JPH03150068A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、２個の２石フォワードコンバータ回路を直列
接続して形成されたスイッチング電源回路に関する。

〔従来の技術〕

従来、この種２石フォワードコンバータ回路構成のスイ
ッチング電源回路は第５図に示すように構成され、入力
端子ｏａ）、（ｔｂ）、（ｉｃ）の３相交流電源が整流
ダイオード構成の入力整流器（２）で整流されて直流電
源に変換される。

この直流電源が整流器【２）の正、負出力端子（ト）。

（→間に直列接続された電解コンデンサ構成の２個の平
滑コンデンサ（３ａ）、（３ｂ）に供給され、前記直流
電源の分圧Ｅａｌ、Ｅｂｔにより両平滑コンデンサ（３
ａｌ（３ｂ）が充電される。

ところで、平滑コンデンサ（３ａ）の正、負の両端間に
は第１の２石フォワードコンバータ回路（４ａ）の一方
のスイッチングトランジスタ（５ａ）のコレクタ、エミ
ッタ、インバータトランス（６ａ）の巻数Ｎａｌの１次
巻線（／ａｔ）　、他方のスイッチングトランジスタ（
５ａ〕のコレクタ、工ｊ％フタが直列接続されている。

スイッチングトランジスタ（ｓｂ）のコレクタ、エミッ
タ、インバータトランス（６ｂ）の巻数Ｎｂｘの１次巻
線（ｌ！ｂｌ）、他方のスイッチングトランジスタ（６
ｂ）のコレクタ、エミッタが直列接続されている。

なお、平滑コンデンサ（３ａ）の負の端子と平滑コンデ
ンサ（３ｂ）の正の端子とは直結されている。

また、スイッチングトランジスタ（ｓａ）、（ｓｂ）の
エミッタと平滑コンデンサ（３ａ）、（３ｂ）の負の端
子との間、スイッチングトランジスタ（５ａ）−（５ｂ
）′のコレクタと平滑コンデンサ（３ａ）、（３ｂ）の
正の端子との間には、それぞれエネルギ回生用の１次側
フライホィールダイ：ｔ　−ト（７ａ）、（７ｂ）、（
７ａ）−（７ｂ）が設けられている。

さらに、巻数Ｎａｘが巻数Ｎｂｚに等しく、巻数Ｎａ２
が巻数Ｎｂｚに等しく、コンバータ回路（４ａ）、（４
ｂ）が同一に構成されている。

ソシテ、スイッチングトランジスタ（５ａ）、（５ａ）
及びスイッチングトランジスタ（５ｂ）、（５ｂ）は、
それぞれのベースに供給されるスイッチング制御信号に
基き、トランジスタ（５ａ）＊（５ａ）とトランジスタ
（５ｂ）。

（５ｂ）とが交互にオンする。

さらに、スイッチングトランジスタ（５ａ）、（５ａ）
がオンすると、平滑コンデンサ（３ａ）のエネルギが１
次巻線（／ａｌ）　ｅ介してインバータトランス（６ａ
）の巻数ＮＨｚの２次巻線（／ａｚ）に供給され、この
２次巻線（／ａ２）に第６図（ａ）に示す電圧Ｆ、ａｚ
の２次巻線出力が発生し、この２次巻線出力が出力整流
ダイオード（８ａ）で整流されるとともに出力電流平滑
用の平滑りアクトル（９ａ）で平滑され、出力端子（Ｉ
Ｑａ）。

（１０ｂ）　ｅ介して負荷に供給される。

また、スイッチングトランジスタ（５ｂ）、（５ｂ）が
オンすると、平滑コンデンサ（３ｂ）のエネルギが１次
巻ＩＩ　Ｃｔｂｘ　）　＝２　介してインバータトラン
ス（６ｂ）の巻数Ｎｂｚの２次巻線（ｊｂｚ）に供給さ
れ、この２次巻線（／おりに第６図（６）に示す電圧Ｅ
ｂｚの２次巻線出力が発生し、この２次巻線出力が出力
整流ダイオード（８ｂ）で整流されるとともに出力電流
平滑用の平滑りアクトル（９ｂ）で平滑され、出力端子
（１０ａ）。

