JPH03180767A - 流体速度測定装置 - Google Patents

流体速度測定装置

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JPH03180767A
JPH03180767A JP2295182A JP29518290A JPH03180767A JP H03180767 A JPH03180767 A JP H03180767A JP 2295182 A JP2295182 A JP 2295182A JP 29518290 A JP29518290 A JP 29518290A JP H03180767 A JPH03180767 A JP H03180767A
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は二つのトランスデユーサ間を通過する流体の速
度及び／または容積を測定する測定システムに関する。
〔従来の技術及び解決しようとする課題〕英国特許出願
第８８１３６４０号においては、特にガス測定に適した
装置における流体測定のシステム及び方法が示されてい
る。このシステムまたは方法においては、第一及び第二
のトランスデユーサ間における超音波信号の両方向への
飛行時間を検出することによりガスの速度／容積を求め
、さらにこの値を用いてガス速度および消費されたガス
の容積を算出する。本発明に係るシステムはこの英国特
許出願に記載されたシステムに改良を加えたシステムを
提供するものである。
〔課題を解決するための手段〕
本発明により、流体中の二つの隔たった点の間を信号が
通過する時間を測定するシステムが提供される。この本
発明に係るシステムは、マーカーとして作用する位相変
化を含む複数のサイクルまたはパルスを含む信号を発生
するトランスミッタ手段と、発生した信号を転送する第
一トランスデユーサ手段と、転送された信号を受信する
、第一トランスデユーサから隔置された第ニドランスデ
ューサ手段と、受信した信号を検知する検知手段とを備
え、検知手段は位相変化マーカーを検出する手段と、受
信した信号内の増幅情報を保持して信号が流体間を通過
する時間を計測することをアシストする手段とを有して
いる。
さらに、本発明により、流体中の二つの隔たった点を信
号が通過する時間を計測する方法が提供される。この方
法は、マーカーとして作用する位相変化を含む複数のサ
イクルまたはパルスを有する信号を発生させる過程と、
発生した信号を第一トランスデユーサを経て流体中を転
送させる過程と、信号が流体中を通過した後に第ニドラ
ンスデューサから信号を受信する過程と、受信した信号
を検知する過程とからなり、検知過程は位相変化マーカ
ーを検出する過程と、受信した信号内の増幅情報を保持
して信号が流体中を通過する時間を計測することをアシ
ストする過程とを含む。
さらに、本発明は流体測定装置を提供する。この本発明
に係る流体測定装置は、相互に隔置された第一及び第ニ
ドランスデューサ手段と、これら二つのトランスデユー
サ手段の間の両方向において信号を転送し、受信する転
送及び受信手段と、各トランスデユーサ手段が転送また
は受信用としていずれか一方の用に周期的に用いられる
ようにするスイッチ手段と、転送及び受信モードの双方
に対してトランスデユーサの特性が実質的に一定である
ようにする転送及び受信用マツチング手段とを備える。
以下、図面に示した実施例を参照して本発明を説明する
。
〔実施例〕
第１図は流体速度計測装置を示す。流体速度計測装置は
ダクトｌＯ内部に距離りだけ離れている二つの音響トラ
ンスデユーサＴＤＲＩ、ＴＲＤ２（例えば、圧電器）を
備えている。これらの音響トランスデユーサは超音波周
波数において作動する。
このシステムには基準信号源（例えば、３２ＫＨｚ）と
