JPH0317713A - 短絡保護機能を改良した電力トランジスタ駆動回路 - Google Patents
短絡保護機能を改良した電力トランジスタ駆動回路Info
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- JPH0317713A JPH0317713A JP2093265A JP9326590A JPH0317713A JP H0317713 A JPH0317713 A JP H0317713A JP 2093265 A JP2093265 A JP 2093265A JP 9326590 A JP9326590 A JP 9326590A JP H0317713 A JPH0317713 A JP H0317713A
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
- H03K17/082—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit
- H03K17/0828—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit in composite switches
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- Electronic Switches (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
- Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
- Protection Of Static Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
発明の背景
本発明は、負荷への電力の供給を制御する電力トランジ
スタを駆動する回路に関し、更に詳しくは、前記トラン
ジスタに接続された負荷の短絡による悪影響をある程度
保護する回路に関する。
スタを駆動する回路に関し、更に詳しくは、前記トラン
ジスタに接続された負荷の短絡による悪影響をある程度
保護する回路に関する。
電力用半導体素子の種類に最近絶縁ゲート型バイポーラ
トランジスタ（ＩＧＢＴ）が加えられている。この種の
素子は電源装置や数百アンペア台の電流をスイッチング
することが要求される他の用途に使用されるようになっ
ている。ＩＧＢＴの１つの用途はＸ線発生器の高周波イ
ンバータである。
トランジスタ（ＩＧＢＴ）が加えられている。この種の
素子は電源装置や数百アンペア台の電流をスイッチング
することが要求される他の用途に使用されるようになっ
ている。ＩＧＢＴの１つの用途はＸ線発生器の高周波イ
ンバータである。
この種の電力用半導体素子の好ましい特徴は、サイリス
タに比較して、従来の保護技術に単に頼っているよりも
むしろ障害電流を自身で制限することによって短絡負荷
状態でも動作し続けることができることである。この自
己制限機能はＩＧＢＴの導電率とそのゲート電極に印加
される駆動電圧の大きさとの関数である。ゲート電圧が
大きい場合には、より大きな障害電流がトランジスタに
流れることになり、これにより素子にかかるストレスが
増大し、もって、電流検知器がトランジスタのゲート駆
動をターンオフするように動作する前に短絡状態の下で
素子が損傷する可能性がある。
タに比較して、従来の保護技術に単に頼っているよりも
むしろ障害電流を自身で制限することによって短絡負荷
状態でも動作し続けることができることである。この自
己制限機能はＩＧＢＴの導電率とそのゲート電極に印加
される駆動電圧の大きさとの関数である。ゲート電圧が
大きい場合には、より大きな障害電流がトランジスタに
流れることになり、これにより素子にかかるストレスが
増大し、もって、電流検知器がトランジスタのゲート駆
動をターンオフするように動作する前に短絡状態の下で
素子が損傷する可能性がある。
従って、短絡保護の面からトランジスタの導電率を制限
することが有利であるが、これはＩＧＢＴのオン状態時
電圧降下が大きくなるという悪影響がある。電圧降下が
高くなると、素子の電力損失が増大し、電力消費が多く
なる。ＩＧＢＴが数百アンペアをスイッチングする場合
には、素子の両端間の数ボルトの差はかなり大きな電力
消費に相当する。
することが有利であるが、これはＩＧＢＴのオン状態時
電圧降下が大きくなるという悪影響がある。電圧降下が
