JPH03117911A - 低消費電力電圧制御発振器 - Google Patents
低消費電力電圧制御発振器Info
- Publication number
- JPH03117911A JPH03117911A JP1256853A JP25685389A JPH03117911A JP H03117911 A JPH03117911 A JP H03117911A JP 1256853 A JP1256853 A JP 1256853A JP 25685389 A JP25685389 A JP 25685389A JP H03117911 A JPH03117911 A JP H03117911A
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- JP
- Japan
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- circuit
- output
- capacitor
- resistor
- inverter
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- Pending
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、光通信、電子通信等に用いられる電圧制御発
振器、特に、低消費電力が要求される電圧制御発振器に
関するものである。
振器、特に、低消費電力が要求される電圧制御発振器に
関するものである。
（従来の技術）
従来、電圧制御発振器には、種々のものが知られている
。
。
非安定マルチバイブレータにおいて、エミッタ抵抗の代
わりに定電流回路を用い、電流値を制御することにより
発振周波数を変化させるものかある。この発振器は、回
路が比較的簡単であるが、周波数の安定性の面で問題が
ある。
わりに定電流回路を用い、電流値を制御することにより
発振周波数を変化させるものかある。この発振器は、回
路が比較的簡単であるが、周波数の安定性の面で問題が
ある。
ＬＣ発振器のコンデンサーにパリキャップを用いて、制
御電圧で容量を変化させて発振周波数を制御するものも
ある。この発振器は、制御特性がバリキャップの性能に
依存し、しかも、発振周波数の変化範囲が大きくとるこ
とができないことが問題である。
御電圧で容量を変化させて発振周波数を制御するものも
ある。この発振器は、制御特性がバリキャップの性能に
依存し、しかも、発振周波数の変化範囲が大きくとるこ
とができないことが問題である。
これに対して、水晶発振器と分周器を用い、制御電圧に
より分周比を変化させて、可変周波数を得る回路がある
。周波数の安定性は良いが、消費電流が大きく、回路構
成が複雑になるという問題がある。
より分周比を変化させて、可変周波数を得る回路がある
。周波数の安定性は良いが、消費電流が大きく、回路構
成が複雑になるという問題がある。
また、オペアンプを利用して、コンデンサーの充電時間
を制御し、コンパレーターを通して任意の発振周波数を
得る回路も知られている。この回路は、オペアンプを使
用するため、高域での利得低下を生じ、高い周波数での
発振ができないという問題がある。
を制御し、コンパレーターを通して任意の発振周波数を
得る回路も知られている。この回路は、オペアンプを使
用するため、高域での利得低下を生じ、高い周波数での
発振ができないという問題がある。
（発明が解決しようとする課題）
本発明は、上述した問題点を解決するためになされたも
ので、簡単な回路構成で、消費電流の小さい電圧制御発
振器を提供することを目的とするものである。
ので、簡単な回路構成で、消費電流の小さい電圧制御発
