ
れた電圧が整流平滑回路２により整流平滑される
ことにより出力電圧Voがえられる。
今、出力電圧Voが大きくなると、Q2のベース
に流れる電流が大きくなる。この時、電源電圧か
ら抵抗R1を介してQ1のベースに流れる電流及び
第３の巻線N3から抵抗R2、コンデンサC2を介し
てQ1のベースに流れる電流は、制御用トランジ
スタQ2に分流されるので、Q1のベースに流れ込
む電流は減少する。よつて、Q1がONした時に第
１の巻線N1に流れる電流は短時間で増加が進ま
なくなり、早期にOFF状態に遷移し、変圧器Ｔ
に蓄えられるエネルギーが減じられ、この結果、
第２の巻線により得られる出力電圧Voは低下す
る。
に流れる電流が大きくなる。この時、電源電圧か
ら抵抗R1を介してQ1のベースに流れる電流及び
第３の巻線N3から抵抗R2、コンデンサC2を介し
てQ1のベースに流れる電流は、制御用トランジ
スタQ2に分流されるので、Q1のベースに流れ込
む電流は減少する。よつて、Q1がONした時に第
１の巻線N1に流れる電流は短時間で増加が進ま
なくなり、早期にOFF状態に遷移し、変圧器Ｔ
に蓄えられるエネルギーが減じられ、この結果、
第２の巻線により得られる出力電圧Voは低下す
る。
このように出力電圧Voの変化に応じてQ1をフ
イードバツク制御することにより、所望の出力電
圧Voが得られる（定電圧制御）。
イードバツク制御することにより、所望の出力電
圧Voが得られる（定電圧制御）。
しかし、上記第７図に示す従来の自励式DC−
DCコンバータにおいては、コンデンサC2の充電
が完了しQ1のベース電流が流れなくなることで
Q1はOFFし、第３の巻線N3に誘起する電圧は反
転する。次に前述の如くリンキング動作で再び第
３の巻線に誘起する電圧が反転すると、Q1はた
だちにON状態となるため第８図ａに示すt3の時
間は零となり、前記構成の自励式DC−DCコンバ
ータにおけるコレクタ電圧波形は第８図ｂに示す
波形となる。第８図においてt1はQ1がON状態
で、D1がOFF状態のときであり、t2はQ1がOFF
状態でD1がON状態のときである。
DCコンバータにおいては、コンデンサC2の充電
が完了しQ1のベース電流が流れなくなることで
Q1はOFFし、第３の巻線N3に誘起する電圧は反
転する。次に前述の如くリンキング動作で再び第
３の巻線に誘起する電圧が反転すると、Q1はた
だちにON状態となるため第８図ａに示すt3の時
間は零となり、前記構成の自励式DC−DCコンバ
ータにおけるコレクタ電圧波形は第８図ｂに示す
波形となる。第８図においてt1はQ1がON状態
で、D1がOFF状態のときであり、t2はQ1がOFF
状態でD1がON状態のときである。
また、この場合t1とt2との関係は前述の式(1)と
同じであるが、出力電圧Poは他励式DC−DCコ
ンバータにおける前記第８図ａの波形のt3＝０と
した場合と等価（つまりt3の期間が存在しない）
であるため Po＝K2t1 2／t1＋t2＝K′2t1 …(3) となる。（ただし、K′2は比例定数である。） この第(3)式は、出力電圧（定電圧出力であるか
ら、言いかえれば出力電流）が1/10に減少した場
合には、t1もそれに比例して1/10に減少すること
を示している。またこれにより発振周波数は10倍
になることになる。このため、第７図に示す従来
の自励式DC−DCコンバータには、出力電力が小
さいとき、つまり軽負荷時には以下に述べる欠点
があつた。
同じであるが、出力電圧Poは他励式DC−DCコ
ンバータにおける前記第８図ａの波形のt3＝０と
した場合と等価（つまりt3の期間が存在しない）
であるため Po＝K2t1 2／t1＋t2＝K′2t1 …(3) となる。（ただし、K′2は比例定数である。） この第(3)式は、出力電圧（定電圧出力であるか
ら、言いかえれば出力電流）が1/10に減少した場
合には、t1もそれに比例して1/10に減少すること
を示している。またこれにより発振周波数は10倍
になることになる。このため、第７図に示す従来
の自励式DC−DCコンバータには、出力電力が小
さいとき、つまり軽負荷時には以下に述べる欠点
があつた。
すなわち、第７図に示す従来の自励式DC−DC
コンバータは、第６図の他励式コンバータにおけ
るt3の期間がないので、t1の長さに依存すること
になり、軽負荷時にQ1のON時間が短くなり周波
数が高くなるので、軽負荷時の動作の安定性を得
ることが非常に困難であつた。軽負荷時に安定し
