JPH03155207A

JPH03155207A - オーディオ増幅回路

Info

Publication number: JPH03155207A
Application number: JP2295167A
Authority: JP
Inventors: Aldo Torazzina; トラッジーナ　アルド; Bruno Murari; ムラーリ　ブルーノ
Original assignee: SGS Thomson Microelectronics SRL; SGS Thomson Microelectronics Inc
Current assignee: STMicroelectronics SRL; STMicroelectronics lnc USA
Priority date: 1989-10-31
Filing date: 1990-10-31
Publication date: 1991-07-03
Also published as: IT8922226A1; EP0425878A2; EP0425878A3; IT1237511B; US5101170A; IT8922226A0; KR910008937A

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］本発明は、入力信号に応じて動作状態を切換えるスイッ
チング手段を備えた、効率の高いオーディオ増幅回路に
関するものである。

［従来の技術］いわゆるブリッジ構成が通常、自動車用ラジオセットの
オーディオ増幅に用いられるが、反対位相の２つの信号
を用いて負荷を駆動する２つのパワ増幅器が必要であり
、このパワ増幅器は通常はＡＢ級である。この構成を用
いると、市場の要求する高出力が得られ、これは典型的
には、１４．４Ｖ電源で、４オーム負荷に対して２０Ｗ
である。

このタイプの増幅器の効率カーブは対数形をしており、
ゼロ出力で０％から出発し、最大出力で７０％に達する
。この構成における典型的な出力と効率のカーブは第１
図に示す通りであり、これは出力パワＰＯに対する損失
パワＰｄおよび効率をプロットしたものである。入力信
号の平均値は、これらの増幅器が普通に駆動される音楽
的な信号の動作態様についての統計的な調査が示すよう
に、供給可能な最大パワの２０〜３０％（最大出力２０
Ｗに対して４．６Ｗ）であるので、増幅器の平均効率は
０〜３０％の範囲に入る。

これに対して第２図は、負荷を直列コンデンサを介して
駆動する片側接地式増幅器の特性を、上記の場合と同じ
電源および負荷についてプロットしたものである。

効率を高めるには、すなわち同じ供給パワに対して損失
パワを減らすには、上記のＡＢ級のパワ増幅器の代りに
、Ｄ級のスイッチングパワ増幅器を使用するか、あるい
はＡＢ級のパワ増幅器の電源を出力信号の振幅に対応し
て変調する装置を使用すればよいことが知られている。

しかしながら、これら従来の方法には、高度の複雑さ、
望ましくない放射作用などの重大な欠点があり、さらに
特殊な電源が必要になる。

［発明が解決しようとする課題］従って本発明の第１の目的は、低出力および中間出力で
の動作効率を向上した増幅器を提供することである。

本発明の他の目的は、上記の増幅器をモノリシックな集
積回路として構成できるようにすることである。

［課題を解決するための手段と作用］本発明は上記の目的、ならびに下記の開示から明かにな
る他の目的および効果を達成するに、単一の入力信号で
駆動されると共に、それぞれの出力が負荷の両端に直接
に、および直列コンデンサを介して接続される、第１の
非反転増幅ユニットおよび第２の反転増幅ユニットを備
えたオーディオ増幅回路において、さらに入力信号が設
定されたしきい値レベルより低いとき第２の増幅ユニッ
トを不動作にする回路手段を備えたことを特徴とする。

［実　施　例］以下、本発明のいくつかの好ましい実施例を図面を参照
して説明する。

第３図において、それぞれ非反転および反転の２つのＡ
Ｂ級増幅器１０および１２は、それぞれライン１４およ
び第１の電子スイッチ１６を介して電圧Ｖｃｃで付勢さ
れる。増幅器１０は入力信号Ｖｉｎをその入力１８で受
信し、これを反転しないで増幅し、一方、増幅器１２は
同じ入力信号Ｖｉｎをその入力２０で受信し、これを反
転して増幅する。負荷２２は、その１端が増幅器１０の
出力に直接に接続されると共に、その他端が増幅器１２
の反対位相の出力に直列コンデンサ２４を介して接続さ
れている。コンデンサ２４と増幅器１２の出力との間の
ノードは、第２の電子スイッチ２６を介して大地に接続
されている。

温度センサ２８は２つの増幅器１０および１２の動作温
度を検出し、その出力３０に、温度が第１のしきい値Ｔ
１まで上昇するまでは値０となり、Ｔｌを超えて、かつ
第２のしきい値Ｔ２　（Ｔ２＜Ｔｌ）に下るまでは値１
となる、ヒステリシスサイクルのロジック信号Ｓｔを発
生する。

