JPS62178171A - 高圧電源装置 - Google Patents
高圧電源装置Info
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- JPS62178171A JPS62178171A JP1991586A JP1991586A JPS62178171A JP S62178171 A JPS62178171 A JP S62178171A JP 1991586 A JP1991586 A JP 1991586A JP 1991586 A JP1991586 A JP 1991586A JP S62178171 A JPS62178171 A JP S62178171A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用弁’Ｊｒ］
本発明は、回路構成簡略、小形、かつ低コストの高圧電
源装置に関し、例えば複写機用高圧電源として好適な高
圧電源装置に関する。
源装置に関し、例えば複写機用高圧電源として好適な高
圧電源装置に関する。
［従来の技術〕
従来、出力を安定化させた高圧電源装置として、シリー
ズドロッパ方式およびスイッチングレギュレータ方式の
ものが知られている。
ズドロッパ方式およびスイッチングレギュレータ方式の
ものが知られている。
［解決しようとする問題点］
しかしながら、前者は効率が悪く、発熱大で装置が大型
化してしまうという不都合があった。また、後者は回路
構成が複雑で高価であるという不都合があった。
化してしまうという不都合があった。また、後者は回路
構成が複雑で高価であるという不都合があった。
本発明は、上述の従来形における問題点に鑑みてなされ
たもので、回路構成簡略、小形、かつ低コストの高圧電
源装置を提供することを目的とする。
たもので、回路構成簡略、小形、かつ低コストの高圧電
源装置を提供することを目的とする。
［贋題点を解決するための手段および作用］上記目的を
達成するため、第１の発明では、デジタルインバータに
より非安定マルチバイブレータを構成し、このマルチバ
イブレータの入力信号側または出力に電源電圧ＶＢに応
じた電圧を印加することにより発振周波数およびデユー
ティ比を可変するようにしている。このように構成する
と、電源電圧ｖ８の高・低に応じて発振周波数が昇・降
するとともにデユーティ比が減・増し、この発振出力に
より駆動される昇圧トランスの２次誘起出力が電源電圧
変動に対して安定化される。
達成するため、第１の発明では、デジタルインバータに
より非安定マルチバイブレータを構成し、このマルチバ
イブレータの入力信号側または出力に電源電圧ＶＢに応
じた電圧を印加することにより発振周波数およびデユー
ティ比を可変するようにしている。このように構成する
と、電源電圧ｖ８の高・低に応じて発振周波数が昇・降
するとともにデユーティ比が減・増し、この発振出力に
より駆動される昇圧トランスの２次誘起出力が電源電圧
変動に対して安定化される。
第２の発明では、上記第１の発明に対し、さらに上記昇
圧トランスを介して負荷へ供給される電気量（電圧、電
流、電力等）のうち安定化したい電気量を検出し、この
検出出力で上記非安定マルチバイブレータの動作電ｉ電
圧ＶＣＣを制御することによっても発振周波数およびデ
ユーティ比を可変する。また、第３の発明では、上記検
出出力を、上記電源電圧Ｖａに応じた電圧と併せて上記
非安定マルチバイブレータに印加する。これら第２およ
び第３の発明によれば、負荷へ供給される電気量は、上
記電源電圧Ｖｓの高・低に対して安定化されるとともに
、負荷の変動に対しても安定化される。
圧トランスを介して負荷へ供給される電気量（電圧、電
流、電力等）のうち安定化したい電気量を検出し、この
検出出力で上記非安定マルチバイブレータの動作電ｉ電
圧ＶＣＣを制御することによっても発振周波数およびデ
ユーティ比を可変する。また、第３の発明では、上記検
出出力を、上記電源電圧Ｖａに応じた電圧と併せて上記
非安定マルチバイブレータに印加する。これら第２およ
び第３の発明によれば、負荷へ供給される電気量は、上
記電源電圧Ｖｓの高・低に対して安定化されるとともに
、負荷の変動に対しても安定化される。
［実施例の説明１
以下、図面を用いて本発明の詳細な説明する。
第１図は、本発明の一実施例に係る高圧電源装置の構成