（１０ｂ）　Ｔｈ介して負荷に供給される。

なお、出力整流ダイオード（８ａ）、（８ｂ）のカード
と２次巻線（／ａ２）、（／ｂ２）　、平滑りアクトル
（９ａ）、（９ｂ）の接続点との間には、それぞれエネ
ルギ回生用の出力側フライホィールダイオード（ｌｌａ
）、（Ｉｌｂ）が設けられている。

また、第６図（ａ）、（６）のＴ、Ｔｏｎはコンバータ
回路（４ａ）、（４ｂ）のスイッチング周期、トランジ
スタ（５ａ）。

（５ａｙ、（５ｂ）、（５ｂ）′ノオン期間を示す。

そして、スイッチングトランジスタ（５ａ）、（５ａ）
とスイッチングトランジスタ（５ｂ）、（５ｂ）との同
時オンを防止するため、前記オン期間ＴｏｎはＴｏｎ　
（Ｔ／２に設定され、電圧Ｅａｚ　＝　Ｅｂｚ　＝　Ｅ
２の平衡状態において、第６図（Ｃ）に示す出力端子（
１０ａ）、（１０ｂ）間の直つぎに、スイッチング制御
の乱れ等により、スイッチングトランジスタ（５ａ入（
５ａ）のオン期間Ｔｏｎとスイッチングトランジスタ（
５ｂ）、（５ｂ）のオン期間Ｔｏｎとに差が生じた場合
について説明する。

例えばスイッチングトランジスタ（５ａ）、（５ａ）の
オン期間ＴｏｎをＴａとし、スイッチングトランジスタ
（５ｂ）、（５ｂ）のオン期間ＴｏｎｉＴｂとすると、
Ｔａが増大してＴａ＞”ｒｂになるときには、オン期間
Ｔａにおいて、平滑コンデンサ（３ａ）のエネルギ供給
期間が長くなり、コンデンサ（３ａ）の両端電圧が時間
の経過に伴って低下する。

この低下によりインバータトランス（６ａ）の２次巻線
（ｌ！ａｍ）の電圧が低下し、平滑りアクトル（９ａ）
を流れる電流も減少する。

そのため、コンデンサ（３ａ）から１次巻線（ｊＦａｌ
）に供給されるエネルギが減少し、コンデンサ（３ａ）
の両端電圧の低下が抑制され、コンデンサ（３ａ）、（
３ｂ）の電圧平衡が図られる。

なお、Ｔｂ）Ｔａになるときには、オン期間Ｔｂにおい
て、前記と同様の電圧平衡が図られる。

すなわち、コンバータ回路（４ａ）、（４ｂ）毎に設け
らレタ平滑りアクトル（９ａ）、（９ｂ）ニより、オン
期ｒｔｙｏｎＯ差に基くコンデンサ（３ａ）、（３ｂ）
の電圧不平衡が補償される。

〔発明が解決しようとする課題〕

前記第５図のスイッチング電源回路の場合、平滑コンデ
ンサ（３ａ）、（３ｂ）の電圧平衡を図るため、コンバ
ータ回路毎に鉄心入りの高価、大型の平滑りアクトル（
９ａ）、（９ｂ）　ｋ要し、回路の低価格化、小型化が
図れない問題点がある。

しかも、トランジスタ（５ａ）、（５ａ危５ｂ）、（５
ｂ）′のオン期ｆｌｌｊＪ　ＴｏｎがＴＯｎ＜Ｔ／２に
設定されるとともに、インバー外ランヌ（６ａ）、（６
ｂ）の２次巻線出力の電圧Ｅａｚ　。

Ｅｂ２がそれぞれ別個に整流、平滑されて負荷に並耐圧
等の面から、出力電圧ＥＯｉあまり高くできず、入力側
の直列接続された２個の平滑コンデンサの電圧平衡を図
り、しかも、従来より高い出力電圧を得ることができる
スイッチング電源回路を提供することを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

