JPH03150087A - Ｐｗｍ変換器の電流検出方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明はＰＷＭ変換器の電流検出方法に関し。

詳しくは、誘導電動機のいわゆるベクトル制御に用いら
れるＰＷＭ（パルス幅変調）変換器において。

誘導電動機に流れる一次電流を磁束軸と平行な成分とし
ての磁化電流と垂直な成分としてのトルク電流とに分解
してこれらを検出するための電流検出方法に関する。

（従来の技術） 誘導電動機の電流を制御するために、誘導電動機に流れ
る三相交流電流１１１１１　ｌ　ｂｇ　ｌ　Ｃを磁束軸
と同期して回転する座標上において、上記磁化電流とト
ルク電流とに分解することがある（例えば。

富士時報ｖｏ１．５３　Ｎｏ、９１９８０年　「交流機
のベクトル制御１参照）、そして−このようにして分解
した磁化電流及びトルク電流から各電流値を検出する方
法として、以下のようなものが従来から知られている。

始めに、第１０図（、）は第１従来例を示している。

同図において＋　ＰＷＭ変換器から供給されて誘導電動
機（何れも図示せず）に流れる三相交流電流ｉ。、　ｉ
　ｂ、　ｉ　ｃを、ベクトル回転器２１により二次磁束
ベクトルφと平行な成分と垂直な成分とに分解し。

それぞれ磁化電流検出値ｚ　ａｄ　Ｉ　トルク電流検出
値ｉＴｄとする。

また、第１０図（ｂ）は第２従来例を示している。

同図において、誘導電動機に流れる三相交流電流ｌ　ａ
、　ｌ　ｂｅ　１０を、ベクトル回転器２１により二次
磁束ベクトルφと平行な成分と垂直な成分とに分解して
磁化電流ｉｎ、トルク電流ｉ丁を求め、これらをフィル
タ２２．２３にそれぞれ通して磁化電流検出値ｉＭｄ、
トルク電流検出値ｉ丁ｄとする。

更に、第１０図（ｃ）は第３従来例としての、特開昭５
８−１９８１６５号に示された電流検出方法を示してい
る。同図において、誘導電動機に流れる三相交流電流ｉ
　ａｔ　ｉ　ｂ、　ｉ　ｃを、サンプルホールド回路２
４において搬送波信号である三角波のピーク点Ｐでサン
プリングし、その値ｉ　ａ　、　ｉ　ｂ　、　ｉ　ａを
ベクトル回転器２１に加えて二次磁束ベクトルφと平行
な成分と垂直な成分とに分解し、それぞれ磁化電流検出
値ｉ＋ｖｄ、トルク電流検出値ｉｒｄとしている。

（発明が解決しようとする課題） 一般に、周波数及び振幅が出力電圧の基本波成分に比例
した変調波信号（信号波）と、三角波の搬送波信号とを
比較して得られるパルス信号によって点弧制御されるＰ
ＷＭ変換器においては、出力電圧に高調波分を含むため
、誘導電動機の電流にも高調波分が含まれるものである
。

前述した第１従来例では、誘導電動機の電流に含まれる
上記高調波分により、後述する第３図（ｄ）、（ｅ）に
示すように磁化電流ｉＭｄの検出値とトルク電流ｉｒｄ
の検出値とにリプルが存在し、これらのりプルが電流制
御系に対する外乱となって安定な制御ができなくなると
いう欠点を持つ。

また。第２従来例では、フィルタ２２．２３により磁化
電流ｉｎ、）−ルク電流ｉｔのりプルは除去することが
できるが、位相遅れが発生して過渡応答性が低下すると
いう欠点がある。一般に、搬送波信号の周波数が高いほ
どリプルが小さくなって制御性能が向上するため−ｍ送
波信号の周波数はできる限り高く設定することが好まし
い、しかるに。

ＰＷＭ変換器を構成する電力変換素子のスイッチング損
失の点からこれらをＯＮ、ＯＦＦできる周波数に上限が
あるため、搬送波信号の周波数をそれほど高くできない
場合には磁化電流ｉｎ、トルク電流ｉ丁のりプルが大き
くなり、これらを除去するために時定数の大きなフィル
タが必要になって大きな位相遅れが発生してしまう。