振器を提供することを目的とするものである。
（課題を解決するための手段）
本発明は、Ｃ−ＭＯＳロジック回路によりＣＲ回路の充
放電を制御するリング発振回路において、制御電圧に基
づいて、充電及び／又は放電時に前記ＣＲ回路に所定の
抵抗を付加することを特徴とするものである。
放電を制御するリング発振回路において、制御電圧に基
づいて、充電及び／又は放電時に前記ＣＲ回路に所定の
抵抗を付加することを特徴とするものである。
（作 用）
本発明は、Ｃ−ＭＯＳロジック回路によりＣＲ回路の充
放電を制御する弛張発振回路において、制御電圧を基づ
いて、充電及び／又は放電時に前記ＣＲ回路に所定の抵
抗を付加することにより充放電の時定数を変化させて、
発振周波数を変化させるものである。
放電を制御する弛張発振回路において、制御電圧を基づ
いて、充電及び／又は放電時に前記ＣＲ回路に所定の抵
抗を付加することにより充放電の時定数を変化させて、
発振周波数を変化させるものである。
（実施例）
第１図は、本発明の低消費電力電圧制御発振器の一実施
例を説明するための回路図である。図中、Ｍ１〜Ｍ４は
インバータ、Ｍ５はＮＡＮＤ回路、Ｒ１、Ｒ２は抵抗、
Ｃはコンデンサー、ＦＦはＤ−フリップフロップ、ＩＮ
は制御電圧入力端子、ＯＵＴは出力端子、Ｅは安定化電
源である。４個のインバータのうち、少なくともＭｌは
、ヒステレシス特性を有するものが用いられるが、この
実施例では、インバータＭ１〜Ｍ４は、すべて７４ＨＣ
１４を用いた。ＮＡＮＤ回路Ｍ回路量５７４ＨＣＯＯ、
フリップフロップＦＦは７４ＨＣ７４を用いた。
例を説明するための回路図である。図中、Ｍ１〜Ｍ４は
インバータ、Ｍ５はＮＡＮＤ回路、Ｒ１、Ｒ２は抵抗、
Ｃはコンデンサー、ＦＦはＤ−フリップフロップ、ＩＮ
は制御電圧入力端子、ＯＵＴは出力端子、Ｅは安定化電
源である。４個のインバータのうち、少なくともＭｌは
、ヒステレシス特性を有するものが用いられるが、この
実施例では、インバータＭ１〜Ｍ４は、すべて７４ＨＣ
１４を用いた。ＮＡＮＤ回路Ｍ回路量５７４ＨＣＯＯ、
フリップフロップＦＦは７４ＨＣ７４を用いた。
第１図の回路は、基本的には、抵抗Ｒ１，コンデンサー
Ｃよりなる充放電回路とインバータＭ１〜Ｍ３とよりな
るいわゆるリング発振回路が基本になっている。先ず、
抵抗Ｒ２を除外してリング発振器の動作について説明す
る。インバータＭ１の入力がＬであり、電圧値はｖＰで
ある。その出力はＨであり、インバータＭ２の出力はＬ
１インバータＭ３の出力はＨとなり、抵抗Ｒ１を通して
コンデンサーＣを充電する。コンデンサーの充電電圧が
インバータＭｌのＨのスレッシュホールド電圧ＶＮにな
ると、その出力はＬ、インバータＭ２の出力はＨ１イン
バータＭ３の出力はＬとなり、コンデンサーＣの充電電
圧は、抵抗Ｒｔ、を通して放電し、コンデンサーＣの端
子電圧がスレッシュホールド電圧ｖＰになるとインバー
タＭ１が反転して、上述した最初の状態に戻り、再びコ
ンデンサー〇の充電が始まる。以下これを繰り返して発
振が継続する。したがって、この基本的回路での発振周
波数は、時定数ＣＲＩで充電し、時定数ＣＲ１放電する
ことにより定まるものということができる。したがって
、充電時定数及び／又は放電時定数を制御することによ
り発振周波数を制御することができる。
Ｃよりなる充放電回路とインバータＭ１〜Ｍ３とよりな
るいわゆるリング発振回路が基本になっている。先ず、
抵抗Ｒ２を除外してリング発振器の動作について説明す
る。インバータＭ１の入力がＬであり、電圧値はｖＰで
ある。その出力はＨであり、インバータＭ２の出力はＬ
１インバータＭ３の出力はＨとなり、抵抗Ｒ１を通して