前記目的を達成するために、本発明のスイッチング電源
回路においては、直流電源に直列接続された２個の平滑
コンデンサそれぞれのエネルギで交互に動作する同一構
成の２石フォワードコンバータ回路のインバータトラン
スに電流帰還巻線をそれぞれ付加し、前記電流帰還巻線
と逆流阻止ダイオードとの直列回路を他方のコンバータ
回路の前記平滑コンデンサの両端間に接続し、前記両平
滑コンデンサの電圧不平衡時に高圧側の前記帰還巻線の
誘起電圧に基く電流を低圧側の前記平滑コ前記のように
構成された本発明のスイッチング電源回路の場合、２個
の平滑コンデンサの電圧不平衡時、高圧側のコンバータ
回路のインバータトランスに付加された電流帰還巻線の
誘起電圧が、この巻線に接続された逆流阻止ダイオード
全介して低下側の平滑コンデンサに注入され、高圧側の
平滑コンデンサのエネルギが低圧側の平滑コンデンサに
移行し、、両平滑コンデンサの電圧平衡が図られる。

そのため、両コンバータ回路の２次巻線出力ヲ一整流後
にコンバータ回路毎の別々の平滑りアクトル等で平滑す
ることなく、共通の平滑りアクトル等で平滑して負荷に
供給することができ、この場合、平滑りアクトルの動作
デユーティが従来の２倍になり、負荷に供給される出力
電圧も従来の２倍になる。

〔実施例〕

１実施例について、第１図ないし第４図を参照して説明
する。

第１図において、第５図と異なる点は、第５図のインバ
ータトランス（６ａ）、（６ｂ）の代わりに両トランス
（６ａ）、（６ｂ）に３次巻線としての巻数Ｎａ３．Ｎ
ｂ３の電流帰還巻線（／ａ３）、（ｚｌ）３）　ｔ−付
加したインバータトランス（６Ａ）、（６Ｂ）を設け、
電流帰還巻線（ｚａ：ｔ　）ｓ　（／ｂ３）の一端を逆
流阻止ダイオード（１２ａ）、（１２ｂ）のアノード、
カソードを介して平滑コンデンサ（３ｂ）、（３ａ）の
正の端子に接続するとともに、両巻線（／ａ３）ｔ（Ｊ
ｂ３）の他端を平滑コンデンサ（３ｂ入（３ａ）の負の
端子に接続し、かつ、第５図の２個の平滑りアクトル（
９ａ）。

（９ｂ）の代わりに１個の平滑りアクトル（９）ヲ設け
た点である。

なお、電流帰還巻線ＣＩ！ａ３）、（／おりの巻数Ｎａ
３　．Ｎｂ３は１次巻線（Ａａｌ）、（Ｉ！ｂｘ）の巻
線Ｎａｘ、Ｎｂｘ　ト等しく設定されている。

そして、平滑コンデンサ（３ａ）、（３ｂ）の電圧Ｅａ
１．Ｅｂｔが等しく、電圧平衡状態になっているときは
、逆流阻止ダイオード（１２ａ）、（１２ｂ）がオフに
保持され、ス、イフチングトランシスタ（５ａ）、（５
ａ）と（５ｂ）、（５ｂ）との交互のオンにより、第５
図の場合と同様にしてインバータトランス（６Ａ）、（
６Ｂ）の２次巻［Ｎａｚ）、（Ｎｂ２）に第２図（ａ）
　、　（ｂ）に示す電圧Ｅａｚ、Ｅｂｚ　（＝Ｅｚ）の
２次巻線出力が交互に生じる。