を示す。同図において、Ｂは直流電源（図示せず）の正
側端子で、この直流電源の負側端子は接地しである。１
は非安定（無安定）マルチバイブレータ、２はトランジ
スタ、３は昇任トランス、４は高圧整流回路である。
を示す。同図において、Ｂは直流電源（図示せず）の正
側端子で、この直流電源の負側端子は接地しである。１
は非安定（無安定）マルチバイブレータ、２はトランジ
スタ、３は昇任トランス、４は高圧整流回路である。
マルチバイブレータ１は、縦続接続されたデジタルイン
バータｉｔ、 １２．１３、インバータ１３の出力端（
マルチバイブレーク１の出力端）とインバータ１１の入
力端との間に直列接続された抵抗１４および１５、なら
びにインバータ１２の出力端と抵抗１４および１５の接
続点くマルチバイブレータ１の入力端）との間に接続さ
れたコンデンサ１６等により構成され、可聴周波数より
高い周波数例えば２０〜１００ｋＨ２の高周波出力を発
生する。トランジスタ２は、この高周波出力が抵抗５を
介してベースに供給されて高周波でオン・オフし、昇圧
トランス３の１次巻線３ｐを駆動する。これにより、昇
圧トランス３の２次巻線３Ｓに高圧高周波電圧が発生す
る。高圧整流回路４は、この高圧高周波電圧を整流平滑
して高圧直流電圧に変換し、負荷（図示せず）に供給す
る。なお、ここでは、ディジタルインバータ１１．１２
．１３として、０ＭＯ３−ＩＣ４０６９に含まれる６個
のインバータ回路のうちの３個を用いている。
バータｉｔ、 １２．１３、インバータ１３の出力端（
マルチバイブレーク１の出力端）とインバータ１１の入
力端との間に直列接続された抵抗１４および１５、なら
びにインバータ１２の出力端と抵抗１４および１５の接
続点くマルチバイブレータ１の入力端）との間に接続さ
れたコンデンサ１６等により構成され、可聴周波数より
高い周波数例えば２０〜１００ｋＨ２の高周波出力を発
生する。トランジスタ２は、この高周波出力が抵抗５を
介してベースに供給されて高周波でオン・オフし、昇圧
トランス３の１次巻線３ｐを駆動する。これにより、昇
圧トランス３の２次巻線３Ｓに高圧高周波電圧が発生す
る。高圧整流回路４は、この高圧高周波電圧を整流平滑
して高圧直流電圧に変換し、負荷（図示せず）に供給す
る。なお、ここでは、ディジタルインバータ１１．１２
．１３として、０ＭＯ３−ＩＣ４０６９に含まれる６個
のインバータ回路のうちの３個を用いている。
ところで、マルチバイブレータ１の発振周波数およびデ
ユーティ比を一定にすると、昇圧トランス３の２次誘起
出力または高圧整流回路４の出力は、直流電源の電圧（
以下、入力電圧という）Ｖａと負荷の変動に影響される
。
ユーティ比を一定にすると、昇圧トランス３の２次誘起
出力または高圧整流回路４の出力は、直流電源の電圧（
以下、入力電圧という）Ｖａと負荷の変動に影響される
。
そこで、本実施例においては、入力電圧補償回路６を設
け、この回路６の可変抵抗器で入力電圧ｖ８を分圧し、
マルチバイブレータ１の入力信号側と出力に印加してい
る。つまり、可変抵抗器６１の両固定端子をそれぞれ直
流電源の正側および負側端子に接続し、摺動端子をそれ
ぞれダイオード６２；Ｐ３よび抵抗６３を介してマルチ
バイブレータ１の入力端および出力端に接続している。
け、この回路６の可変抵抗器で入力電圧ｖ８を分圧し、
マルチバイブレータ１の入力信号側と出力に印加してい
る。つまり、可変抵抗器６１の両固定端子をそれぞれ直
流電源の正側および負側端子に接続し、摺動端子をそれ
ぞれダイオード６２；Ｐ３よび抵抗６３を介してマルチ
バイブレータ１の入力端および出力端に接続している。
次に、第１図の装置の動作を説明する。
まず、入力電圧Ｖｓが標準の電圧より上昇したものとす
る。この場合、可変抵抗器６１の摺動端子の電圧が上昇
し、これがマルチバイブレータ１の入力端および出力端
に印加される。これにより、主にマルチバイブレータ１
の入力端への印加電圧の作用でコンデンサ１６の端子電
圧の立上りがより急峻となり、かつ主にマルチバイブレ
ーク１の出力端への印加電圧の作用でインバータ１３の
スレッショルド電圧（入ツノ電圧成分が印加されないも
のとすれば約１／２ ＶＣＣ，但しｙｃｃはインバータ
１３の動作用電源電圧）が上昇する。従って、マルチバ
イブレータ１の発振周波数が上界するとともにデユーテ
ィ比が減少して装置の出力が減少する。