なるクリスタル発振器１５が組み込まれている。このク
リスタル発振器１５によって破線で囲まれた範囲内でフ
ェーズロックループ（ＰＬＬ）が形成される。このフェ
ーズロックループは位相検知器（ＰＳＤ）１７と、ディ
バイダ１８と、電圧制御発振器（ＶＣＤ）１９とからな
る。
電圧制御発振器１９はその入力電圧により制御された一
定周波数の出力（例えば、１．４４ＭＨ２）を発するよ
うに構成されている。この一定周波数はディバイダ１８
（例えば、４４で除算）を経てフィードバックされ、正
確なりリスタル発振器基準周波数に対応する周波数を与
える。これらの周波数は位相検知器１７において比較さ
れ、その電圧は何らかの誤差がある場合には調整されて
電圧制御発振器１９をライン内に引く。
電圧制御発振器１９の出力はこのシステムのマスターク
ロック周波数を与える。このマスタークロックはタイミ
ングロジックブロック２０に対して用いられる。このタ
イミングロジックブロック２０は必要なときにはこのマ
スタークロックを他のシステムブロックに通過させるこ
とができ、あるいは内部ロジックに従属する制御信号を
与える（すなわちマイクロプロセッサ／コントローラ３
１によって指示されたように）。各トランスデユーサは
交互にキャリア波あるいは信号のバースト、典型的には
パルスを転送したり、あるいは受信したりするので、各
トランスデユーサは回路を自由に転送したり受信したり
することができ、タイミングロジックがマイクロプロセ
ッサの制御の下にこれらの事が何時起こるかを求める。
トランスミッタ発信器２１はタイミングブロック２０か
ら転送すべき指示及び転送用として選択されたトランス
デユーサとともにマスタークロックを受信する。
トランスミッタ出力はパルス（例えば、１８０ＫＨｚの
周波数におけるもの）のバーストからなる。
このパルスは転送中に一部が反転しているパルス位相を
有しており、マーカーとして作用する。このバーストは
インターフェイスブロック２２または２３のいずれかに
至る。インターフェイスブロック２２．２３はそれぞれ
に対応するトランスデユーサについての転送領域と受信
前置増幅領域とを有している。受信前置増幅領域は超音
波出力がダクト１０内部を通過することにより生じた信
号を受信してこれを処理する。
受信された信号は増幅器２４においてさらに増幅され、
スキヤント・キャパシタ・アレイ（ＳＣＡ）２５に送ら
れる。このスキヤント・キャパシタ・アレイ２５には、
以下に詳述するように、入力される波形のサイクルの各
部分の「スナップショット」が備えられている。この絵
は数サイクルにわたってつくられているので、入力され
てくる情報に対するフィルター効果が与えられる。キャ
パシタによりつくられ、かつキャパシタに蓄積されてい
る情報は二つの効果を奏する。一つはフィルター２７を
経た基準値に対する位相メモリー、及び位相変化を求め
るための位相検出器２９として作用することであり、他
の一つはアナログ−ディジタル（ＡＤ）変換器３０を介
してのマイクロプロセッサ３１による位相変化検出の終
了後においては情報メモリー源として作用することであ
る。
マイクロプロセッサ３１は保持された情報を用いて新た
なタイミング情報を得て、以下に述べるように、求める
べき飛行時間の正確性を向上させている。
位相検出器２９はまた他方の入力部において低域フィル
ター２８の出力を受ける。これら二つの入力によって位
相検出器２９は位相変化がいつ生じたかを求める（戻っ
てきたマーカーを表す）。
キャパシタアレイ２５からの信号は位相検出器２９の他
方の入力部への信号よりも遅延しており、これにより遅
延していない信号の位相変化の検出を行いやすくなる。
位相変化の検出に際しては、位相検出器２９の出力によ
りロジックブロック２０は禁止または凍結信号をキャパ