一方、第３従来例では上記位相遅れが発生するおそれは
ない、しかしながら、この第３従来例において、誘導電
動機に流れる三相交流電流を三角波の搬送波信号のピー
ク点Ｐでサンプリングした値は、電流の基本波成分（第
３図（Ｃ）に点腺で示す波形）に近似した値になるが必
ずしも基本波成分に一致するとは限らないため、高精度
な電流検出ができないという欠点がある。

本発明は上述した各従来例の欠点を解消するために提案
されたもので、その目的とするところは、誘導電動機の
電流に含まれる高調波成分によるリプルを低減し、しか
もフィルタを不要にして過渡応答性を高めると共に高精
度な電流検出を可能にしたＰＷＭ変換器の電流検出方法
を提供することにある。

（課題を解決するための手段） 上記目的を達成するため、磁化電流及びトルク電流を検
出するのに、第１の発明では、誘導電動機の一次電流を
一旦磁化電流とトルク電流とに分解した後、搬送波信号
に同期した期間の磁化電流とトルク電流との平均値をそ
れぞれ求め、それらの平均値を磁化電流検出値、トルク
電流検出値とするものである。

また。第２の発明では、まず、第１の発明と同様に搬送
波信号に同期した期間の磁化電流とトルク電流との平均
値を求め、これらの平均値をメモリに格納する。そして
、ａ化電流、トルク電流それぞれについて、変調比によ
って決まる個数だけ前記平均値を取り出して更にそれら
の平均値を演算し、その結果をそれぞれ磁化電流検出値
、トルク電流検出値とするものである。

（作用） 第１の発明によれば、三角波等の搬送波信号に同期した
期間の磁化電流とトルク電流との平均値を求めることに
より、磁化電流とトルク電流とに含まれる、搬送波信号
の周波数に比例した高調波成分が除去される。

また。第２の発明によれば、上記作用に加えて。

上記平均値を変調比によって決まる個数だけ取り出し、
更にその平均値を求めて磁化電流検出値、トルク電流検
出値とすることにより、ＰＷＭ変換器の出力電圧の基本
波周波数に対する高次高調波成分が除去される。

（実施例） 以下、図に沿って各発明の実施例を説明する。

まず、第１図は、第１の発明の実施例が適用される誘導
電動機の駆動システムの主同ｇ楕成を示すもので、同図
において１は直流電源であり、この直流電源１には、例
えばＧＴＯサイリスタ及びダイオードからなるＰＷＭ変
換ＩＩ２が接続されている。このＰＷＭ変換器２は誘導
電動機３に可変電圧、可変周波数の交流電圧を供給し、
これによって誘導電動機３の速度や電流等を制御可能と
なっている。また。誘導電動機３の一次側各相には電流
検出器４がそれぞれ接続されており、これらによって誘
導電動機３の一次電流ｉ　ａ、　ｉ　ｂ、　ｉ　０を検
出するように構成されている。ここで、例えばａ相の一
次電流ｉ、の波形は第３図（ｃ）に示すとおりである。

次に、第２図は上記ＰＷＭ変換器２の制御回路の概略を
示すものである。同図において、５は上記各相の一次電
流ｉ　ａｊ　ｉ　ｂｇ　ｉ　Ｏが入力されるベクトル回
転器であり、このベクトル回転器５は、一次電流１　ｓ
、　ｉ　ｂｙ　ｉ　Ｏを磁束軸φと同期して回転する座
標上に分解し、磁束軸φに平行な成分としての磁化電流
ｉｎと垂直な成分としてのトルク電流Ｉ工とを出力する
ものである。ここで、これらの電流Ｉ轄、ｉｒの波形は
、例えば第３図（ｄ）、（ｅ）に示すとおりである。

また。第２図において６はタイミング発生回路。

７１搬送波信号発生回路であり、タイミング発生回路６
は、搬送波信号発生回路７からの第３図（ａ）、第４図
（ａ）、第５図（ａ）に示すような搬送波信号ＳＣを入
力してその正負のピーク（最大値）時点で第４図（ｂ）
、第５図（ｂ）に示すごときパルス状のタイミング信号
Ｓｔを生成し、この信号Ｓｔを平均値検出回路８Ｎ、８
Ｔに出力するようになっている。