る。この場合、可変抵抗器６１の摺動端子の電圧が上昇
し、これがマルチバイブレータ１の入力端および出力端
に印加される。これにより、主にマルチバイブレータ１
の入力端への印加電圧の作用でコンデンサ１６の端子電
圧の立上りがより急峻となり、かつ主にマルチバイブレ
ーク１の出力端への印加電圧の作用でインバータ１３の
スレッショルド電圧（入ツノ電圧成分が印加されないも
のとすれば約１／２ ＶＣＣ，但しｙｃｃはインバータ
１３の動作用電源電圧）が上昇する。従って、マルチバ
イブレータ１の発振周波数が上界するとともにデユーテ
ィ比が減少して装置の出力が減少する。
一方、入力電圧ＶＢが標準電圧より下降した場合は、上
述とは逆に、可変抵抗器６１の鷹動端子の電圧、従って
マルチバイブレータ１の入力端および出力端に印加され
る電圧が下降し、コンデンサ１６の端子電圧の立上りが
より緩やかになり、かつインバータ１３のスレッショル
ド電圧が低下する。
述とは逆に、可変抵抗器６１の鷹動端子の電圧、従って
マルチバイブレータ１の入力端および出力端に印加され
る電圧が下降し、コンデンサ１６の端子電圧の立上りが
より緩やかになり、かつインバータ１３のスレッショル
ド電圧が低下する。
これにより、マルチバイブレータ１の発掘周波数が下降
するとともにデユーティ比が増加して出力が増大する。
するとともにデユーティ比が増加して出力が増大する。
つまり、第１図の装置は、マルチバイブレータ１の出力
波形を入力電圧に応じてパルス幅（ＰＷＭ）制御するこ
とによって装置の出力を入力電圧■８の増減を補償する
方向に変化させるようになっており、出力が入力電圧の
影響を受は難い。すなわち、出力が入力電圧Ｖ８の変動
に対して安定化される。
波形を入力電圧に応じてパルス幅（ＰＷＭ）制御するこ
とによって装置の出力を入力電圧■８の増減を補償する
方向に変化させるようになっており、出力が入力電圧の
影響を受は難い。すなわち、出力が入力電圧Ｖ８の変動
に対して安定化される。
第２図は、本発明の他の実施例に係る高圧電源装置の回
路構成を示す。同図の装置は、第１図のものに対し、直
流電源正側端子Ｂより定電圧回路７１を介してインバー
９１３に動作電圧ＶＣＣを供給するどともに、昇圧トラ
ンス３からの出力電流を可変抵抗器１２、コンデンサ７
３．７４Ｊ５よびダイオード７５等からなる検出回路７
６により検出し、この検出出力により上記定電圧回路の
出力電圧Ｖｃｃを可変することによってマルチバイブレ
ータ１の発振周波数およびデユーティ比を可変し、上記
昇圧トランス３の出ノＪ電流を負帰還制御する帰還回路
７を付加したものである。また、ここではＭＯＳ−ＩＣ
／１００１に含まれる４個の２人力ＮＯＲ回路のうち２
個をインバータ １２．１３として用い、１個はインバ
ータ１１として用いるとともに一方の入力端子を発振停
止用のディセーブル端子としている。すなわち、マルチ
バイブレータ１はこのディセーブル端子が１１ Ｌ Ｉ
Ｔレベルである間は発振を開始および継続するが、ＨＩ
＋レベルになると発振を停止する。
路構成を示す。同図の装置は、第１図のものに対し、直
流電源正側端子Ｂより定電圧回路７１を介してインバー
９１３に動作電圧ＶＣＣを供給するどともに、昇圧トラ
ンス３からの出力電流を可変抵抗器１２、コンデンサ７
３．７４Ｊ５よびダイオード７５等からなる検出回路７
６により検出し、この検出出力により上記定電圧回路の
出力電圧Ｖｃｃを可変することによってマルチバイブレ
ータ１の発振周波数およびデユーティ比を可変し、上記
昇圧トランス３の出ノＪ電流を負帰還制御する帰還回路
７を付加したものである。また、ここではＭＯＳ−ＩＣ
／１００１に含まれる４個の２人力ＮＯＲ回路のうち２
個をインバータ １２．１３として用い、１個はインバ
ータ１１として用いるとともに一方の入力端子を発振停
止用のディセーブル端子としている。すなわち、マルチ
バイブレータ１はこのディセーブル端子が１１ Ｌ Ｉ
Ｔレベルである間は発振を開始および継続するが、ＨＩ
＋レベルになると発振を停止する。
第２図の装置において、入力電圧Ｖｓが変化した場合は
第１図の装置におけると同様にして入力電圧による出力
変動を抑制する。
第１図の装置におけると同様にして入力電圧による出力
変動を抑制する。
また、負荷の変動により出力電流が変化した場合には、
検出回路７６の検出出力電圧が変化する。