さらに、両２次巻線出力は整流ダイオード（８ａ）。

０８ｂ）それぞれで整流されるとともに、共通の平滑り
アクトル（９）で平滑されて負荷に供給される。

このとき、両２次巻線出力が交互に平滑りアクトル（９
）で平滑されるため、フライホィールダイオード（ｌｌ
ａ）、（ｌｌｂ）の両端間電圧が共に第２図（ｃ）　ニ
示すようになり、平滑りアクトル（９）の動作デユーテ
ィが従来の平滑りアクトル（９ａ）、（９ｂ）の２倍に
なり、同図（ロ）に示す出力電圧ＥＯは従来の２倍、す
な　−Ｔａｎ わち　ｒ　　−Ｅ　ｚに上昇する。

したがって、従来と同一耐圧の整流ダイオード（８ａ）
、（８ｂ）等を用いて従来の２倍の出力電圧Ｅｏが取出
せるようになり、出力電圧ＥＯの範囲が拡大する。

つぎに、スイッチングトランジスタ（５ａ）、（５ａ）
のオン期間Ｔａ　（＝Ｔｏｎ）とスイッチングトランジ
スタ（５ｂ）、（５ｂ）のオン期間Ｔｂ（＝Ｔｏｎ）と
に差が生じ、例えばＴａ）Ｔｂになると、平滑コンデン
サ（３ａ）、（３ｂ）の両端電圧Ｅａｌ、ＥｂｔがＥａ
ｌ（Ｅｂｘの不平衡状態になる。

このとき、Ｔａ−ｒｂ＝Δｔとし、スイッチングトラン
ジスタ（５ａ）のコレクタ電流ｉｌｃとすると、次の（
１）式の電力Ｐｄｆ補うことにより電圧不平衡が解消さ
れる。

Δｔ Ｐｄ　＝Ｅａ　ｌ・Ｉ　ｃ　−Ｔ　　　　　　　　　　
・−（１１式％式％ め、スイッチングトランジスタ（５ｂ）、（５ｂ）のオ
ン期間Ｔｂに、インバータトランス（６Ｂ）の電流帰還
巻線Ｃｌｂ３）に電圧Ｅｂｌに相当する第３図（ａ）の
誘起電圧Ｅｔが発生し、との電圧Ｅｔにより逆流阻止ダ
イオード（１２ｂ）がオンする。

このとき、スイッチングトランジスタ（５ａ）、（５ａ
）のオフに基き、平滑コンデンサ（３ａ）については第
４図の等価回路が成立する。

そして、逆流阻止ダイオード（１２ｂ）のアノード。

カソード間の電圧、ＩＣ流をＶｒ、Ｉｆとし、かつ、イ
ンバータトランス（６Ｂ）の巻線（／ｂｘ）、（Ｉ！ｂ
ａ）間のり一ケージインダクタンスｆｌｅとすると、平
滑コンデンサ（３ａ）に注入される電流Ｉｆはリーケー
ジインダクタンスｌｅの制限のみ全受け、第３図（６）
の実線に示すようにオン期間Ｔｂにピーク値Ｉｐｄまで
単調増加して三角波形状に変化し、電圧Ｖｒは同図（Ｃ
）に示すように変化する。

そのため、平滑コンデンサ（３ａ）はオン期間Ｔｂに電
流Ｉｆで充電されてエネルギが補われ、前記電力Ｐｄが
補償される。

すなわち、Ｅ２−Ｅｘ二Ｍとすると、前記ピーク値Ｉｐ
ｄは次の（２）式で示される。

ソシテ、電流Ｉｆの平均値）　ＩａＶとすると、平滑コ
ンデンサ（３ｂ）から平滑コンデンサ（３ａ）に次の（
３１式の電力Ｐｊが移行する。

この（３）式の電力ｙｔが前記電力Ｐｄに等しくなって
端子間電圧ＥａｌとＥｂｔとが等しくなり、電圧不平衡
が解消される。

なお、Ｅａｚ）Ｅｂｔの電圧不平衡が生じたときは、ス
イッチングトランジスタ（５ａ）、（５ａ）のオン期間
Ｔａに逆流阻止ダイオード（１２ａ）がオンし、インバ
ー、−１一 基く帰還電流が平滑コンデンサ（３ｂ）に注入されて電
圧不平衡が解消される。

