JPH0297227A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は電源装置、特に、少なくとも低周波の正弦波成
分を含む電源信号を負荷に給電する電源装置に関するも
のである。

［従来の技術］ 従来より、電子写真方式のプリンタ、複写機など各種の
画像形成装置が知られている。この種の装置では、帯電
工程、現像工程などに、直流、交流、あるいは交直重畳
の高電圧が必要である。

特にこの種の装置の正弦波の交流高圧電源として、従来
では高圧のコンバータトランスを用いて一次側入力の正
弦波を昇圧する方式のもの、あるいはリーケージトラン
スの一次側を矩形波で駆動して二次側の共振回路で正弦
波高圧を得るもの、また、コンバータトランスの一次側
を矩形波で駆動して、二次側に共振回路を設けて正弦波
高圧を得る方式などが用いられてきた。また、安定化を
行なう場合には、出力正弦波成分の振幅を安定化するも
のが一般的であった。

［発明が解決しようとする課題］ 画像形成用の種々のプロセス条件から、現像、帯電７Ｉ
Ｉ程に用いられる交流高圧電源の周波数は１００Ｈｚ〜
１ｋＨｚの範囲で使用されるが、最近ではオフィスでの
使用を考え低騒音化を図るため１００Ｈｚ付近の周波数
を使用し、トランスや帯電ワイヤの騒音を低下させるこ
とが考えられている。

このような技術思想は、一般的な直流高圧電源が高効率
化、小型化を目的として２０ｋＨｚ以」−５最近はパワ
ーＭＯ３−ＦＥＴの一般化に伴って２００ｋＨｚ〜Ｉ　
Ｍ　Ｈｚの高周波でコンバータトランスな駆動するよう
になりつつあるのに対して対照的であり、低騒音化を第
１に考えると、通常の高圧電源に比して大型で重い低周
波用のトランスを使用せざるを得ないという問題があっ
た。

また、低周波トランスは負荷インピーダンスの変動によ
る負荷電流の変動が大きく、環境変動に対して安定した
給電を行なうのは困難であった。

本発明の課題は、以上の問題を解決し、低周波の高圧交
流を使用する電源装置において、大型で重い低周波用の
トランスを使用せず、小型軽量な高周波トランスを使用
し、ノイズ対策が容易で信頼性の高い電源装置を提供す
ることにある。

［課題を解決するための手段］ 以上の課題を解決するために、本発明においては、少な
くとも低周波の正弦波成分を含む電源信号を負荷に給電
する電源装置において、高周波駆動可能な変圧器と、こ
の変圧器の２次側の出力を整流する整流器と、前記変圧
器の１次側を２次側の前記整流器の整流出力電圧と基準
電圧との誤差信号に応じた条件で高周波スイッチングす
る手段と、前記基準電圧として正弦波信号を入力する発
振器と、前記整流出力電圧と前記正弦波信号の誤差信号
に応じた条件で前記整流器の出力端と接地電位間の導通
度を制御する手段と、負荷に供給される負荷電流を検出
しこの負荷電流検出値に応じて前記正弦波信号の振幅を
調節し負荷電流を安定化する手段を設けた構成を採用し
た。

［作　用］ 以」二の構成によれば、２次側の整流出力電圧と、基準
電圧としての正弦波信号の誤差に応じて変圧器の１次側
のスイッチングを制御することで、低周波トランスを用
いることなく正弦波の出力信号を形成でき、また、負荷
インピーダンスの変動についても安定した給電を行なう
ことができる。しかも整流出力電圧と前記正弦波信号の
誤差信号に応じた条件で前記整流器の出力端と接地電位
間の導通度を制御することにより、負荷容量の影響によ
り波形が歪むのを防止できる。

［実施例］ 以下、図面に示す実施例に基づき、本発明の詳細な説明
する。

第１図は本発明の実施例を、第２図は装置各部の電圧波
形をそれぞれ示している。

図において符号ＴＩは５０ｋＨｚ前後で励振できる高周
波コンバータトランスである。昇圧トランスＴ１の一次
巻線の一端には低圧の直波電源電圧Ｖｃｃが接続され、
他端〜接地電位の間はトランジスタＱ１のコレフタルエ
ミッタによりスイッチングされる。昇圧トランスＴ１は
、低周波トランスではなく、高周波トランスから構成さ
れる。

トランジスタＱ１のベースはＰＷＭ　（パルス幅変調）
回路５により駆動される。ＰＷＭ回路５は可変デユーテ
ィ比のパルスを出力するもので、トランジスタＱｌのス
イッチングを制御する。ＰＷＭ回路５には後述のフィー
ドバック系を介して出力安定化のための制御信号が入力
される。