これらの平均値検出回路８　ｍ、　８　Ｔは、タイミン
グ信号Ｓｔと、磁化電流ｉｎまたはトルク電流ｉｒをそ
れぞれ人力し、タイミング信号Ｓｔが発生した時点で、
前回のタイミング信号Ｓｔが発生してから今回のタイミ
ング信号Ｓｔが発生するまでの間の磁化電流ｉｎの平均
値ｉ１１ｍ（第４図（ｄ）参照）とトルク電流ｉｒの平
均値ｉｔｓ（第５図（ｄ）参照）とを算出してそれぞれ
出力する。また、９はマイクロコンピュータ（以下、マ
イコンという）であり、このマイコン９は上記磁化電流
平均値ｉＮａとトルク電流平均値ｉＴａとを入力して電
流調節演算を行い、電圧指令ＶＷ”ｅ　Ｖｔ−直流量）
を求めて磁束軸φと同期して回転する座標から静止座標
への変換を行い、一次電圧指令ｖ１′（交流量）を出力
する。

そして、この一次電圧指令Ｖ□５は搬送波信号ＳＣと共
に比較器ＩＯに入力され、比較器１Ｇでは、両信号を比
較してＰＷＭ変換器２の電力変換素子に対するパルス信
号（点彊信号）Ｓｓを生成して出方する。これにより、
ＰＷＭ変換１１２の出方電圧■□の波形は第３図（ｂ）
に示すようになる。

なお、上記実施例（以下、便宜的に第１実施例という）
においてはトルク電流平均値ｉ１１ａ及びトルク電流平
均値ＩＴａを算出するためのタイミング信号Ｓｔを、搬
送波信号Ｓｃの正負のピーク（最大値）時点で生成する
こととしたが、タイミング信号Ｓｔを搬送波信号Ｓｃの
正の最大値（または負の最大値）の時点で発生させる（
以下、これを第２実施例という）か、あるいは、タイミ
ング信号Ｓｔを搬送波信号Ｓｃの位相がＯ、９０”　、
　１００”　、　２７０，３６０＠の時点で発生させる
（以下、これを第３実施例という）ようにしてもよい。

ここで、上記各実施例のように搬送波信号に同期した期
間の磁化電流平均値及びトルク電流平均値を求めること
は、磁化電流及びトルク電流に含まれる、周波数が搬送
波信号に比例した高調波成分を除去することを意味して
おり、これによってリプルが極めて少ない磁化電流検出
値及びトルク電流検出値を得ることができる。

例えば第５図に示す第１実施例の動作波形において、第
５図（ｅ）に示したトルク電流ｉｒの波形のピークｔｏ
ピーク値は直流分に対して６０％であるが。

搬送波信号に同期させて平均値を求めた第５図（ｄ）に
示すトルク電流検出値ｉ丁１の波形のピークｔｏピーク
値は、直流分に対してｌＯ％に低減されている。

また。Ｗｉ流検出の遅れに関して、検出の無駄時間σ□
は次の（１）式で与えられる。

但し、（１）式において、 ｆｃ：搬送波信号の周波数 Ｎ：′搬送波信号−周期の間に検出される平均値の個数 である。また、検出電流から取り除くことができる搬送
波信号に比例した高調波分の周波数は、次の（２）式で
表わされる。

ｆ　ｃＸ　Ｎ　Ｘ　Ｍ　　　　　　＝−＝（２）但し、
（２）式において、Ｍは正の整数である。

例えば、上記第１ないし第３実施例において。

Ｎはそれぞれ２．ｌ、４であるため、検出の焦肱時間σ
１はそれぞれ次式で与えられる。

・−・−・・（１）−〇 ｃＸ４ ■ ・−・・・・（ｌ）−〇 ｃＸ２ ■ ・・−・・・（１）−■ ｃＸ８ これらの（１）−〇〜（１）−■式から明らかなように
、Ｎが大きくなるほど検出の無駄時間σ、は短くなる。

逆に、Ｎが小さいほどタイミング発生回路６の構成が簡
単になり、また（２）式から明らかなごとく、より低次
の高調波を取り除くことが可能になる。

一方、先の第２従来例のようにリプルを除去するために
フィルタを用いた場合、取り除きたい高周波成分を１７
６に減衰させるとして、フィルタの時定数σ２は以下の
式で表わされる。