そして、インバータトランス（６Ａ）、（６Ｂ）は従来
のインバータトランス（６ａ）、（６ｂ）に電流帰還巻
線（１１ａ３）。

（７１ｂ３）　＝ｉ付加して形成され、インバータトラ
ンス（６ａ）、（６ｂ）と価格、重量がほとんど変わら
ない。

しかも、誘起電圧Ｅｔが２次巻線出力の電圧より十分低
く、逆流阻止ダイオード（１２ａ）、（１２ｂ）として
、比較的耐圧の低いダイオードを用いることができる。

そして、平滑コンデンサ（３ａ）、（３ｂ）の電圧不平
衡がインバータトランス（６Ａ）、（６Ｂ）の１次側で
解消され、従来のように２次側に大型、高価な平滑りア
クトルをコンバータ回路毎に設ける必要がなく、１個の
平滑りアクトル（９）を設けて安価、小型に形成するこ
とができる。

ところ′で前記実施例では出力電流の平滑にリアクトル
を用いたが、コンデンサを用いた場合にも適用すること
ができる。

〔発明の効果〕

本発明は、以上のよう番こ構成されているため、以下に
記載する効果を奏する。

両コンバータ回路の入力側の直列接続された２個の平滑
コンデンサの電圧不平衡時、高圧側のコンバータ回路の
インバータトランスに付加された電流帰還巻線の誘起電
圧に基く電流を、この巻線に接続された逆流阻止ダイオ
ードを介して低圧側の平滑コンデンサに注入し、電圧不
平衡を解消したため、両コンバータ回路のインバータト
ランスの２次巻線側に従来のコンバータ回路毎の平滑り
アクトル等の高価、大型の平滑素子を設けることすく、
両平滑コンデンサの電圧平衡を図ることができる。

そして、両コンバータ回路に設けられたインバータトラ
ンスの２次巻数出力全整流した後、共通の１個の平滑り
アクトルで平滑することにより、出力電圧として従来の
２倍の電圧を取出すことができ、安価、小型な構成で従
来より高圧の直流出力を負荷に供給することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図ないし第４図は本発明のスイッチング電源回路の
１実施例を示し、第１図は結線図、第２図（ａ）〜（ｄ
）は電圧平衡時の動作説明用の波形図、第３図（ａ）〜
（Ｃ）及び第４図は重圧不平衡時の動作説明用の波形図
及び等価回路図、第５図は従来例の結線図、第６図（ａ
）〜（Ｃ）は第５図の動作説明用の波形図である。 （３ａ）、（３ｂ）−・・平滑コンデンサ、（４ａ）、
（４ｂ）−２石フォワードコンバータ回路、（６Ａ）、
（６Ｂ）　−インバイ−外ランス、（８ａ）、（８ｂ）
−出力整流ダイオード、（９）−・平滑りアクトル、（
１２ａ）、（１２ｂ）−・・逆流阻止ダイオード、（１
１ａ１）、（７Ｆｂｔ）　・１次巻線、（／ａｚ）、（
／ｂｚ）　・＝２次巻線、（４ａ３）、（１１ｂ３）−
電流帰還巻線。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）直流電源に２個の平滑コンデンサを直列接続する
   とともに、前記両平滑コンデンサに交互動作する同一構
   成の２石フォワードコンバータ回路をそれぞれ接続し、
   前記両コンバータ回路のインバータトランスの２次巻線
   出力を整流、平滑して負荷に供給するスイッチング電源
   回路において、前記両コンバータ回路の前記インバータ
   トランスに電流帰還巻線をそれぞれ付加し、前記電流帰
   還巻線と逆流阻止ダイオードとの直列回路を他方のコン
   バータ回路の前記平滑コンデンサの両端間に接続し、前
   記両平滑コンデンサの電圧不平衡時に高圧側の前記帰還
   巻線の誘起電圧に基く電流を低圧側の前記平滑コンデン
   サに注入して電圧平衡状態にするようにしたスイッチン
   グ電源回路。