電圧レベルセンサ３２が設けられ、入力信号Ｖｉｎのレ
ベルを検出してその出力３４に、Ｖｉｎがしきい値Ｖｓ
より低いときは値１となり、Ｖｉｎがこのしきい値より
高いときは値Ｏとなるロジック信号Ｓｖを発生する。

出力３０および３４はＯＲゲート３６の２つの入力に印
加され、その出力３８は、２つの信号ＳｔおよびＳｖの
ＯＲ結合に相当するロジック信号Ｓｏを出力する。信号
Ｓｏは操作回路４０を制御して、５Ｏ＝１のときは、ス
イッチ１６を開いてスイッチ２６を閉じ、５ｏ＝Ｏのと
ぎは、この２つのスイッチを反対方向に開閉させる。

入力信号Ｖｉｎがしきい値Ｖｓより高いとき（このとき
、温度によってセンサ２８が動作していないとする）は
、この回路は第３図に示すように、スイッチ１６が閉、
スイッチ２６が開の状態で動作する。従って、２つの増
幅器は通常のブリッジ構成で接続され、それに対応する
パワ損失を含んでいる。しかしながら、入力信号Ｖｉｎ
がしきい値Ｖｓ以下に低下すると、操作回路がスイッチ
１６を開、スイッチ２６を閉とし、これによって増幅器
１２が動作を停止して電源からのパワの吸収を停止する
と共に、コンデンサ２４が大地に接続される。すなわち
、増幅器１０だけが残って、片側接地構成で動作し、こ
れに伴って損失パワが低減する。

第４図はその結果を示すもので、第３図の回路全体につ
いて、負荷に供給されるパワＰａに対する損失パワＰｄ
をプロットしている。また第５図は、負荷に供給される
パワＰａに対する効率ηを示したもので、７０％付近に
ある２つのピークを有し、第１のピークは増幅器１０の
単独動作に関連したものであり、第２のピークは増幅器
１０と１２とが両方とも動作するときに生ずるものであ
る。従って、この回路を用いると、音楽信号の場合の一
般的な動作条件となる低出力パワ領域で効率の向上が得
られる。

さらに温度センサ２８を考慮に入れて回路を眺めると、
回路は高温度に応答したとき片側接地式の動作しかでき
ず、これによって損失パワを制限するようになっている
ことが分る。

第６図は、本発明の具体的な実施例のさらに詳細な回路
図である。第３図と同じ構成要素には、第３図における
符号の数字に１００を足した数字を符号として用いてい
る。

第６図の回路は、負荷１２２を駆動する２つの差動増幅
器！１０および１１２と、直列コンデンサ１２４を備え
ている。入力信号Ｖｉｎは増幅器１１０の正入力に直接
に印加されると共に、反転回路４１で反転されたものが
増幅器１１２の正入力に印加される。２つの増幅器１１
０および１１２の出力は、第１図の場合と同じよるに、
それぞれが１対のＮＰＮ）ランジスタ４２．４４および
４６．４８から成るプッシュプル段を介して負荷を駆動
する。後者のトランジスタ４８にはダイオード４９が並
列接続されている。さらに、この増幅器の電源には電子
スイッチ５１が直列接続されている。

増幅器１１０は、その出力ノード５０に接続された、抵
抗器５３．５４から成る分圧器と、フィードバック抵抗
器５６および制限抵抗器５８を有する演算増幅期５２を
備え、負荷１２２の両端電圧信号を負入力へフィードバ
ックするフィードバックユニットによって制御されてい
る。また増幅器１１２も、出力ツードロ０の信号を負入
力に伝える抵抗器６１．６２によって同時に制御される
。

入力信号Ｖｉｎを反転した信号は、増幅器６４にも印加
され、その出力は整流器６６で整流され、コンデンサ６
８で平滑化され、平均信号がしきい値回路７０に印加さ
れ、これによって第３図で説明したロジック信号Ｓｖが
出力される。また、第３図の場合と同じ温度センサ１２
８がロジック信号Ｓｔを出力し、この両方の信号Ｓｖお
よびＳｔがＯＲゲート１３６で結合されて、論理和ロジ
ック信号ＳＯを出力する。信号Ｓｏは双安定回路として
の操作回路１４０に印加され、これが一方ではトランジ
スタ４８を駆動すると共に、他方では、第３図で説明し
たことと同じように増幅器１１２の電源回路の電子スイ
ッチ５１の開閉を制御する。またコンチン゛す７２が、
操作回路１４０の出力から大地へ並列接続され、操作回
路の１つの状態から他の状態への転移ステップを円滑に
して、負荷の突発的な過渡現象（いわゆる“ポツプノイ
ズ°゛）を防止している。