高くなると、素子の電力損失が増大し、電力消費が多く
なる。ＩＧＢＴが数百アンペアをスイッチングする場合
には、素子の両端間の数ボルトの差はかなり大きな電力
消費に相当する。
この結果、ＩＧＢＴを電力スッチング回路に取り入れよ
うとする設計者は短絡保護を低減しても素子の電力消費
を少なくするために比較的高いゲート駆動電圧を選択す
るか、または素子の電力消費を増大しても短絡保護を大
きくするために低いゲート駆動電圧を選択するかのジレ
ンマに直面する。
うとする設計者は短絡保護を低減しても素子の電力消費
を少なくするために比較的高いゲート駆動電圧を選択す
るか、または素子の電力消費を増大しても短絡保護を大
きくするために低いゲート駆動電圧を選択するかのジレ
ンマに直面する。
発明の要約
本発明の装置は正常な動作負荷状態の下においては素子
の電力損失を減らすと共に、障害状態の下においては素
子の短絡保護機能を利用するようにＩＧＥＴ電力用半導
体のゲートを駆動する。この目的を達成するために、ト
ランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧を検知すること
によってＩＧＢＴが飽和状態にある時を検出している。
の電力損失を減らすと共に、障害状態の下においては素
子の短絡保護機能を利用するようにＩＧＥＴ電力用半導
体のゲートを駆動する。この目的を達成するために、ト
ランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧を検知すること
によってＩＧＢＴが飽和状態にある時を検出している。
本発明はコレクタ−エミッタ間電圧が所定のしきい値よ
り低いとき、第１の電圧レベルでトランジスタのゲート
を駆動する。短絡負荷状態の下で発生するようにコレク
タ−エミッタ間電圧がこのしきい値よりも高いとき、ゲ
ート電極は第２の電圧レベルで駆動される。この第２の
電圧レベルは第１の電圧レベルでゲートを駆動した場合
よりもトランジスタの導電率を低下させている。短絡状
態における素子の導電率を低ドさせることによって、ト
ランジスタは長い期間にわたって短絡電流に耐えること
ができ、これによりトランジスタが損傷する前に通常の
保護回路が動作できるようにしている。
り低いとき、第１の電圧レベルでトランジスタのゲート
を駆動する。短絡負荷状態の下で発生するようにコレク
タ−エミッタ間電圧がこのしきい値よりも高いとき、ゲ
ート電極は第２の電圧レベルで駆動される。この第２の
電圧レベルは第１の電圧レベルでゲートを駆動した場合
よりもトランジスタの導電率を低下させている。短絡状
態における素子の導電率を低ドさせることによって、ト
ランジスタは長い期間にわたって短絡電流に耐えること
ができ、これによりトランジスタが損傷する前に通常の
保護回路が動作できるようにしている。
しかしながら、正常な負荷状態においては、駆動回路は
ＩＧＢＴの導電率を増大させて、これによって電圧降下
および電力損失を低減させる。
ＩＧＢＴの導電率を増大させて、これによって電圧降下
および電力損失を低減させる。
本発明の目的は、正常な負荷状態においては電力トラン
ジスタを完全にターンオンするが、短絡状態が存在する
ときにはトランジスタの導電率を低減させることにある
。
ジスタを完全にターンオンするが、短絡状態が存在する
ときにはトランジスタの導電率を低減させることにある
。
本発明の他の目的は、トランジスタが飽和しているとき
を検出することによって短絡状態の存在を決定すること
にある。好適実施例においては、これはトランジスタの
コレクタ−エミッタ間電圧を検知することによって達成
される。
を検出することによって短絡状態の存在を決定すること
にある。好適実施例においては、これはトランジスタの
コレクタ−エミッタ間電圧を検知することによって達成
される。
更に他の目的は、通常の保護装置が動作できるようにＩ
ＧＢＴが短絡電流に耐えることができるａ．１間の長さ
を増大することにある。
ＧＢＴが短絡電流に耐えることができるａ．１間の長さ
を増大することにある。
発明の詳しい説明
第１図を参照すると、負荷１０が絶縁ゲート型バイポー
ラトランジスタ（ＩＧＢＴ）１３および通常の短絡電流
検知器１１を介して第１の電池１２のような電力源に接
続されている。ＩＧＢＴＩ３のエミッタは第１の電池１
２の負端子に接続され、ＩＧＢＴのコレクタは第１のノ
ード３８を介して負荷に接続されている。ＩＧＢＴ１３
がオンにされると、第１の電池１２からの電流が負荷１