但し、この（３）式において。

ｆ；検出電流から取り除きたい高周波分の周波数（ｆ以
上の周波数の成分が減衰する）である。

一般的に、検出電流には搬送波信号の周波数ｆＣの偶数
倍の周波数成分が含まれるので、前記（２）式より、（
１）式にＮ＝２を代入して（１）−の式を。

また、（３）式にｆ＝ｆｃＸ２を代入して（３）−〇式
を得る。

ここで、検出の無肱時間σ□は時定数σ□のフィルタに
近似できるので、（１）−〇式と（３）−の式とにより
σ１とσ３とを比較し、次の（４）式を得る。

すなりち、この実施例では、フィルタを用いたときに比
べて検出の遅れ時間が約２分の１になるという利点があ
る。

さて、上述の第１の発明では、フィルタを用いる場合に
比較して遅れ時間が短く、電流を高精度に検出できると
いう利点を有する。しかるに、一般的に変調波信号と搬
送波信号との周波数が近い場合（例えば、発明が解決し
ようとする課題として第２従来例に関連して述べたよう
に、搬送波信号の周波数をあまり高くできない時に誘導
電動機を高速で回転させる。つまり、変調波信号の周波
数を高くするような場合である。一般にこのようなとき
は、変調波信号周波数と搬送波信号周波数との相互干渉
による電流ビートの発生を防止するため、変調波信号と
搬送波信号とを同期させ、また、電圧利用率を向上させ
るために変調波信号波形を台形波や矩形波にしている。

この場合、ＰＷＭ変換器の出力電圧には基本波周波数の
（６ｎ±１）倍（ｎ＝１．２，３．・・・）の高調波電
圧が多く含まれ、これが原因となって磁化電流、トルク
電流に基本波周波数の６倍の高調波分が出現する、）。

検出電流に含まれる、出力電圧の基本波周波数の６倍や
１２倍の高調波の含有率が大きくなり、これによるリプ
ルが電流制御系に対する外乱となって安定な制御ができ
なくなるという新たな問題を生じることになる。

そこで、第２の発明は上記問題点に鑑みてなされたもの
である。

すなわち、第６図はこの第２の発明の一実施例を示すも
のであり、同図において、第２図と同一の構成要素には
同一の符号を付して詳述を省略し。

以下、異なる部分を中心に説明する。

第６図において、マイコン９にはＲＡＭ等のメモり１１
が接続されており、このメモり１１には、マイコン９に
入力された磁化電流平均値ｉＮａ、トルク電流平均値ｉ
Ｔａが格納されるようになっている。

また。タイミング発生回路６では、第７図（ａ）、第８
図（ａ）、第９図（ａ）に示すような三角波の搬送波信
号Ｓｃの位相がＯ”、９０”、　１００”、２７０”、
３６０−の時点で、第８図（ｂ）、第９図（ｂ）に示す
ごときタイミング信号Ｓｔを発生し、この信号Ｓｔを平
均値検出回路３ｆｉ、８Ｔに出力するものである。

平均値検出回路８Ｎ、ＢＴでは、第１の発明と同様に磁
化電流ｉｗ（第７図（ｄ）参照）、トルク電流ｉ丁（第
７図（ｅ）参照）及びタイミング信号Ｓｔをそれぞれ入
力し、タイミング信号Ｓｔが発生した時点で、前回のタ
イミング信号Ｓｔが発生してから今回のタイミング信号
Ｓｔが発生するまでの間の磁化電流ｉＩｌの平均値ｉｗ
ａ（第８図（ｄ）参照）とトルク電流ｉｔの平均値ｉｒ
ａ（第９図（ｄ）参照）とを算出してそれぞれ出力する
。

そしてマイコン９は、上記磁化電流平均値ｉＮａとトル
ク電流平均値ｉＴａとを入力してこれらをメモりｌｌに
格納すると共に、メモり１１に保存しであるデータを、
その時の搬送波信号と変調波信号との周波数の比（変調
比：この実施例では６）に応じた個数（第８図（ｅ）、
第９図（ｅ）では４）だけ取り出して更に平均値演算を
行い、その結果を第８図（ｅ）、第９図（ａ）に示すご
とく磁化電流検出値ｉＨａ。