コンデンサーＣを充電する。コンデンサーの充電電圧が
インバータＭｌのＨのスレッシュホールド電圧ＶＮにな
ると、その出力はＬ、インバータＭ２の出力はＨ１イン
バータＭ３の出力はＬとなり、コンデンサーＣの充電電
圧は、抵抗Ｒｔ、を通して放電し、コンデンサーＣの端
子電圧がスレッシュホールド電圧ｖＰになるとインバー
タＭ１が反転して、上述した最初の状態に戻り、再びコ
ンデンサー〇の充電が始まる。以下これを繰り返して発
振が継続する。したがって、この基本的回路での発振周
波数は、時定数ＣＲＩで充電し、時定数ＣＲ１放電する
ことにより定まるものということができる。したがって
、充電時定数及び／又は放電時定数を制御することによ
り発振周波数を制御することができる。
第１図の回路について説明する。
制御電圧入力端子ＩＮの入力がＨであると、インバータ
Ｍ４の出力はＬである。そうすると、コンデンサー〇の
充電期間は、インバータＭ２の出力がＬであるからＮＡ
ＮＤ回路Ｍ回路量５はＨとなり、コンデンサー〇の充電
は、抵抗Ｒ１に抵抗Ｒ２が並列接続された時定数で行な
われる（第２図（Ａ））。放電期間は、インバータＭ２
の出力はＨであるから、ＮＡＮＤ回路Ｍ回路量５はＨで
あり、コンデンサー〇は、抵抗Ｒ２での充電を受けなが
ら抵抗Ｒ１で放電する（第２図（Ｂ））。
Ｍ４の出力はＬである。そうすると、コンデンサー〇の
充電期間は、インバータＭ２の出力がＬであるからＮＡ
ＮＤ回路Ｍ回路量５はＨとなり、コンデンサー〇の充電
は、抵抗Ｒ１に抵抗Ｒ２が並列接続された時定数で行な
われる（第２図（Ａ））。放電期間は、インバータＭ２
の出力はＨであるから、ＮＡＮＤ回路Ｍ回路量５はＨで
あり、コンデンサー〇は、抵抗Ｒ２での充電を受けなが
ら抵抗Ｒ１で放電する（第２図（Ｂ））。
制御電圧入力端子ＩＮの入力がＬであると、インバータ
Ｍ４の出力はＨである。そうすると、コンデンサー〇の
充電期間は、インバータＭ２の出力がＬであるからＮＡ
ＮＤ回路Ｍ回路量５はＨとなり、コンデンサーＣの充電
は、抵抗Ｒ１に抵抗Ｒ２が並列接続された時定数で行な
われる（第３図（Ａ））。放電期間は、インバータＭ２
の出力はＨであるから、ＮＡＮＤ回路Ｍ回路量５はＬと
なり、コンデンサーＣは、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の並列回
路で放電する（第３図（Ｂ））。
Ｍ４の出力はＨである。そうすると、コンデンサー〇の
充電期間は、インバータＭ２の出力がＬであるからＮＡ
ＮＤ回路Ｍ回路量５はＨとなり、コンデンサーＣの充電
は、抵抗Ｒ１に抵抗Ｒ２が並列接続された時定数で行な
われる（第３図（Ａ））。放電期間は、インバータＭ２
の出力はＨであるから、ＮＡＮＤ回路Ｍ回路量５はＬと
なり、コンデンサーＣは、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の並列回
路で放電する（第３図（Ｂ））。
したがって、この実施例では、放電期間において、その
時定数が制御電圧により変化するから、発振周波数を変
えることができる。
時定数が制御電圧により変化するから、発振周波数を変
えることができる。
制御電圧がＨの時の発振周期をＴＨとすれば、制御電圧
がＬの時の発振周期をＴＬとすれば、で表わすことがで
きる。
がＬの時の発振周期をＴＬとすれば、で表わすことがで
きる。
なお、ｖＯは、Ｃ−ｖＯ３のＨレベルの電圧値であり、
α＝Ｒ２／Ｒ１である。Ｒ２あまり小さいと、放電期間
にコンデンサー〇の端子電圧をＶＰにできないから、α
には下限値がある。
α＝Ｒ２／Ｒ１である。Ｒ２あまり小さいと、放電期間
にコンデンサー〇の端子電圧をＶＰにできないから、α
には下限値がある。