０を通って流れる。
ラトランジスタ（ＩＧＢＴ）１３および通常の短絡電流
検知器１１を介して第１の電池１２のような電力源に接
続されている。ＩＧＢＴＩ３のエミッタは第１の電池１
２の負端子に接続され、ＩＧＢＴのコレクタは第１のノ
ード３８を介して負荷に接続されている。ＩＧＢＴ１３
がオンにされると、第１の電池１２からの電流が負荷１
０を通って流れる。
負荷１０と第１の電池１２との間に流れる電流が短絡状
態を示す所与のレベルを超えたときには、電流検知器１
１が低論理レベル信号をライン１５に発生するように作
用する。そうでない場合には、高論理レベル信号が電流
検知器１１からライン１５に供給されている。
態を示す所与のレベルを超えたときには、電流検知器１
１が低論理レベル信号をライン１５に発生するように作
用する。そうでない場合には、高論理レベル信号が電流
検知器１１からライン１５に供給されている。
この回路において、ＩＧＢＴ１３は１０ないし２０ボル
ト台の比較的低い電圧制御信号によって負荷への比較的
高い電圧および電流、例えば５５０ボルトで１００アン
ペアの供給を制御できるようになっている。特に、負荷
１０はアンド・ゲート１６の一方の入力に接続されてい
る端子１４の入力信号によって制御される。アンド・ゲ
ートの他方の人力は電流検知器１１からのライン１５に
接続されている。アンド・ゲート１６は外部制御回路か
らのディジタル論理レベル信号によって■ＧＢＴＩ ３
を作動できるようにしている。詳しく説明すると、正常
な状態においては、端子１４の高レベル電圧によって負
荷への電力の供給を行わせるのに対して、端子１４に供
給される低レベル電圧によって電力の供給を停止する。
ト台の比較的低い電圧制御信号によって負荷への比較的
高い電圧および電流、例えば５５０ボルトで１００アン
ペアの供給を制御できるようになっている。特に、負荷
１０はアンド・ゲート１６の一方の入力に接続されてい
る端子１４の入力信号によって制御される。アンド・ゲ
ートの他方の人力は電流検知器１１からのライン１５に
接続されている。アンド・ゲート１６は外部制御回路か
らのディジタル論理レベル信号によって■ＧＢＴＩ ３
を作動できるようにしている。詳しく説明すると、正常
な状態においては、端子１４の高レベル電圧によって負
荷への電力の供給を行わせるのに対して、端子１４に供
給される低レベル電圧によって電力の供給を停止する。
アンド◆ゲート１６の出力は電流制限抵抗１８を介して
ＮＰＮトランジスタＱ１のベースに接続されている。
ＮＰＮトランジスタＱ１のベースに接続されている。
トランジスタＱ１のエミッタは回路のアース２０に直接
接続され、このアースは第２の電池２２の負端子に接続
されている。この第２の電池２２は低電圧（例えば、１
５ボルト）をＩＧＢＴ制御回路に供給する。第２の電池
２２の正端子は正電圧バス２４に接続されている。トラ
ンジスタＱ１のコレクタは一対の直列接続された抵抗２
６および２８を介して正電圧バス２４に接続されている
。
接続され、このアースは第２の電池２２の負端子に接続
されている。この第２の電池２２は低電圧（例えば、１
５ボルト）をＩＧＢＴ制御回路に供給する。第２の電池
２２の正端子は正電圧バス２４に接続されている。トラ
ンジスタＱ１のコレクタは一対の直列接続された抵抗２
６および２８を介して正電圧バス２４に接続されている
。
アンド●ゲート１６の出力が高レベルにＡると、トラン
ジスタＱ１がターンオンされ、抵抗２６および２８の間
の中間ノード２７の電位が低減する。
ジスタＱ１がターンオンされ、抵抗２６および２８の間
の中間ノード２７の電位が低減する。
この低い電圧はトランジスタＱ２のベースに供給され、
該トランジスタＱ２をターンオンし、これにより抵抗３
０および３２からなる分圧器の一端を正電圧バス２４に
接続する。この状態において、約１５ボルトがこの分圧
器の両端間に供給され、抵抗３０および３２の間の第２
のノード３４に約＋１０ボルトの中間電圧を作る。
該トランジスタＱ２をターンオンし、これにより抵抗３
０および３２からなる分圧器の一端を正電圧バス２４に
接続する。この状態において、約１５ボルトがこの分圧
器の両端間に供給され、抵抗３０および３２の間の第２
のノード３４に約＋１０ボルトの中間電圧を作る。
この第２のノード３４は、回路のアース２０と正電圧バ
ス２４との間にエミッタフォロワとして接続されている
一対の相補的な導電型のトランジスタＱ４およびＱ５の
ベースに接続されている。
ス２４との間にエミッタフォロワとして接続されている