シタアレイ２５に送り、それ以上信号サンプルが蓄積さ
れることを防止する。さらに、位相検出器２９の出力に
より蓄積された値が保持され、マイクロプロセッサ３１
に対して利用可能となるようにする。マイクロプロセッ
サ３１は飛行時間の間に生じたマスタークロックのノく
ルス数についての情報を利用するとともに、キャノくシ
タアレイ２５に蓄積された電圧値からの情報をも用いて
トランシット時間を求める。この結合情報により飛行時
間を算出する能力が増加し、また例えば、速度や流量の
値はデイスプレィ３２に表示することもできる。マイク
ロコントローラ３１からの出力は、例えば、遠隔アクセ
スにも利用することが可能である。
本システムの作動や構造の種々の態様を詳細に以下に述
べる。
既述したように、トランスミッタ発信器２１は情報のバ
ーストをオルタネータ・トランスデユーサに送り込むた
めに必要とされるものである。トランスミッタ発信器２
１として適当な構成を第２図に示す。トランスミッタ発
信器２１はカウンタ４０と、制御ブロック４１と、ゲー
トブロック４２とを備えている。第１図に示したタイミ
ングロジックブロック２０はこのトランスミッタ発信器
２１に三つの入力を送る。これらはマスタークロックパ
ルスとトランスミッタトリガーと方向選定信号の三つで
ある。カウンタ４０はマスタークロックパルスを受信し
、それをカウントしく第３図（ａ）参照）、次いでトラ
ンスミッタトリガーをカウントしく第３図（ｂ）参照）
、その後ゲートブロック４２を介して転送用の一連のパ
ルス（第３図（Ｃ）及び（ｄ）参照）を発する。
カウンタ４０はタイミング基準信号（第３図（ｇ）参照
）を発する。このタイミング基準信号が起算点となって
飛行時間が計算される。第３図（ａ）のマスタークロッ
クパルスは連続的に発生してシステム基準源として作用
する。第３図（Ｃ）及び（ｄ）の逆位相パルス列Ａ及び
Ｂは、以下に述べるように、第１図のブロック２２また
は２３内の駆動回路内において用いられる。特定の場合
においていずれのトランスデユーサ（ＴＲＤＩまたはＴ
ＲＤ２）を転送用として用いるか（他方のトランスデユ
ーサは受信用となる）を選択するために選択信号（第３
図（ｅ）参照）が発せられる。転送用の波形（第１図の
ブロック２２または２３内のマツチング部品を通過した
後のもの）は第３図（ｆ）に示す通りである。
このようにして、パルス列及びそのパルス列から生じる
転送信号はそれぞれ多数のサイクルを有する。このサイ
クルの後には反転信号が続いており、また各サイクルの
後には次のサイクルが続いている。第３図（Ｃ）及び（
ｄ）の例においては、反転が起きる前には四つのパルス
サイクルがあり、反転後には二つのパルスサイクルがあ
る。好適な実施態様においては、制御ブロック４１によ
って決定されるように、反転前に１６個の初期サイクル
が生じ、反転後には８個のサイクルが生じる。カウンタ
４０は１．４４ＭＨｚにおいてマスタークロックを受信
し、クロックパルスを８個づつカウントし、その後に出
力を発して、８で除する機能を与える。第３図（Ｃ）及
び（ｄｌのパルス列は１８ＣＩＫＨ２となるように生成
され、ブロック２２または２３において適当なマツチン
グを行った後においては超音波トランスデユーサＴＲＤ
　１、ＴＲＤ２に適したものになっている。これらのブ
ロックについての構成を第４図に示す。第４図は明確に
するためにやや簡略化されている。
各トランスミッタ出力段階／受信前置増幅ブロック２２
及び２３は同一の構成要素を備えている。
ブロック２２は信号ＡＩ、Ｂｌ及び選択信号１を受信す
る。信号ＡＩ及びＢ１は抵抗Ｒ１及びＲ２を介してトラ
ンジスタＴＲＩ及びＴＲ２に伝達される。トランジスタ
ＴＲＩ及びＴＲ２はトランスフォーマ１に出力を送る。
他方のコイルＴ１はトランスデユーサＴＲＤ　１と接続