得られた出力は、Ｄ−フリップフロップＦＦによりデユ
ーティ−比を５０％にされて（周波数も１／２になる。
ーティ−比を５０％にされて（周波数も１／２になる。
）出力端子ＯＵＴから取り出される。
上述した回路は、Ｃ−ＭＯＳロジックＩＣを用いるから
、電源電圧を安定化することが望ましく、安定化電源Ｅ
が用いられる。
、電源電圧を安定化することが望ましく、安定化電源Ｅ
が用いられる。
第４図は、充電期間の時定数を制御電圧入力端子ＩＮか
らの入力で変化させるようにした実施例である。第１図
におけるＮＡＮＤ回路Ｍ回路式５りにＮＯＲ回路Ｍ６を
用い、抵抗Ｒ２に直列にダイオードＤ１を接続したもの
である。動作について説明する。
らの入力で変化させるようにした実施例である。第１図
におけるＮＡＮＤ回路Ｍ回路式５りにＮＯＲ回路Ｍ６を
用い、抵抗Ｒ２に直列にダイオードＤ１を接続したもの
である。動作について説明する。
制御電圧入力端子ＩＮの入力がＨであると、インバータ
Ｍ４の出力はＬである。そうすると、コンデンサー〇の
充電期間は、インバータＭ２の出力がＬであるからＮＯ
Ｒ回路Ｍ６の出力はＨとなり、コンデンサーＣの充電は
、第１図と同様に抵抗Ｒ１に抵抗Ｒ２が並列接続された
時定数で行なわれる。放電期間は、インバータＭ２の出
力はＨであるから、ＮＯＲ回路Ｍ６の出力はＬであるが
、ダイオードＤ１により抵抗Ｒ２は放電回路に寄与せず
、コンデンサーＣは、抵抗Ｒ１で放電する。
Ｍ４の出力はＬである。そうすると、コンデンサー〇の
充電期間は、インバータＭ２の出力がＬであるからＮＯ
Ｒ回路Ｍ６の出力はＨとなり、コンデンサーＣの充電は
、第１図と同様に抵抗Ｒ１に抵抗Ｒ２が並列接続された
時定数で行なわれる。放電期間は、インバータＭ２の出
力はＨであるから、ＮＯＲ回路Ｍ６の出力はＬであるが
、ダイオードＤ１により抵抗Ｒ２は放電回路に寄与せず
、コンデンサーＣは、抵抗Ｒ１で放電する。
制御電圧入力端子ＩＮの人力がＬであると、インバータ
Ｍ４の出力はＨである。そうすると、コンデンサー〇の
充電期間は、インバータＭ２の出力がＬであるからＮＯ
Ｒ回路Ｍ６の出力はＬとなるが、上述したようにダイオ
ードＤＩにより抵抗Ｒ２は切り雛され、コンデンサーＣ
の充電は、抵抗Ｒ１による時定数で行なわれる。放電期
間は、インバータＭ２の出力はＨであるから、ＮＯＲ回
路Ｍ６の出力はＬとなるが、ダイオードＤ１のため、抵
抗Ｒ２Ｈ切り離され、コンデンサーＣは抵抗Ｒ１で放電
する。
Ｍ４の出力はＨである。そうすると、コンデンサー〇の
充電期間は、インバータＭ２の出力がＬであるからＮＯ
Ｒ回路Ｍ６の出力はＬとなるが、上述したようにダイオ
ードＤＩにより抵抗Ｒ２は切り雛され、コンデンサーＣ
の充電は、抵抗Ｒ１による時定数で行なわれる。放電期
間は、インバータＭ２の出力はＨであるから、ＮＯＲ回
路Ｍ６の出力はＬとなるが、ダイオードＤ１のため、抵
抗Ｒ２Ｈ切り離され、コンデンサーＣは抵抗Ｒ１で放電
する。
したがって、この実施例では、充電期間において、その
時定数が制御電圧により変化するから、発振周波数を変
えることができる。
時定数が制御電圧により変化するから、発振周波数を変
えることができる。
第５図は、充電期間および放電期間の時定数を制御電圧
入力端子ＩＮからの入力で変化させるようにした実施例
である。第４図の実施例にＯＲ回路Ｍ７と抵抗Ｒ３を加
え、抵抗Ｒ３に直列にダイオードＤ２を接続したもので
ある。動作について説明する。
入力端子ＩＮからの入力で変化させるようにした実施例
である。第４図の実施例にＯＲ回路Ｍ７と抵抗Ｒ３を加
え、抵抗Ｒ３に直列にダイオードＤ２を接続したもので
ある。動作について説明する。
制御電圧入力端子ＩＮの入力がＨであると、インバータ