た動作を得るには、Q1のスイツチングスピード
を含め、回路全体の周波数特性が高い周波数で対
応できるものでなければならない。しかしかかる
高い周波数に対応できる回路とするには、コスト
がアツプするだけでなく、仮りにこのような回路
が得られたとしても、その高い周波数のために
EMIノイズの問題が生ずる。
コンバータは、第６図の他励式コンバータにおけ
るt3の期間がないので、t1の長さに依存すること
になり、軽負荷時にQ1のON時間が短くなり周波
数が高くなるので、軽負荷時の動作の安定性を得
ることが非常に困難であつた。軽負荷時に安定し
た動作を得るには、Q1のスイツチングスピード
を含め、回路全体の周波数特性が高い周波数で対
応できるものでなければならない。しかしかかる
高い周波数に対応できる回路とするには、コスト
がアツプするだけでなく、仮りにこのような回路
が得られたとしても、その高い周波数のために
EMIノイズの問題が生ずる。
［考案の目的］
本考案は上記事情に鑑みてなされたものであ
り、自励式DC−DCコンバータでありながら軽負
荷時においても周波数変動を抑えて安定した動作
を得ることができ、しかも安価なDC−DCコンバ
ータの提供を目的とする。
り、自励式DC−DCコンバータでありながら軽負
荷時においても周波数変動を抑えて安定した動作
を得ることができ、しかも安価なDC−DCコンバ
ータの提供を目的とする。
［考案の概要］
上記目的を達成するために本考案の概要は、第
１、第２、第３の巻線を有する変圧器と、この変
圧器の第１の巻線を介して入力に接続した発振用
トランジスタと、前記第２の巻線に生ずる電圧に
より前記発振用トランジスタをON・OFFするス
イツチング回路と、前記発振用トランジスタの
OFF動作時に前記第３の巻線からフライバツク
出力電圧を得ると共に、この出力電圧に応じて前
記発振用トランジスタを制御することにより出力
電圧を一定に保つ制御回路とを有する自励式DC
−DCコンバータにおいて、前記発振用トランジ
スタのベースと接地端子間にトランジスタを設
け、このトランジスタのバイアス電圧を前記変圧
器の巻線からダイオードを介して得るように接続
したことを特徴とするものである。
１、第２、第３の巻線を有する変圧器と、この変
圧器の第１の巻線を介して入力に接続した発振用
トランジスタと、前記第２の巻線に生ずる電圧に
より前記発振用トランジスタをON・OFFするス
イツチング回路と、前記発振用トランジスタの
OFF動作時に前記第３の巻線からフライバツク
出力電圧を得ると共に、この出力電圧に応じて前
記発振用トランジスタを制御することにより出力
電圧を一定に保つ制御回路とを有する自励式DC
−DCコンバータにおいて、前記発振用トランジ
スタのベースと接地端子間にトランジスタを設
け、このトランジスタのバイアス電圧を前記変圧
器の巻線からダイオードを介して得るように接続
したことを特徴とするものである。
［考案の実施例］
以下、本考案の実施例について図面を参照しな
がら説明する。
がら説明する。
第１図は、本考案であるDC−DCコンバータの
第１の実施例を示す回路図である。尚、第１図に
おいて従来のDC−DCコンバータと同一機能を有
するものには同一の符号を付すことにより、その
詳細な説明を省略することとする。
第１の実施例を示す回路図である。尚、第１図に
おいて従来のDC−DCコンバータと同一機能を有
するものには同一の符号を付すことにより、その
詳細な説明を省略することとする。
第１図に示すDC−DCコンバータが従来のDC
−DCコンバータと異なるのは、発振用トランジ
スタのベースにこの発振用トランジスタのターン
オンを遅延させる回路を設けた点である。このタ
ーンオン遅延回路は変圧器Ｔに設けた第４の巻線
N4と、この第４の巻線に一端を接続したダイオ
ードDaと、Q1のベースにコレクタを、Q1のエミ
ツタにエミツタを接続したトランジスタQaと、
分圧用抵抗Ra，Rbとから成る。第４の巻線N4の
極性はフライバツク発生時（つまり、発振用トラ
ンジスタQ1がオフになつた時）t2にダイオード
Da及びトランジスタQaがONするようになつて
おり、また第４の巻線N4の巻数、分圧用抵抗
Ra，Rbの値はトランジスタQaがONしたとき
に、そのトランジスタQaが飽和するように設定
してある。尚、トランジスタQ2は従来例で説明
したように自励式コンバータに必須の制御用トラ
ンジスタであり迅速な制御動作を行なわせるため
リニア領域で動作するように設定されている（飽