昇圧トランスＴＩの２次巻線には、フライバックモード
で動作するようにダイオードＤＩが接続されており、整
流出力は抵抗Ｒ１、およびコンデンサＣ１、抵抗Ｒ４か
らなるフィルタ回路を介して端子Ｐ１から負荷（たとえ
ば帯電器などの容量負荷）に給電されるよう結線が行な
われている。

ただし、抵抗Ｒ１と、コンデンサＣ１および抵抗Ｒ４の
フィルタの接続点には、エミッタを接地されたトランジ
スタＱ２のコレクタが接続されている。このトランジス
タＱ２はＰＷＭ回路４により駆動される。なお、上記の
ＰＷＭ回路４．５は５０ｋＨｚの周波数を有する。

また、トランジスタＱ２のコレフタルエミッタの電圧（
出力電圧）は、分圧回路Ｒ２、Ｒ３で分圧される。この
分圧出力は、誤差増幅器２．３の＋、−人力にそれぞれ
入力される。誤差増幅器２．３の他方の一１十入力には
、それぞれ正弦波発振回路ｌの出力が入力されている。

誤差増幅器の出力は、それぞれＰＷＭ回路４．５に入力
され、ＰＷＭ回路４．５の出力パルスのデユーティ比を
制御するように作用する。

次に第１図の回路の動作を説明する。

第１図の回路は基本的に、誤差増幅器３に出力電圧制御
の基準信号として正弦波を与え、ＰＷＭ回路５を介して
スイッチングを調節し、出力信号を正弦波波形に制御す
るものである。

すなわち、第１図において、負荷が純抵抗で容量成分を
持っていなければ、正弦波発振回路１の出力（約１００
Ｈｚ：第２図（Ａ））と抵抗Ｒ２、Ｒ３の出力電圧検出
値を誤差増幅器３により比較し、その誤差信号（第２図
（Ｅ））に応じてＰＷＭ回路５のパルス幅を制御する（
第２図（Ｃ））と、トランジスタＱ２がなくても第２図
（Ｂ）に破線で示すような正弦波波形を負荷に給電でき
るはずである。

ところが、負荷の容量成分があり、トランジスタＱ２の
制御を行なわない場合には、第２図（Ｂ）の実線に示す
ように、ダイオードＤ１の整流出力は負荷容量への蓄積
電荷の放電が遅いために（早くすると、著しくパワーロ
スが増す）立ち下がることができず、波形が歪むと同時
に振幅が著しく減少する。

ところが、第１図のようにトランジスタＱ２を設け、抵
抗Ｒ２、Ｒ３による検出電圧と正弦波発振回路１の出力
を誤差増幅器２で比較して得た誤差信号（第２図（Ｆ）
）により第２図（Ｄ）に示すようにＰＷＭ回路４の出力
パルスを制御し、このパルスによりトランジスタＱ２を
駆動することにより、トランジスタＱ２は負荷に充電さ
れた余分の電荷を強制的に放電させるため、出力波形を
基準信号として与えられた正弦波の所定倍に忠実に一致
させることができる。

従って、以上の実施例によれば、確実に負荷に正弦波波
形を持つ電源信号を入力することができる。

また、正弦波への出力制御は、昇圧トランスＴ１の１次
側へのフィードバックにより行なっているため、昇圧ト
ランスＴ１の駆動そのものは高周波駆動でよく、従来の
ように大きく重い低周波トランスを必要としない。さら
に、高周波トランスを用いることで、ノイズ対策が容易
になること、また、負荷変動に対してより安定した給電
を行なうことができるという利点もある。

第３図以降に第１図の基本構成の変形例を示す。以下の
説明では、第１図と同じ、または相当する構成には同一
符号を付し、その詳細な説明は省略する。

第３図は、負荷電流を検出してこれを安定化する場合の
構成を示している。

第３図では、コンデンサｃ１、抵抗Ｒ４の接続点および
端子ＰＬの間にパルストランス８の１次巻線を接続して
いる。パルストランス８社の２次側の出力はダイオード
Ｄ２、コンデンサｃ２により整流、平滑され、抵抗Ｒ５
の両端に加えられる。抵抗Ｒ５の端子電圧は、端子Ｐ１
がら供給される負荷電流に比例した電圧となり、この検
出信号は誤差増幅器６の一入力端子に印加され、端子Ｐ
２に所望の負荷電流に相当する基準電圧と比較される。

誤差増幅器６の出力する誤差信号は誤差増幅器７を介し
て正弦波発振回路１の誤差増幅器２．３に供給される正
弦波信号の振幅を制御する。

すなわち、正弦波発振回路ｌの出力は抵抗Ｒ１０、Ｒ１
１で所定比に減衰された後、誤差増幅器７の非反転久方
端子に加えられる。誤差増幅器７の反転入力端子と接地
間には、抵抗Ｒ９を介してＦＥＴＱ３が接続されており
、トランジスタ。