Ｍ４の出力はＬである。そうすると、コンデンサーＣの
充電期間は、インバータＭ２の出力がＬであるからＮＯ
Ｒ回路Ｍ６の出力はＨとなり、コンデンサーＣの充電は
、第４図と同様に抵抗Ｒ１に抵抗Ｒ２が並列接続された
時定数で行なわれる。ＯＲ回路の出力はＨとなるが、抵
抗Ｒ３はダイオードＤ２により切り離され、充電には関
与しない。放電期間は、インバータＭ２の出力はＨであ
るから、ＮＯＲ回路Ｍ６の出力はＬであるが、ダイオー
ドＤ１により抵抗Ｒ２は放電回路に寄与しないが、ＯＲ
回路Ｍ７の出力はＬとなり、コンデンサーＣは、抵抗Ｒ
１と抵抗Ｒ３の並列回路で放電する。
Ｍ４の出力はＬである。そうすると、コンデンサーＣの
充電期間は、インバータＭ２の出力がＬであるからＮＯ
Ｒ回路Ｍ６の出力はＨとなり、コンデンサーＣの充電は
、第４図と同様に抵抗Ｒ１に抵抗Ｒ２が並列接続された
時定数で行なわれる。ＯＲ回路の出力はＨとなるが、抵
抗Ｒ３はダイオードＤ２により切り離され、充電には関
与しない。放電期間は、インバータＭ２の出力はＨであ
るから、ＮＯＲ回路Ｍ６の出力はＬであるが、ダイオー
ドＤ１により抵抗Ｒ２は放電回路に寄与しないが、ＯＲ
回路Ｍ７の出力はＬとなり、コンデンサーＣは、抵抗Ｒ
１と抵抗Ｒ３の並列回路で放電する。
制御電圧入力端子ＩＮの人力がＬであると、インバータ
Ｍ４の出力はＨである。そうすると、コンデンサー〇の
充電期間は、インバータＭ２の出力がＬであるからＮＯ
Ｒ回路Ｍ６の出力はＬとなるが、上述したようにダイオ
ードＤ１により抵抗Ｒ２は切り部され、ＯＲ回路Ｍ７の
出力もＨとなるが、ダイオードＤ２により抵抗Ｒ３も切
り雛され、コンデンサーＣの充電は、抵抗Ｒ１による時
定数で行なわれる。放電期間は、インバータＭ２の出力
はＨであるがら、ＮＯＲ回路Ｍ６の出力はＬとなるが、
ダイオードＤ１のため抵抗Ｒ２は切り離され、ＯＲ回路
Ｍ７の出力もＨとなるが、抵抗Ｒ３はダイオードＤ２で
切り寵され、コンデンサーＣは抵抗Ｒ１で放電する。
Ｍ４の出力はＨである。そうすると、コンデンサー〇の
充電期間は、インバータＭ２の出力がＬであるからＮＯ
Ｒ回路Ｍ６の出力はＬとなるが、上述したようにダイオ
ードＤ１により抵抗Ｒ２は切り部され、ＯＲ回路Ｍ７の
出力もＨとなるが、ダイオードＤ２により抵抗Ｒ３も切
り雛され、コンデンサーＣの充電は、抵抗Ｒ１による時
定数で行なわれる。放電期間は、インバータＭ２の出力
はＨであるがら、ＮＯＲ回路Ｍ６の出力はＬとなるが、
ダイオードＤ１のため抵抗Ｒ２は切り離され、ＯＲ回路
Ｍ７の出力もＨとなるが、抵抗Ｒ３はダイオードＤ２で
切り寵され、コンデンサーＣは抵抗Ｒ１で放電する。
したがって、この実施例では、充電期間および放電期間
の双方において、その時定数が制御電圧により変化する
から、発振周波数をより広い範囲で変えることができる
。
の双方において、その時定数が制御電圧により変化する
から、発振周波数をより広い範囲で変えることができる
。
（発明の効果）
以上の説明から明らかなように、本発明によれば、簡単
な回路構成で、消費電流の小さい電圧制御発振器を提供
することができる効果がある。
な回路構成で、消費電流の小さい電圧制御発振器を提供
することができる効果がある。
第１図は、本発明の電圧制御発振器の一実施例を説明す
るための回路図、第２図、第３図は、第１図における動
作の説明図、第４図、第５図は他の実施例を説明するた
めの回路図である。 Ｍ１〜Ｍ７・・・インバータ、Ｍ５・・・ＮＡＮＤ回路
、Ｍ６・・・ＮＯＲ回路、Ｍ７・・・ＯＲ回路、Ｒ１〜
Ｒ３・・・抵抗、Ｃ・・・コンデンサー、Ｄｉ 、Ｄ２
・・・ダイオード、ＦＦ、・・・フリップフロップ、Ｉ
Ｎ・・・制御電圧入力端子、ＯＵＴ・・・出力端子、Ｅ