和領域ではない）。
−DCコンバータと異なるのは、発振用トランジ
スタのベースにこの発振用トランジスタのターン
オンを遅延させる回路を設けた点である。このタ
ーンオン遅延回路は変圧器Ｔに設けた第４の巻線
N4と、この第４の巻線に一端を接続したダイオ
ードDaと、Q1のベースにコレクタを、Q1のエミ
ツタにエミツタを接続したトランジスタQaと、
分圧用抵抗Ra，Rbとから成る。第４の巻線N4の
極性はフライバツク発生時（つまり、発振用トラ
ンジスタQ1がオフになつた時）t2にダイオード
Da及びトランジスタQaがONするようになつて
おり、また第４の巻線N4の巻数、分圧用抵抗
Ra，Rbの値はトランジスタQaがONしたとき
に、そのトランジスタQaが飽和するように設定
してある。尚、トランジスタQ2は従来例で説明
したように自励式コンバータに必須の制御用トラ
ンジスタであり迅速な制御動作を行なわせるため
リニア領域で動作するように設定されている（飽
和領域ではない）。
次に、このように構成したDC−DCコンバータ
の作用について説明する。
の作用について説明する。
今、Q1が発振を開始してそのオフ時点でフラ
イバツクが発生し、そのフライバツクが終了した
時点を考える。この時点では前述の如く第２の制
御回路を除く他の回路はQ1がただちにONする方
向に動こうとしている。しかしフライバツク発生
時に飽和状態となりON状態となつていたトラン
ジスタQaは、フライバツクが終了し、ベース電
流の供給が無くなつた後も、余剰キヤリアがある
ためすぐにOFF状態とはならず、余剰キヤリア
が消滅するまでON状態がしばらく継続する。こ
の余剰キヤリアが消滅するまでの間、トランジス
タQaはON状態を維持するので、Q1はベースと
エミツタが短絡された状態となつている。このた
め、Q1はフライバツクが終了時、ただちにON状
態となることはできず、暫時OFF状態が継続す
る。この状態はまさしく前述の第８図ａにおける
t3の状態である。またこの余剰キヤリアが消滅す
るまでの時間はトランジスタQa及び分圧用抵抗
Ra，Rbを変えることにより、調整可能である。
ダイオードDaは余剰キヤリアが分圧用抵抗Ra、
第４の巻線N4を介して必要以上に速く引き抜か
れてしまうのを阻止するためのものである。そし
て、余剰キヤリアが消滅して、トランジスタQa
がOFF状態となると、起動抵抗R1及び第３の巻
線N3からの正帰還によりQ1は急速にON状態と
なる。以後上記の動作をくり返すことになる。
イバツクが発生し、そのフライバツクが終了した
時点を考える。この時点では前述の如く第２の制
御回路を除く他の回路はQ1がただちにONする方
向に動こうとしている。しかしフライバツク発生
時に飽和状態となりON状態となつていたトラン
ジスタQaは、フライバツクが終了し、ベース電
流の供給が無くなつた後も、余剰キヤリアがある
ためすぐにOFF状態とはならず、余剰キヤリア
が消滅するまでON状態がしばらく継続する。こ
の余剰キヤリアが消滅するまでの間、トランジス
タQaはON状態を維持するので、Q1はベースと
エミツタが短絡された状態となつている。このた
め、Q1はフライバツクが終了時、ただちにON状
態となることはできず、暫時OFF状態が継続す
る。この状態はまさしく前述の第８図ａにおける
t3の状態である。またこの余剰キヤリアが消滅す
るまでの時間はトランジスタQa及び分圧用抵抗
Ra，Rbを変えることにより、調整可能である。
ダイオードDaは余剰キヤリアが分圧用抵抗Ra、
第４の巻線N4を介して必要以上に速く引き抜か
れてしまうのを阻止するためのものである。そし
て、余剰キヤリアが消滅して、トランジスタQa
がOFF状態となると、起動抵抗R1及び第３の巻
線N3からの正帰還によりQ1は急速にON状態と
なる。以後上記の動作をくり返すことになる。
このように上記構成によれば、ターンオン遅延
回路により、Q1のコレクタ電圧波形において、
第８図ａに示したt3の状態を暫時確保することが
できるので、軽負荷時においても周波数が高くな
ることはなく、したがつて軽負荷時も動作の安定
したDC−DCコンバータとなる。またQ1のスイ
ツチングスピードを含め、回路全体の周波数特性
を高い周波数に対応したものに比較して、安価で
ありまたEMIノイズが生ずることもない。
回路により、Q1のコレクタ電圧波形において、
第８図ａに示したt3の状態を暫時確保することが
できるので、軽負荷時においても周波数が高くな