トルク電流検出値ｉ　Ｔａ　とする。

更に、マイコン９は電流調節演算を行い、電圧指令ＶＷ
”、Ｖｙ”（直流量）を求めて磁束軸φと同期して回転
する座標から静止座標への変換を行い、第７図（ａ）に
示すような一次電圧指令ｖ、”（交流量）を出力する。

そして、比較器ＩＯは、この一次電圧指令ｖｌ′″と搬
送波信号発生回路７からの搬送波信号Ｓｃとを比較し−
ＰＷＭ変換器２（第１図参照）の電力変換素子に対する
パルス信号Ｓｓを生成して出力する。これにより、ＰＷ
Ｍ変換器２の出力電圧Ｖ□の波形は第７図（ｂ）に示す
ようになる。

なお、上記実施例（以下、便宜的に第１実施例という）
以外にトルク電流平均値ｉＮａ及びトルク電流平均値ｉ
Ｔａを算出するためのタイミング信号Ｓｔを、搬送波信
号Ｓｃの正負のピーク（最大値）時点で発生させる（以
下、これを第２実施例という）か、あるいは、タイミン
グ信号Ｓｔを搬送波信号Ｓｅの正の最大値（または負の
最大値）の時点で発生させる（以下、これを第３実施例
という）ようにしてもよい。

以上のように、マイコン９によって求めた磁化電流平均
値ｉｔｓ及びトルク電流平均値ｉＴａをメモり１１に蓄
えておき、変調比によって決まる個数だけ、蓄えたデー
タの平均を演算することで、ＰＷＭ変換器２の出力電圧
の基本波周波数の（６ＸＭ）倍（Ｍは正の整数）の高調
波分を低減することができる。

ここで、上記変調比によって決まる個数Ｉは。

次の（５）式によって得ることができる。

なお、上式において。

Ｊ：搬送波信号の−周期の間に、搬送波信号に同期して
検出される平均値の個数 ＮＮ：変調比 ＪＸＮＮ：出力電圧の−周期の間に搬送波信号に同期し
て検出される平均値の個数 ６：電流から取り除きたい高調波分の、ＰＷＭ変換器２
の出力電圧の基本波に対する次数（これは、一般的にト
ルク電流、磁化電流共に６である、） 上記（５）式により求められるＩは、基本波の６倍の高
調波−周期の間に、搬送波信号に同期して検出される平
均値の個数を表している。従って、メモり１１に＃積し
たｌ個のデータの平均値を求めれば＋　ＰＷＭ変換器２
の出力電圧の基本波周波数の（６ＸＭ）倍の高調波分は
取り除かれることになる。

このように本実施例では、搬送波信号に同期してトルク
電流平均値及び磁化電流平均値を求め、これらをメモり
１１に一旦格納すると共に、メモり１１に格納された所
定数のデータの平均値を演算してその結果をトルク電流
検出値及び磁化電流検出値とするため、仮りに変調比が
変わったとしても前述の個数Ｉを変えるだけで、容易に
出力電圧の基本波周波数の（６ＸＭ）倍の高調波分を取
り除くことができ、リプルの極めて少ない電流検出値を
得ることができる。

例えば、第９図に示す動作波形では、同図（ｃ）に示す
トルク電流ｉｔの波形のピークｔｏピークの値は、直流
分に対して１０６％であるが、本発明により検出した同
図（ｅ）のトルク電流検出値ｉ　Ｔａ　の波形のピーク
ｔｏピーク値は、直流分に対して３％に低減されている
。