検出回路７６の検出出力電圧が変化する。
この電圧は定電圧回路７１の出力電圧■ＣＣ検出用トラ
ンジスタ７７のベースに印加されており、トランジスタ
１７は、この検出出力電圧が変動したときも定電圧回路
７１の出力電圧Ｖｃｃが変動した場合と同様に動作しト
ランジスタ７８のベース駆動用電流を変化させる。これ
により、定電圧回路７１の出力電圧すなわちインバータ
１３の動作電圧ｙｃｃが変化する。前述したように、イ
ンバータ１３のスレッショルド電圧は動作電圧■ＣＣの
約１／２である。また、インバータ１３の“Ｈ”レベル
出力は動作電圧ｙｃｃにほぼ等しい。従って、動作電圧
Ｖｃｃが変化するとコンデンサ１６を充電するためのイ
ンバータ１３の出力電圧が変化してコンデンサ１６の端
子電圧の立上り、立下がりの傾斜が変化するとともに、
インバータ１３のスレッショルド電圧が変化してｌ］”
からＬ″、“し”から°“Ｈ１１への切換わりのタイミ
ングが変化する。つまり、マルチバイブレータ１の発振
周波数およびデユーティ比が変化し、出力電流が変化す
る。そして、上記動作が負帰還的に行なわれ、負荷変動
に対しても出力電流が安定化される。
ンジスタ７７のベースに印加されており、トランジスタ
１７は、この検出出力電圧が変動したときも定電圧回路
７１の出力電圧Ｖｃｃが変動した場合と同様に動作しト
ランジスタ７８のベース駆動用電流を変化させる。これ
により、定電圧回路７１の出力電圧すなわちインバータ
１３の動作電圧ｙｃｃが変化する。前述したように、イ
ンバータ１３のスレッショルド電圧は動作電圧■ＣＣの
約１／２である。また、インバータ１３の“Ｈ”レベル
出力は動作電圧ｙｃｃにほぼ等しい。従って、動作電圧
Ｖｃｃが変化するとコンデンサ１６を充電するためのイ
ンバータ１３の出力電圧が変化してコンデンサ１６の端
子電圧の立上り、立下がりの傾斜が変化するとともに、
インバータ１３のスレッショルド電圧が変化してｌ］”
からＬ″、“し”から°“Ｈ１１への切換わりのタイミ
ングが変化する。つまり、マルチバイブレータ１の発振
周波数およびデユーティ比が変化し、出力電流が変化す
る。そして、上記動作が負帰還的に行なわれ、負荷変動
に対しても出力電流が安定化される。
第３図は、本発明のさらに他の実施例に係る高圧電源装
置の回路構成を示す。同図の装置は、第１図のものに対
し、昇圧トランス３に出力電圧検出用の第３次巻線３ｄ
を設け、この第３次巻線３ｄに誘起される電圧を整流平
滑して作成した直流電圧を入力電圧Ｖａを分圧した電圧
と併せてインバータ１３の出力端子に印加するようにし
たものである。
置の回路構成を示す。同図の装置は、第１図のものに対
し、昇圧トランス３に出力電圧検出用の第３次巻線３ｄ
を設け、この第３次巻線３ｄに誘起される電圧を整流平
滑して作成した直流電圧を入力電圧Ｖａを分圧した電圧
と併せてインバータ１３の出力端子に印加するようにし
たものである。
また、この装置では、マルチバイブレータ１の出力をイ
ンバータ１２の出力端からインバータ１４を介してダー
リントン接続したトランジスタ２のペースに供給してい
る。
ンバータ１２の出力端からインバータ１４を介してダー
リントン接続したトランジスタ２のペースに供給してい
る。
この第３図の装置によれば、上記第１図の装置において
入力電圧ＶＢの変動に従って行なわれたのと同様の出力
安定化（補償）動作が、出力電圧の変動に従っても行な
われ、これにより、入力電圧と負荷変動との双方に対し
て出力電圧が安定化される。
入力電圧ＶＢの変動に従って行なわれたのと同様の出力
安定化（補償）動作が、出力電圧の変動に従っても行な
われ、これにより、入力電圧と負荷変動との双方に対し
て出力電圧が安定化される。
［発明の効果］
このように本発明によると、能動素子としてはインバー
タ回路３個（ＩＣとすれば１／２〜１個）とトランジス
タ１個またはさらにトランジスタ数個という非常に簡略
な構成で、出力を安定化した高圧電源装置を構成するこ
とができる。また、この装置はスイッチングレギュレー
タ等と同様にパルス幅制御により出力を安定化するもの
であるため、装置を小型に構成することができる。また
、本発明の装置は、上述のように回路構成簡略、かつ小
型であるため安価である。
タ回路３個（ＩＣとすれば１／２〜１個）とトランジス
タ１個またはさらにトランジスタ数個という非常に簡略