ることはなく、したがつて軽負荷時も動作の安定
したDC−DCコンバータとなる。またQ1のスイ
ツチングスピードを含め、回路全体の周波数特性
を高い周波数に対応したものに比較して、安価で
ありまたEMIノイズが生ずることもない。
第２図は本考案であるDC−DCコンバータの第
２の実施例を示す回路図である。第２の実施例が
第１の実施例と異なるのは、第１の実施例の変圧
器Ｔに設けた第４の巻線N4の代りに、第２の巻
線N2を利用し、その出力をダイオードDaを介し
てバイアス用とした点である。これにより第１の
実施例よりも安価で構造が簡単なDC−DCコンバ
ータとすることができる。他の作用効果は第１の
実施例と同様である。
２の実施例を示す回路図である。第２の実施例が
第１の実施例と異なるのは、第１の実施例の変圧
器Ｔに設けた第４の巻線N4の代りに、第２の巻
線N2を利用し、その出力をダイオードDaを介し
てバイアス用とした点である。これにより第１の
実施例よりも安価で構造が簡単なDC−DCコンバ
ータとすることができる。他の作用効果は第１の
実施例と同様である。
第３図は本考案であるDC−DCコンバータの第
３の実施例を示す回路図である。第３の実施例が
第１の実施例と異なるのは、トランジスタQaの
バイアス回路部にバツフアを設けた点にある。こ
のバツフアは変圧器Ｔの第１の巻線N1に巻き足
して設けたN1aと、ダイオードDbと、分圧用抵抗
Rc，Rdと、トランジスタQb，Qaの起動用抵抗
Raとから成る。これによりターンオン遅延回路
を接続したことによる他の回路への影響を防ぎ、
安定した発振を行うことができる。その他の作
用、効果は第１の実施例と同様である。
３の実施例を示す回路図である。第３の実施例が
第１の実施例と異なるのは、トランジスタQaの
バイアス回路部にバツフアを設けた点にある。こ
のバツフアは変圧器Ｔの第１の巻線N1に巻き足
して設けたN1aと、ダイオードDbと、分圧用抵抗
Rc，Rdと、トランジスタQb，Qaの起動用抵抗
Raとから成る。これによりターンオン遅延回路
を接続したことによる他の回路への影響を防ぎ、
安定した発振を行うことができる。その他の作
用、効果は第１の実施例と同様である。
第４図は本考案であるDC−DCコンバータの第
４の実施例を示す回路図である。第４の実施例が
第１の実施例と異なるのは、ターンオン遅延回路
のトランジスタQaの代りに制御回路に使用して
いるトランジスタQ2を共用し、第２の巻線N2の
出力点と、ツエナーダイオードＺとトランジスタ
Q2のベースの接続点の間にダイオードDaと抵抗
Raを直列接続した点である。これにより使用す
るトランジスタの数が少なくてすむので、第１の
実施例よりも安価なDC−DCコンバータとするこ
とができる。他の作用、効果は第１の実施例と同
様である。
４の実施例を示す回路図である。第４の実施例が
第１の実施例と異なるのは、ターンオン遅延回路
のトランジスタQaの代りに制御回路に使用して
いるトランジスタQ2を共用し、第２の巻線N2の
出力点と、ツエナーダイオードＺとトランジスタ
Q2のベースの接続点の間にダイオードDaと抵抗
Raを直列接続した点である。これにより使用す
るトランジスタの数が少なくてすむので、第１の
実施例よりも安価なDC−DCコンバータとするこ
とができる。他の作用、効果は第１の実施例と同
様である。
尚、本考案の前述の実施例に限定されるもので
はなく、たとえば第５図に示す如くQaはNPN型
トランジスタだけでなくPNP型トランジスタと
することも可能である。
はなく、たとえば第５図に示す如くQaはNPN型
トランジスタだけでなくPNP型トランジスタと
することも可能である。
［考案の効果］
以上説明したように本考案によれば、軽負荷時
においても動作の安定性が高く、しかも安価な自
励式DC−DCコンバータを提供することができ
る。
においても動作の安定性が高く、しかも安価な自
励式DC−DCコンバータを提供することができ
る。
第１図は本考案に係る自励式DC−DCコンバー
タの第１の実施例を示す回路図であり、第２図は
同様に第２の実施例を示す回路図であり、第３図
は同様に第３の実施例を示す回路図であり、第４
図は同様に第４の実施例を示す回路図であり、第
５図は第５の実施例を示す回路図であり、第６図
は従来の他励式DC−DCコンバータの構成を示す
回路図であり、第７図は従来の自励式DC−DCコ
ンバータの構成を示す回路図であり、第８図ａ、
同図ｂは従来のDC−DCコンバータにおける発振