３のゲートに前記誤差増幅器６の出力が抵抗Ｒ６とＲ７
で所定比に分圧された後印加されている。

この誤差増幅器６の出方に応じてトランジスタ。

３のドレイン−ソース間抵抗が変化して、誤差増幅器７
の出力である正弦波の振幅が制御される。

以」−の構成によれば、端子Ｐ２から入力した所望の負
荷電流とパルストランス８を介して検出した負荷電流の
誤差信号に応じて、第１図と同様に構成された誤差増幅
器２．３以降の１次側回路に供給する正弦波の振幅を制
御し、負荷インピーダンスの変動、あるいは電源電圧Ｖ
ｃｃの変動に対して負荷電流を安定化することができる
。

第４図は、第３図の構成を変形したもので、パルストラ
ンス８の２次側の整流ダイオードＤ２に直列に抵抗Ｒ１
３を挿入しである。これにより、抵抗Ｒ１３の値を適当
に選択することによって負荷電流の実効値に近い値を検
出し、実効値に応じた負荷電流安定化を行なうことがで
きる。

第５図はパルストランス８を用いずに負荷電流を検出す
る構成を示している。第５図では昇圧トランスＴ１の２
次側の共通電位側を抵抗Ｒ１２を介して接地電位から浮
かせてあり、負荷電流はこの抵抗Ｒ１２を流れることに
なる。抵抗ＲＬ２の端子電圧は負荷電流に比例した値と
なるので、この検出電圧は誤差増幅器６の一人力に導か
れる。

抵抗Ｒ１２の端子電圧を整流して誤差増幅器６に入力す
れば前述と同様の制御が可能になるが、その場合、ダイ
オード秦による整流回路を用いず、直線検波回路８′を
用いる。これは、抵抗Ｒ１２は抵抗Ｒ２、Ｒ３の分圧に
よる振幅検知に与える誤差を小さくする、またトランジ
スタＱ２の駆動を妨げないようにする目的で低抵抗値に
設定され、検出電圧も低いので、ダイオードの電流、電
圧特性に関する非直線性の影響を避けるためである。

このような構成によっても、パルストランス８を用いる
場合と同様の効果を得ることができる。

［発明の効果］ 以上から明らかなように、本発明によれば、少なくとも
低周波の正弦波成分を含む電源信号を負荷に給電する電
源装置において、高周波駆動可能な変圧器と、この変圧
器の２次側の出力を整流する整流器と、前記変圧器の１
次側を２次側の前記整流器の整流出力電圧と基準電圧と
の誤差信号に応じた条件で高周波スイッチングする手段
と、前記基準電圧として正弦波信号を入力する発振器と
、前記整流出力電圧と前記正弦波信号の誤差信号に応じ
た条件で前記整流器の出力端と接地電位間の導通度を制
御する手段と、負荷に供給される負荷電流を検出しこの
負荷電流検出値に応じて前記正弦波信号の振幅を調節し
負荷電流を安定化する手段を設けた構成を採用している
ので、低周波トランスを用いる必要がなく、装置の小型
軽量化、ノイズ対策が容易であり、しかも整流出力電圧
と前記ｉＥ弦波信号の誤差信号に応じた条件で前記＠流
器の出力端と接地電位間の導通度を制御することにより
、負荷容量の影響により波形が歪むのを防１トでき、さ
らに、負荷変動、電源変動などの外部要因に対して高精
度に負荷電流を安定化できるという優れた効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を採用した電源装置の一実施例を示す回
路図、第２図（Ａ）〜（Ｆ）は第１図の装置の各部の電
力波形を示す波形図、第３図は負荷電流を安定化する実
施例を示す回路図、第４図は負荷電流の実効値に近い成
分を安定化する実施例を示す回路図、第５図はパルスト
ランスを用いずに負荷電流を検出する実施例を示す回路
図である。 １・・・正弦波発振回路 ２．３．６．７・・・誤差増幅器 ４．５・・・ＰＷＭ回路 ８・・・パルストランス ８′・・・直線検波回路 ＴＩ・・・昇圧トランス

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）少なくとも低周波の正弦波成分を含む電源信号を負
   荷に給電する電源装置において、高周波駆動可能な変圧
   器と、 この変圧器の２次側の出力を整流する整流器と、前記変
   圧器の１次側を２次側の前記整流器の整流出力電圧と基
   準電圧との誤差信号に応じた条件で高周波スイッチング
   する手段と、 前記基準電圧として正弦波信号を入力する発振器と、 前記整流出力電圧と前記正弦波信号の誤差信号に応じた
   条件で前記整流器の出力端と接地電位間の導通度を制御
   する手段と、 負荷に供給される負荷電流を検出しこの負荷電流検出値
   に応じて前記正弦波信号の振幅を調節し負荷電流を安定
   化する手段を設けたことを特徴とする電源装置。