・・・安定化電源。
るための回路図、第２図、第３図は、第１図における動
作の説明図、第４図、第５図は他の実施例を説明するた
めの回路図である。 Ｍ１〜Ｍ７・・・インバータ、Ｍ５・・・ＮＡＮＤ回路
、Ｍ６・・・ＮＯＲ回路、Ｍ７・・・ＯＲ回路、Ｒ１〜
Ｒ３・・・抵抗、Ｃ・・・コンデンサー、Ｄｉ 、Ｄ２
・・・ダイオード、ＦＦ、・・・フリップフロップ、Ｉ
Ｎ・・・制御電圧入力端子、ＯＵＴ・・・出力端子、Ｅ
・・・安定化電源。
Claims (1)
- Ｃ−ＭＯＳロジック回路によりＣＲ回路の充放電を制御
するリング発振回路において、制御電圧に基づいて、充
電及び／又は放電時に前記ＣＲ回路に所定の抵抗を付加
することを特徴とする低消費電力電圧制御発振器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1256853A JPH03117911A (ja) | 1989-09-29 | 1989-09-29 | 低消費電力電圧制御発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1256853A JPH03117911A (ja) | 1989-09-29 | 1989-09-29 | 低消費電力電圧制御発振器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03117911A true JPH03117911A (ja) | 1991-05-20 |
Family
ID=17298323
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1256853A Pending JPH03117911A (ja) | 1989-09-29 | 1989-09-29 | 低消費電力電圧制御発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH03117911A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5374906A (en) * | 1992-07-29 | 1994-12-20 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Filter device for transmitter-receiver antenna |
| CN107465401A (zh) * | 2016-06-06 | 2017-12-12 | 英飞凌科技股份有限公司 | 具有平坦的频率特征曲线的环形振荡器 |
-
1989
- 1989-09-29 JP JP1256853A patent/JPH03117911A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5374906A (en) * | 1992-07-29 | 1994-12-20 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Filter device for transmitter-receiver antenna |
| CN107465401A (zh) * | 2016-06-06 | 2017-12-12 | 英飞凌科技股份有限公司 | 具有平坦的频率特征曲线的环形振荡器 |
| CN107465401B (zh) * | 2016-06-06 | 2020-11-03 | 英飞凌科技股份有限公司 | 具有平坦的频率特征曲线的环形振荡器 |
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