している。キャパシタＣ１ｌはトランスデユーサＴＲＤ
　１と並列に接続されている。抵抗Ｒ８は電界効果トラ
ンジスタ（ＦＥＴ）８１と接続している。この電界効果
トランジスタＳｌは選択信号ｌの入力に従ってスイッチ
として作動する。Ｔｌ、Ｃ１ｌ及びＲ８は転送または受
信用のマツチングネットワーク構成要素として作動し、
最適な作動特性を与えている。
トランジスタＴＲＩ及びＴＲ２はダイオードＤｌ及びＤ
２とともに、トランジスタＴＲ５及び抵抗Ｒ５を備える
一定電流レギュレータに接続されている。
トランジスタＴＲ６はトランスデユーサＴＲＤｌからの
信号の受信の間における第一の増幅段階を与える。この
トランジスタＴＲ６の出力は増幅器２４の前置増幅ステ
ージ２４ａに伝達される。
前置増幅ステージはトランジスタＴＲ８及びＴＲ９と、
それらに対応する抵抗ＲＩＯ〜Ｒ１２とを備えている。
フィードバックは抵抗Ｒ６を介して行われる。
ブロック２３はブロック２２と同一であり、抵抗Ｒ３，
Ｒ４，Ｒ７およびＲ９と、トランジスタＴＲ３，ＴＲ４
およびＴＲ７と、トランスフォーマＴ２と、キャパシタ
Ｃ１２と、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）Ｂ２と、ダ
イオードＤ３．Ｄ４とを備えている。このブロック２３
は一定電流レギュレータＴＲ５／Ｒ５及び増幅ブロック
２４へのアクセスを有する。抵抗Ｒ９とトランスフォー
マＴ２ＪキャパシタＣ１２とでマツチングネットワーク
を構成している。
チャンネルｌにおける転送に際しては、トランジスタＴ
ＲＩ及びＴＲ２は抵抗Ｒ１及びＲ２を介して信号Ａ１及
びＢ１により交互に付勢される。
エミッタ電流は抵抗Ｒ５及びトランジスタＴＲ５により
モニターされる（双方のチャンネルに対して共通である
）。電流がＴＲ５の導電しきい値に達すると（入力され
てくる信号の各正のエツジのｎ秒以内に到達する）、Ｔ
Ｒ５はベースドライブを減少させるように作用し、電流
レギュレーションループを形成する。電力は中央が開ｉ
した第一コイルＴＩを介してトランスデユーサＴＲＤ　
１に伝達される。第一コイルＴ１はトランスデユーサＴ
ＲＤ　ｌに対応するマツチングネットワークの一部を構
成しているものである。エキサイチージョンの一定電流
の性質によりマツチングネットワークのインピーダンス
特性の変化が防止される。転送の間、電界効果トランジ
スタＳｌは選択信号ｌによりオン状態にされ、マツチン
グネットワークを流れる電流に対して低インピーダンス
路を与える。受信トランスデユーサＴＲＤ２が転送信号
を受信している間においては電界効果トランジスタ８１
はオン状態のままにされる。転送時の波形は第３図（ｆ
）に示す通りである。
転送信号の受信の際には（チャンネル２におけるもの）
、信号Ａ２及び信号Ｂ２は活動せず、トランジスタＴＲ
３及びＴＲ４は作動しない。電界効果トランジスタＳ２
がオフ状態になると、第一増幅トランスデユーサＴＲ７
が解除される。トランジスタＴＲ７，８，９はこのよう
にしてＲ７を介しての負のフィードバックを伴った高ゲ
イン増幅器として作用する。大きな負のフィードバック
により、転送時に８２により与えられるインピーダンス
と比較して、極めて低い入力インピーダンスがマツチン
グネットワークに与えられる。このように、マツチング
ネットワークは転送及び受信の双方に対して実質的に不
変の状態に維持される。
一般的には、Ｏｌ、１度以下の位相可干渉性を通常の構
成要素許容差の範囲内で維持することができる。
チャンネルｌ及び２は次の転送バーストの間の作動を予
約する。すなわち、選択制御の下でチャンネル２は超音
波信号を転送し、チャンネルｌは受信するというように
予約する。転送及び受信の双方に際して緊密に制御され
たインピーダンスにおいて、インピーダンスマツチング