信号Ｓｏが１のと牲は、電子スイッチ５１が開いて増幅
器１１２はオフとなり、トランジスタ４８は常時導通と
なる。信号Ｓｏが０となると、スイッチ５１が閉じ、増
幅器１１２は電源オンとなり、トランジスタ４８は通常
のプッシュプル動作を行う。片側接地による動作中は、
負荷１２２の信号電流は、Ｖｉｎの正の半波では、増幅
器１１０の出力点のノードから入って大地ノードへ出て
行き５．一方Ｖｌｎの負の半波では、大地ノードから入
って上記の増幅器出力点ノードへ出て行く。この場合、
トランジスタ４８とダイオード９は、２つの半周期ごと
と交互に導通を行う。上記の説明から見て、第６図の回
路の全体の動作は、第３図の回路と同じである。

増幅時の歪を防ぐと共に、全動作状態でゲインを一定に
するためには、差動増幅器１１０に対するフィードバッ
クユニットの作用が必要であり、以下これについて説明
する。

抵抗器５３，５４，５６，５８．６１および６２の各抵
抗値をＲ＋　、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４Ｒ５およびＲ６とし、
片側接地動作時の回路を解析すると、ノード６０の信号
ｖ２はゼロであり、ノード５０の信号ｖｌは下記の通り
となる。

間に１対１の比すなわちＶ　Ｈ／　Ｖ　ｉ　ｎ　＝　１
を与えることによって得られる。従って、上記の関係か
ら次の関係が成立する必要がある。

ブリッジ構成のときは、信号Ｖ、は下式で与えられる。

信号ｖ２とｖＩとの差が負荷にかかる有効信号である。

ブリッジ動作状態で両方の出力の最大範囲を得るには、
１１２のゲインを、１１０のゲインの半分にする必要が
あり、しかしながら、実際の状態ではＶ、は正確にゼロではな
く、トランジスタ４８およびダイオード４９の導通状態
に関係する若干の残留電圧をもっており、従ってこれを
補正しないとひずみを発生する。この補正は、■１とＶ
ｉｎとの・・・（２）となる。

従って、出力範囲を最大にすると共に、ひずみを最小に
するには、関係式（１）　　と（２）が成立する必要が
ある。実際には、例えばゲインが２０ｄＢのとき、次の
ような値、すなわちＲ１＝Ｒ，−１０キロオーム、Ｒ６
＝４キロオーム、Ｒ２＝Ｒ，＝Ｒ，＝１キロオームが用
いられる。

上記は本発明の好ましい実施例について説明したが、本
発明の考え方を逸脱しない範囲で、種々の変更が可能で
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図は、従来技術によるブリッジ構成の増幅回路の動
作特性図、第２図は、従来技術による片側接地形増幅器
の動作特性図、第３図は本発明によるブリッジ構成の増
幅回路の基本回路図、第４図は第３図の回路の損失特性
を示す動作図、第５図は第３図の回路の効率特性を示す
動作図、第６図は本発明によるブリッジ構成増幅回路の
詳細な回路図である。１０．１２，５２，６４，１１０，１１２・・・増幅器
１４・・・電源ライン１６．２６．５１・・・電子スイッチ１８．２０・・・入力　　　　　２２，１２２・・・負
荷２４、６８．７２．１２４・・・コンデンサ２８．１
２８・・・温度センサ３０・・・出力（Ｓｔ）３４・・・出力（Ｓ　ｖ）４０．１４０・・・操作回路４２．４４，４６．４８・・・ト４９・・・ダイオード５３．５４．５６．５８，６１．８２６６・・・整流器３２・・・電圧レベルセンサ３Ｂ、１３８・・・ＯＲゲート４１・・・反転器ランジスタ５０．６０・・・出力ノード・・・抵抗器７０・・・しきい値回路他３名；（・４ −２：／’ｑ、　５