な構成で、出力を安定化した高圧電源装置を構成するこ
とができる。また、この装置はスイッチングレギュレー
タ等と同様にパルス幅制御により出力を安定化するもの
であるため、装置を小型に構成することができる。また
、本発明の装置は、上述のように回路構成簡略、かつ小
型であるため安価である。
第１図は本発明の一実施例に係る高圧電源装置の回路構
成図、第２図は本発明の伯の実施例に係る高圧電源装置
の回路構成図、そして第３図は本発明のさらに他の実施
例に係る高圧電源装置の回路構成図である。 １・・・非安定マルチバイブレータ。 １１、１２．１３・・・デジタルインバータ、１４、１
５・・・抵抗、１６・・・コンデンサ、２・・・トラン
ジスタ、 ３・・・昇圧トランス、 ６・・・入力電圧補償回路、 ６１・・・可変抵抗器、６２・・・ダイオード、６３・
・・抵抗、７・・・帰還回路、 ７１・・・定電圧回路、７６・・・出力電流検出回路、
１１・・・動作電圧制御用トランジスタ。
成図、第２図は本発明の伯の実施例に係る高圧電源装置
の回路構成図、そして第３図は本発明のさらに他の実施
例に係る高圧電源装置の回路構成図である。 １・・・非安定マルチバイブレータ。 １１、１２．１３・・・デジタルインバータ、１４、１
５・・・抵抗、１６・・・コンデンサ、２・・・トラン
ジスタ、 ３・・・昇圧トランス、 ６・・・入力電圧補償回路、 ６１・・・可変抵抗器、６２・・・ダイオード、６３・
・・抵抗、７・・・帰還回路、 ７１・・・定電圧回路、７６・・・出力電流検出回路、
１１・・・動作電圧制御用トランジスタ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、直流電源と、複数個のデジタルインバータを用いて
構成された非安定マルチバイブレータと、この非安定マ
ルチバイブレータの出力によりオン・オフするスイッチ
ング回路と、このスイッチング回路により駆動されて上
記直流電源より給電される昇圧トランスとを具備し、上
記直流電源より高圧の高周波電圧を発生する高圧電源装
置であって、 上記直流電源の電圧を分圧して上記非安定マルチバイブ
レータに印加し、この非安定マルチバイブレータの周波
数およびデューティ比を可変する入力電圧補償回路を設
けたことを特徴とする高圧電源装置。 ２、前記非安定マルチバイブレータが、縦続接続された
第１〜３のインバータと、第２のインバータの出力端と
第１のインバータの入力端とを接続するコンデンサと、
第３のインバータの出力端と第１のインバータの入力端
とを接続する第１の抵抗とからなり、前記入力電圧補償
回路が、前記直流電源の出力電圧を分圧する可変抵抗器
または少なくとも２個の抵抗の直列回路と、この可変抵
抗の摺動端子または抵抗同士の接続点と上記第３のイン
バータの出力端とを接続する第２の抵抗とからなる特許
請求の範囲第１項記載の高圧電源装置。 ３、直流電源と、複数個のデジタルインバータを用いて
構成された非安定マルチバイブレータと、この非安定マ
ルチバイブレータの出力によりオン・オフするスイッチ
ング回路と、このスイッチング回路により駆動されて上
記直流電源より給電される昇圧トランスとを具備し、上
記直流電源より高圧の高周波電圧を発生する高圧電源装
置であって、 上記直流電源の出力電圧Ｖ＿Ｂを分圧して上記非安定マ
ルチバイブレータに印加し、この非安定マルチバイブレ
ータの周波数またはデューティ比を可変する入力電圧補
償回路と、上記昇圧トランスの２次誘起出力またはこの
昇圧トランスから負荷へ供給される電流、電力もしくは
電圧を検出して上記デジタルインバータの動作電源電圧
Ｖｃｃを制御し、上記非安定マルチバイブレータの周波
数またはデューティ比を可変する帰還回路とを設けたこ
とを特徴とする高圧電源装置。 ４、前記非安定マルチバイブレータが、縦続接続された
第１〜３のインバータと、第２のインバータの出力端と
第１のインバータの入力端とを接続するコンデンサと、
第３のインバータの出力端と第１のインバータの入力端
とを接続する第１の抵抗とからなり、前記入力電圧補償
回路が、前記直流電源の出力電圧を分圧する可変抵抗器
または少なくとも２個の抵抗の直列回路と、この可変抵
抗器の摺動端子または抵抗同士の接続点と上記第３のイ
ンバータの出力端とを接続する第２の抵抗とからなる特
許請求の範囲第３項記載の高圧電源装置。 ５、直流電源と、複数個のデジタルインバータを用いて