用トランジスタのコレクタ電圧波形を示す図であ
る。 Ｔ……変圧器、N1……第１の巻線、N2……第
２の巻線、N3……第３の巻線、N4……第４の巻
線、Vin……直流入力電圧、Vo……直流出力電
圧、Q1……発振用トランジスタ、Q2……制御回
路用トランジスタ、Qa……ターンオン遅延用ト
ランジスタ、Qb……バツフアー用トランジスタ、
R1，R2，R3，R4，Ra，Rb，Rc，Rd……抵抗、
C1，C2，C3……コンデンサ、D1，Da，Db……ダ
イオード、Ｚ……ツエナー・ダイオード。
タの第１の実施例を示す回路図であり、第２図は
同様に第２の実施例を示す回路図であり、第３図
は同様に第３の実施例を示す回路図であり、第４
図は同様に第４の実施例を示す回路図であり、第
５図は第５の実施例を示す回路図であり、第６図
は従来の他励式DC−DCコンバータの構成を示す
回路図であり、第７図は従来の自励式DC−DCコ
ンバータの構成を示す回路図であり、第８図ａ、
同図ｂは従来のDC−DCコンバータにおける発振
用トランジスタのコレクタ電圧波形を示す図であ
る。 Ｔ……変圧器、N1……第１の巻線、N2……第
２の巻線、N3……第３の巻線、N4……第４の巻
線、Vin……直流入力電圧、Vo……直流出力電
圧、Q1……発振用トランジスタ、Q2……制御回
路用トランジスタ、Qa……ターンオン遅延用ト
ランジスタ、Qb……バツフアー用トランジスタ、
R1，R2，R3，R4，Ra，Rb，Rc，Rd……抵抗、
C1，C2，C3……コンデンサ、D1，Da，Db……ダ
イオード、Ｚ……ツエナー・ダイオード。
Claims (1)
- 第１、第２、第３の巻線を有する変圧器と、こ
の変圧器の第１の巻線を介して入力に接続した発
振用トランジスタと、前記第２の巻線に生ずる電
圧により前記発振用トランジスタをON・OFFす
るスイツチング回路と、前記発振用トランジスタ
のOFF動作時に前記第３の巻線からフライバツ
ク出力電圧を得ると共に、この出力電圧に応じて
前記発振用トランジスタを制御することにより出
力電圧を一定に保つ制御回路とを有する自励式
DC−DCコンバータにおいて、前記発振用トラン
ジスタのベースと接地端子間にトランジスタを設
け、このトランジスタのバイアス電圧を前記変圧
器の巻線からダイオードを介して得るように接続
したことを特徴とする自励式DC−DCコンバー
タ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12581185U JPH047669Y2 (ja) | 1985-08-16 | 1985-08-16 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12581185U JPH047669Y2 (ja) | 1985-08-16 | 1985-08-16 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6233687U JPS6233687U (ja) | 1987-02-27 |
| JPH047669Y2 true JPH047669Y2 (ja) | 1992-02-27 |
Family
ID=31019032
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12581185U Expired JPH047669Y2 (ja) | 1985-08-16 | 1985-08-16 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH047669Y2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0628512B2 (ja) * | 1987-09-22 | 1994-04-13 | 株式会社村田製作所 | フライバック方式リンギングチョークコンバータ |
| JPH01128507U (ja) * | 1988-02-24 | 1989-09-01 |
-
1985
- 1985-08-16 JP JP12581185U patent/JPH047669Y2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6233687U (ja) | 1987-02-27 |
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