Claims

【特許請求の範囲】１　第１の非反転増幅ユニットと、第２の反転増幅ユニ
ット（第３図１０と１２）より成り、これらは単一の入
力信号（Ｖｉｎ）より駆動され、上記増幅ユニットの出
力夫々は直列コンデンサ２４を経て負荷２２に接続され
ているオーディオ増幅回路に於いて、入力信号（Ｖｉｎ）が予め設定されたしきい値レベル以
下の時に上記第２の増幅ユニット（１２）を不能化する
回路手段（１６、２６、３２、３６、４０）を更に有す
る事を特徴とするオーディオ増幅器回路。２　上記、第２の増幅器を不動作にする回路手段は、第
２の増幅器の電力供給ラインに設けられた第１の電子ス
イッチ（１６）、第２の増幅器と大地との間に設けられ
た第２の電子スイッチ（２６）、および入力信号の電圧レベルに感応し
て上記の電子スイッチを制御する手段（３２、３６、４
０）を備え、入力信号レベルが上記設定されたしきい値
より高いとき第１のスイッチを閉じると共に第２のスイ
ッチを開き、入力信号レベルが上記設定されたしきい値
より低いとき第１のスイッチを開くと共に第２のスイッ
チを閉じること、を特徴とする請求項１記載のオーディ
オ増幅回路。３　上記、入力信号電圧レベルに感応する手段（３２、
３６、４０）は、上記第１の増幅器の入力ノードに接続
されると共に、上記電子スイッチに対する操作回路（４
０）を制御する出力を有するしきい値回路（３２）を備
えたこと、を特徴とする請求項２記載のオーディオ増幅
回路。４　上記操作回路はまた、第１の増幅器および第２の増
幅器の温度に感応する温度センサ（２８）によってＯＲ
ロジックで制御されること、を特徴とする請求項３記載
のオーディオ増幅回路。５　上記操作回路は双安定回路（１４１）であること、
を特徴とする請求項３または４記載のオーディオ増幅回路。６　上記双安定回路の出力は平滑コンデンサ（７２）を
介して大地に接続されていること、を特徴とする請求項
５記載のオーディオ増幅回路。７　上記第１の増幅器は、１つの非反転入力、１つの反
転入力、および出力（５０）を有し、入力信号を非反転
入力に受信するようにした第１の演算増幅器（１１０）
と、負荷の両端信号で駆動されると共に第１の演算増幅
器の反転入力を駆動する第１のフィードバックユニット
（５２、５３、５４、５６、５８）とを備え、上記第２
の増幅器は、１つの非反転入力、１つの反転入力、１つの出力（６０）、および第２の演
算増幅器の非反転入力に接続された反転器（４１）を有
し、入力信号をその入力に受信するようにした第２の演
算増幅器（１１２）と、第２の演算増幅器の出力で駆動
されると共にその反転入力を駆動する第２のフィードバ
ックユニット（６１、６２）を備えていること、を特徴
とする請求項１〜６記載のオーディオ増幅回路。８　上記第１のフィードバックユニットは、１つの非反
転入力と１つの反転入力を有する第３の演算増幅器（５
２）、負荷の一端と大地との間に接続されると共に、そ
の中心ノードが第３の演算増幅期の非反転入力に接続さ
れた分圧抵抗器（５３、５４）、負荷の他端と第３の演
算増幅器の反転入力との間に接続された制限抵抗器（５
８）、および第３の演算増幅器の反転入力とその出力と
の間に接続されたフィードバック抵抗器（５６）を備えていることを特徴とする請
求項７記載のオーディオ増幅回路。９　分圧抵抗器の抵抗値Ｒ＿１、Ｒ＿２、フィードバッ
ク抵抗器の抵抗値Ｒ＿３、および第１のフィードバック
ユニットの制限抵抗器の抵抗値Ｒ＿４の間に、Ｒ＿４／（Ｒ＿３＋Ｒ＿４）・（Ｒ＿１＋Ｒ＿２）／Ｒ
＿２＝１の関係があること、を特徴とする請求項８記載
のオーディオ増幅回路。１０　第１の増幅器の上記各抵抗値、第２のフィードバ
ックユニットのフィードバック抵抗器の抵抗値Ｒ＿５、
および第２のフィードバックユニットの制限抵抗器の抵
抗値Ｒ＿６の間に、Ｒ＿４／（Ｒ＿３＋Ｒ＿４）・（Ｒ＿１＋Ｒ＿２）／Ｒ
＿２÷２＝（Ｒ＿５＋Ｒ＿６）／Ｒ＿６の関係があるこ
と、を特徴とする請求項９記載のオーディオ増幅回路。１１　上記第１および第２の演算増幅器の出力が、負荷
の両端を、それぞれのプッシュプル段を介して駆動する
こと、を特徴とする請求項７〜１０の１つに記載のオー
ディオ増幅回路。