一方、電流検出の遅れに関して、平均値検出の無駄時間
σ１は次式で与えられる。

ｔｚｘｔ□ 但しく６）式において。

ｆ□：　ＰＷＭ変換器２の出力電圧周波数ｆＩＸＮＮ：
搬送波信号の周波数 であり、Ｊ及びＮＮについては先の（５）式の場合と同
様である。

また、この（６）式において。

ＪＸＮＮ は（５）式のＩであり、平均値演算を行なうべき平均値
の個数を示している。

また。サンプリングによる無駄時間σ２は次の（７）式
で表される。

（ｆ、ＸＮＮＪ　　Ｊ　　　を 従って、検出の無肱時間σは＋　（６）、（７）式より
次の（８）式で表わすことができる。

σ＝σ□＋σ１ この（８）式から、Ｊが大きいほど検出の無駄時間σが
短くなることが明らかであり一逆にＪが小さいほど、タ
イミング発生回路６の構成が簡単になる。

例えば、ｆ、＝５０）ｈ、ＮＮ＝６（搬送波信号周波数
：　３ＧＧ翫）、Ｊ＝４．２．１（第１実施例、第２実
施例、第３実施例にそれぞれ対応）の場合−無駐時間σ
は、各実施例についてそれぞれ２．１ｍｓｅｃ、　２゜
５膳ｓｅｅ、　３．３醜ｓｅｅとなる。一般的に、直流
電動機の電流制御の無肱時間は２．７■ｓｅｅ程度（電
源周波数５０１ｋ）であり、Ｊ＝４あるいは２にすれば
、搬送波信号の周波数が３００１にと低いにも関わらず
直流電動機と同程度の応答を得ることができる。

なお、上記各発明の実施例において、搬送波信号として
は鋸歯状波であってもよい。

（発明の効果） 以上述べたように第１の発明によれば、従来の種々の電
流検出方法に比べ、リプルの極めて少ない磁化電流検出
値及びトルク電流検出値を得ることができる。また。フ
ィルタを用いた場合に比べて検出の無駄時間を大幅に低
減させることができるため応答性能が向上し、しかも高
精度の検出が可能である。

また、第２の発明によれば、上記効果に加えて。

変調波信号と搬送波信号との周波数が近い場合において
、検出電流中に含まれる＋　ＰＷＭ変換器出力電圧の基
本波周波数に対する高次高調波成分が除去され、これに
よるリプルを小さくして安定した制御を行なわせること
ができる。

【図面の簡単な説明】

第１図ないし第５図は第１の発明の一実施例を示すもの
で、第１図は誘導電動機の駆動システムの主回路構成図
、第２図はこの実施例が適用されるＰＷＭ変換器の制御
回路のブロック図、第３図ないし第５図は電流検出動作
を示す波形図、第６図ないし第９図は第２の発明の一実
施例を示すもので、第６図はこの実施例が適用されるＰ
ＷＭ変換器の制御回路のブロック図、第７図ないし第９
図は電流検出動作を示す波形図、第１Ｏ図（ａ）　、　
（ｂ）　。 （０）は従来の技術を説明するための電流検出回路のブ
ロック図である。 １・、・直流電Ｍ　　　　２・−ＰＷＭ変換器３・−誘
導電動機　　　４・・・電流検出器５−・−ベクトル回
転器　６・・・タイミング発生回路フー・・搬送波信号
発生回路 ８　ｍ、　８　ｔ・−平均値検出回路 ９−・・マイクロコンピュータ

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）周波数及び振幅が出力電圧の基本波成分に比例し
   た変調波信号と、搬送波信号とを比較して得られるパル
   ス信号により点弧制御されるＰＷＭ変換器にて駆動され
   る誘導電動機の電流を制御するために、前記誘導電動機
   の一次電流を磁束軸と同期して回転する座標上に分解し
   、前記磁束軸と平行な成分としての磁化電流と垂直な成
   分としてのトルク電流とを検出するＰＷＭ変換器の電流
   検出方法において、 前記搬送波信号に同期して前記磁化電流及びトルク電流
   の平均値を演算し、これらの演算結果を磁化電流検出値
   及びトルク電流検出値とすることを特徴とするＰＷＭ変
   換器の電流検出方法。
2. （２）周波数及び振幅が出力電圧の基本波成分に比例し
   た変調波信号と、搬送波信号とを比較して得られるパル
   ス信号により点弧制御されるＰＷＭ変換器にて駆動され
   る誘導電動機の電流を制御するために、前記誘導電動機
   の一次電流を磁束軸と同期して回転する座標上に分解し
   、前記磁束軸と平行な成分としての磁化電流と垂直な成
   分としてのトルク電流とを検出するＰＷＭ変換器の電流
   検出方法において、 前記搬送波信号に同期して前記磁化電流及びトルク電流
   の平均値を検出して記憶し、前記磁化電流及びトルク電
   流のそれぞれについて、前記搬送波信号及び変調波信号
   の周波数の比に基づく変調比に応じた個数だけ前記平均
   値の平均を演算し、これらの演算結果を磁化電流検出値
   及びトルク電流検出値とすることを特徴とするＰＷＭ変
   換器の電流検出方法。