一対の相補的な導電型のトランジスタＱ４およびＱ５の
ベースに接続されている。
詳しくは、この相補的なトランジスタＱ４およびＱ５の
エミッタが相互に接続され、コレクタがそれぞれ正電圧
バス２４および回路のアース２０に接続されている。ト
ランジスタＱ４およびＱ５のエミッタに現れる電圧の大
きさはノード３４に接続されているベース電極に供給さ
れる電圧の大きさに対応している。
エミッタが相互に接続され、コレクタがそれぞれ正電圧
バス２４および回路のアース２０に接続されている。ト
ランジスタＱ４およびＱ５のエミッタに現れる電圧の大
きさはノード３４に接続されているベース電極に供給さ
れる電圧の大きさに対応している。
トランジスタＱ４およびＱ５のエミッタは抵抗３６を介
してＩＧＢＴ１３のゲート電極に接続されている。そし
て、ノード３４の電圧が約＋１０ボルトになると、ＩＧ
ＢＴのゲートは約＋９．４ボルトで駆動される。この電
圧はＩＧＢＴ１３が数百アンペアを負荷１０に流し得る
のに充分な値である。正常な負荷状態においては、ＩＧ
ＢＴＩ３はターンオンされるとすぐに飽和し、そのコレ
クタ−エミッタ間電圧■ は供給されたゲート電Ｃｅ 位に対してその飽和電圧（例えば、約３−５ボルト）ま
で低下する。更に、ＩＧＢＴ１３のコレクタと負荷１０
との間の第１のノード３８の電位はＩＧＢＴの両端間の
電圧降下に等しくなる。従って、第１のノード３８は正
電圧バス２４の＋１５ボルトのレベルよりも低くなる。
してＩＧＢＴ１３のゲート電極に接続されている。そし
て、ノード３４の電圧が約＋１０ボルトになると、ＩＧ
ＢＴのゲートは約＋９．４ボルトで駆動される。この電
圧はＩＧＢＴ１３が数百アンペアを負荷１０に流し得る
のに充分な値である。正常な負荷状態においては、ＩＧ
ＢＴＩ３はターンオンされるとすぐに飽和し、そのコレ
クタ−エミッタ間電圧■ は供給されたゲート電Ｃｅ 位に対してその飽和電圧（例えば、約３−５ボルト）ま
で低下する。更に、ＩＧＢＴ１３のコレクタと負荷１０
との間の第１のノード３８の電位はＩＧＢＴの両端間の
電圧降下に等しくなる。従って、第１のノード３８は正
電圧バス２４の＋１５ボルトのレベルよりも低くなる。
この状態において、抵抗３０の両端間に接続されている
トランジスタＱ３のエミッタはトランジスタＱ２によっ
て約＋１５ボルトまで引き上げられる。この結果、電流
がトランジスタＱ２、トランジスタＱ３のエミッターベ
ース接合部、抵抗４０およびダイオード４２を介してノ
ード３８に流れる。この電流の流れはトランジスタＱ３
をターンオンし、抵抗３０の両端間に分流路を形成し、
第２のノード３４の電位を約＋１５ボルトに上昇させる
。この第２のノード３４における電圧の上昇はエミッタ
フォロワ形式のトランジスタＱ４およびＱ５のベースの
電位を上昇させ、これによりＩＧＢＴのゲート駆動電圧
を約＋１４．４ボルトに増大させる。ゲート駆動電圧が
増大すると、ＩＧＢＴ１３の導電率が増大し、これに応
じてその飽和電圧Ｖ が低減する。このＩＧＢＴの飽和
電ＣＯ 圧の低減は素子の電力損失を低減するとともに、大電流
を負荷１０に流すことを可能にしている。
トランジスタＱ３のエミッタはトランジスタＱ２によっ
て約＋１５ボルトまで引き上げられる。この結果、電流
がトランジスタＱ２、トランジスタＱ３のエミッターベ
ース接合部、抵抗４０およびダイオード４２を介してノ
ード３８に流れる。この電流の流れはトランジスタＱ３
をターンオンし、抵抗３０の両端間に分流路を形成し、
第２のノード３４の電位を約＋１５ボルトに上昇させる
。この第２のノード３４における電圧の上昇はエミッタ
フォロワ形式のトランジスタＱ４およびＱ５のベースの
電位を上昇させ、これによりＩＧＢＴのゲート駆動電圧
を約＋１４．４ボルトに増大させる。ゲート駆動電圧が
増大すると、ＩＧＢＴ１３の導電率が増大し、これに応
じてその飽和電圧Ｖ が低減する。このＩＧＢＴの飽和
電ＣＯ 圧の低減は素子の電力損失を低減するとともに、大電流
を負荷１０に流すことを可能にしている。
短絡が負荷１０の両端間に発生したと仮定すると、第１
のノード３８の電位は第１の電池１２（例えば、５５０
ボルト）の電圧にほぼ等しくなり、正電圧バス２４より
もかなり高くなる。この状態においては、ＩＣ；ＢＴ１
３はターンオンされたとき飽和しない。第１のノード３
８の電位が正電圧バスの電位よりも大きくなった結果、
トランジスタＱ３はターンオンしなくなる。従って、短
絡状態においては、抵抗３０は分路されず、エミッタフ