構成された非安定マルチバイブレータと、この非安定マ
ルチバイブレータの出力によりオン・オフするスイッチ
ング回路と、このスイッチング回路により駆動されて上
記直流電源より給電される昇圧トランスとを具備し、上
記直流電源より高圧の高周波電圧を発生する高圧電源装
置であって、 上記直流電源の出力電圧を分圧して上記非安定マルチバ
イブレータに印加し、この非安定マルチバイブレータの
周波数またはデューティ比を可変する入力電圧補償回路
と、上記昇圧トランスの２次誘起出力またはこの昇圧ト
ランスから負荷へ供給される電流、電力もしくは電圧を
検出して上記非安定マルチバイブレータに印加し、この
非安定マルチバイブレータの周波数またはデューティ比
を可変する帰還回路とを設けたことを特徴とする高圧電
源装置。 ６、前記非安定マルチバイブレータが、縦続接続された
第１〜３のインバータと、第２のインバータの出力端と
第１のインバータの入力端とを接続するコンデンサと、
第３のインバータの出力端と第１のインバータの入力端
とを接続する第１の抵抗とからなり、前記入力電圧補償
回路が、前記直流電源の出力電圧を分圧する可変抵抗器
または少なくとも２個の抵抗の直列回路と、この可変抵
抵器の摺動端子または抵抗同士の接続点と上記第３のイ
ンバータの出力端とを接続する第２の抵抗とからなり、
かつ前記帰還回路の検出出力端と上記第３のインバータ
の出力端とが第３の抵抗を介して接続されている特許請
求の範囲第５項記載の高圧電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1991586A JPS62178171A (ja) | 1986-01-31 | 1986-01-31 | 高圧電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1991586A JPS62178171A (ja) | 1986-01-31 | 1986-01-31 | 高圧電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62178171A true JPS62178171A (ja) | 1987-08-05 |
Family
ID=12012510
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1991586A Pending JPS62178171A (ja) | 1986-01-31 | 1986-01-31 | 高圧電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62178171A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2007080697A1 (ja) * | 2006-01-16 | 2007-07-19 | Advanced Design Corp. | 高周波電源回路 |
| WO2007080696A1 (ja) * | 2006-01-16 | 2007-07-19 | Advanced Design Corp. | 高周波電源装置 |
| JP2008252214A (ja) * | 2007-03-29 | 2008-10-16 | Advance Design Corp | デューティ比制御高周波生成回路 |
-
1986
- 1986-01-31 JP JP1991586A patent/JPS62178171A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2007080697A1 (ja) * | 2006-01-16 | 2007-07-19 | Advanced Design Corp. | 高周波電源回路 |
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| US7808224B2 (en) | 2006-01-16 | 2010-10-05 | Advanced Design Corp. | High-frequency power supply circuit |
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