ォロワのトランジスタＱ４およびＱ５のベースの電位は
約＋９．４ボルトの初期バイアスに留まる。また、この
結果ＩＧＢＴ１３のゲート駆動電圧および導電率が初期
の低いレベルに留まる。
のノード３８の電位は第１の電池１２（例えば、５５０
ボルト）の電圧にほぼ等しくなり、正電圧バス２４より
もかなり高くなる。この状態においては、ＩＣ；ＢＴ１
３はターンオンされたとき飽和しない。第１のノード３
８の電位が正電圧バスの電位よりも大きくなった結果、
トランジスタＱ３はターンオンしなくなる。従って、短
絡状態においては、抵抗３０は分路されず、エミッタフ
ォロワのトランジスタＱ４およびＱ５のベースの電位は
約＋９．４ボルトの初期バイアスに留まる。また、この
結果ＩＧＢＴ１３のゲート駆動電圧および導電率が初期
の低いレベルに留まる。
ＩＧＢＴ１３が完全にターンオンされた後に短絡が発生
した場合には、トランジスタＱ３はターンオフされ、こ
れによってＩＧＢＴのゲート駆動電圧および導電率が低
減する。
した場合には、トランジスタＱ３はターンオフされ、こ
れによってＩＧＢＴのゲート駆動電圧および導電率が低
減する。
上述したように、ＩＧＢＴ１３が短絡電流を流すことが
できる期間はゲート駆動電圧が低減するに従って増大す
る。従って、短絡状態においては、ゲート駆動電圧が低
減されて、ＩＧＢＴは高導電率のレベルに駆動されてい
る時よりも長い期間にわたって短絡電流に耐えることが
できる。短絡状態におけるゲート駆動電圧の正確な値は
、電流検知器１１が動作する充分長い期間にわたって短
絡電流に耐えることができるように選択される。電流検
知器は短絡電流を検出したとき、低論理レベルをライン
１５に供給し、アンド・ゲート１６の出力を低レベルに
する。アンド・ゲートからの低レベル信号はトランジス
タＱ１をターンオフし、この結果ＩＧＢＴ１３もターン
オフされる。
できる期間はゲート駆動電圧が低減するに従って増大す
る。従って、短絡状態においては、ゲート駆動電圧が低
減されて、ＩＧＢＴは高導電率のレベルに駆動されてい
る時よりも長い期間にわたって短絡電流に耐えることが
できる。短絡状態におけるゲート駆動電圧の正確な値は
、電流検知器１１が動作する充分長い期間にわたって短
絡電流に耐えることができるように選択される。電流検
知器は短絡電流を検出したとき、低論理レベルをライン
１５に供給し、アンド・ゲート１６の出力を低レベルに
する。アンド・ゲートからの低レベル信号はトランジス
タＱ１をターンオフし、この結果ＩＧＢＴ１３もターン
オフされる。
第１図は本発明の一実施例を適用した回路の構成図であ
る。 １０・・・負荷、１１・・・電流検知器、１２・・・第
１の電池、１３・・・絶縁ゲート型バイポーラトランジ
スタ、１６・・・アンド・ゲート、３０．３２・・・分
圧器、Ｑ３．Ｑ４．Ｑ５・・・トランジスタ。
る。 １０・・・負荷、１１・・・電流検知器、１２・・・第
１の電池、１３・・・絶縁ゲート型バイポーラトランジ
スタ、１６・・・アンド・ゲート、３０．３２・・・分
圧器、Ｑ３．Ｑ４．Ｑ５・・・トランジスタ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、負荷への電力の供給を制御する電力制御回路であっ
て、 ゲート、エミッタおよびコレクタを有し、エミッタ−コ
レクタ間導電路によって負荷を電力源に接続している絶
縁ゲート型バイポーラトランジスタと、 前記トランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧 を検知
する手段と、 前記コレクタ−エミッタ間電圧が所与のしきい値レベル
より低いことを前記検知手段が示したときには、第１の
電圧レベルで前記トランジスタのゲートを駆動し、また
前記コレクタ−エミッタ間電圧が前記所与のしきい値よ
り大きいことを前記検知手段が示したときには、第２の
電圧レベルで前記トランジスタのゲートを駆動するゲー
ト駆動手段とを含み、前記第１の電圧レベルは前記エミ
ッタ−コレクタ間の導電率を前記第２の電圧レベルによ
る導電率よりも大きくするレベルであり、 前記ゲート駆動手段が、（ａ）中間ノードを有する分圧
器と、（ｂ）各々がベース、コレクタおよびエミッタを
有する一対の相補的な導電型のトランジスタであって、
該対のトランジスタのベースは前記中間ノードに接続さ
れ、該対のトランジスタのエミッタは一緒に接続される
とともに、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタの
ゲートに接続され、該対のトランジスタのコレクタは電
圧源に接続されている当該一対の相補的な導電型のトラ
ンジスタと、（ｃ）前記中間ノードの電圧を変更するよ
うに前記電圧検知手段に応答して前記分圧器を変更する
手段とを含んでいること、を特徴とする電力制御回路。 ２、ゲート、エミッタおよびコレクタを有し、エミッタ
−コレクタ間導電路によって負荷を電力源に接続する絶
縁ゲート型バイポーラトランジスタを駆動する駆動回路
であって、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタが
飽和状態にあるかどうかを検出する手段と、前記検出手
段に応答して、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジス
タが飽和状態にあるとき、前記絶縁ゲート型バイポーラ
トランジスタを第１の所定の導電率レベルに駆動し、ま
た前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタが飽和状態
にないときは、前記第１の導電率レベルよりも小さい第
２の所定の導電率レベルに前記絶縁ゲート型バイポーラ
トランジスタを駆動する駆動手段と、 を含んでいる駆動回路。 ３、前記駆動手段は、電圧源の両端間に直列に接続され
た一対の抵抗で形成されて、該両抵抗の間に中間ノード
を形成する分圧器を有し、前記中間ノードの電圧が前記
絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのゲートの駆動電
圧を決定する請求項２記載の駆動回路。 ４、前記駆動手段は、前記抵抗の一方の両端間に接続さ
れて、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのコレ
クタ−エミッタ間電圧が所与のしきい値より大きいとき
に分流路を形成するスイッチ手段を更に有している請求
項３記載の駆動回路。 ５、前記駆動手段は（ａ）中間ノードを有する分圧器と
、（ｂ）各々がベース、コレクタおよびエミッタを有す
る一対の相補的な導電型のトランジスタであつて、該対
のトランジスタのベースは前記中間ノードに接続され、
該対のトランジスタのエミッタは一緒に接続されるとと
もに、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのゲー
トに接続され、該対のトランジスタのコレクタは電圧源
に接続されている当該一対の相補的な導電型のトランジ
スタと、（ｃ）前記検出手段に応答して、前記中間ノー
ドの電圧を変更するように前記分圧器を変更する手段と
を含んでいる請求項２記載の駆動回路。 ６、ゲート、エミッタおよびコレクタを有し、エミッタ
ーコレクタ間導電路によって負荷を電力源に接続する絶
縁ゲート型バイポーラトランジスタを駆動する駆動回路
であって、電圧源と、 共通ノードに直列に接続された第１および第２の抵抗と
、 前記直列接続された第１および第２の抵抗を前記電圧源
に選択的に接続する手段と、 各々がベース、コレクタおよびエミッタを有する一対の
相補的な導電型のトランジスタであって、該一対のトラ
ンジスタのベースは前記共通ノードに接続され、該一対
のトランジスタのエミッタは一緒に接続されると共に、
前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのゲートに接
続され、該一対のトランジスタのコレクタは前記電圧源
に接続されている当該一対の相補的な導電型のトランジ
スタと、 前記第１および第２の抵抗の一方の両端間に接続された
エミッタ−コレクタ間導電路を有するとともに、ベース
電極を有する分路トランジスタと、前記絶縁ゲート型バ
イポーラトランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧に応
答して前記分路トランジスタのベースをバイアスする手
段と、 を含んでいる駆動回路。 ７、前記分路トランジスタのベースをバイアスする前記
手段は、前記分路トランジスタのベースと前記絶縁ゲー
ト型バイポーラトランジスタのコレクタとの間に直列に
接続されたダイオードおよび抵抗を有する請求項６記載
の駆動回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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