のアシストを行うＴｌ及びＴ２二次回路を用いて、トラ
ンスデユーサを作動することにより、および可能な箇所
でトランスデユーサ転送−受信交互変換により回路を分
断することにより、誤差の原因としてのタイミングオフ
セットは実質的に消去される。トランスミッタ信号源と
てマスタークロックを用いることにより、位相相互間の
誤差は消去できる。
第１図と関連して説明したように、本システムはダクト
ＩＯを通過してきたトランスデユーサ信号の転送及び受
信の間の時間（すなわち、トランシット時間）を求める
ことが要求されている。この時間は第５図（ｂ）及び（
Ｃ）の波形を比較することによって表すことが可能であ
る。位相変化の一方の側のサイクルの数を減少させて、
位相変化に隣接する波形の領域のより詳細な試験を実行
することができる。第５図（ａ）の波形はマスタークロ
ック列（例えば、１．４４ＭＨｚにおけるもの）である
。
第５図（ｂ）は転送信号を表しており、第５図（Ｃ）は
ダクトを通ってトランスデユーサ間を通過するのに要す
る時間だけ遅れて戻ってくる信号を表している。
第１図のキャパシタアレイ２５をより詳細に第６図に示
す。キャパシタアレイ２５は順にスキャンされる８個の
キャパシタ１〜８を有している。
各キャパシタはそのキャパシタに第５図（Ｃ）の受信さ
れた電圧波形が進行する際に与えられたある瞬間の電圧
のスナップショットを表す電圧値を蓄積している。実際
には、各キャパシタは共通の抵抗Ｒを介して接続されて
おり、これによってキャパシタは簡潔なＲＣ積分ネット
ワークを形成する。
このＲＣ積分ネットワークは各キャパシタサンプルの一
つの波から次の波への電圧を平均化する。
多数の波に対してこの平均化を行うことにより蓄積され
ている電圧値に対してフィルター効果を与えることがで
きる。このフィルター効果は数サイクルにわたってキャ
パシタの電圧に現れる。このため、第５図（ｃｌ）の最
初の三つの連続しているサイクルはキャパシタＬ〜８に
電圧が付加されていないことを示しているが、超音波信
号が戻ってくると第四のサイクルのキャパシタ５〜８は
図示した電圧を有するようになる。
キャパシタ１〜４は第５のサイクルまでは電圧変化を受
けていない。第５図かられかるように、第５のサイクル
のキャパシタ５〜８には（正の）高電圧が生じており、
キャパシタ１〜４には次のサイクルまで持続している負
の電圧が生じている。
この単純化した波形図形では、位相変化前においては二
つの波しか示していないが、実際には、位相変化前には
１６個の波のサイクルがあり、このため、平均化した時
間は示したものよりも実際には長い。これによって、狭
い受信帯域幅（約４ＫＨｚ）での騒音拒絶が可能になる
。
第１図の位相検出器２９による位相変化の検出に際して
は、入力の不連続（第５図（ｄ）参照）のためにキャパ
シタにはそれ以上のサンプルは与えられず、キャパシタ
上の電圧はトランシット時間の計算をアシストするため
に用いることに備えて保持される。
キャパシタアレイ及び検出機構の構造は第６図に示す通
りである。
第６図に示す通り、増幅器２４からの入力は共通の抵抗
Ｒを通り、スイッチ５０．５１を経てキャパシタＣ１〜
Ｃ８に至る。スイッチ５１はマスタークロックパルスを
第１図のタイミングブロック２０から受信し、スイッチ
５０もまたこのブロク２０により制御される。スイッチ
５２も同様にブロック２０により制御され、マイクロコ
ントローラ３１が受信列が完成したときにスイッチ５１
を付勢することができるようにしている。スイッチ５１
は通常はマスタークロック率（例えば、１４４ＭＨｚ）
でステップし、このため第５図（ｄ）に示すように、各
キャパシタは受信した波形のサイクル期間の１／８の間
だけ接続される。スイッチ５１はブロック２０により（
位相変化の検出の結果として）禁止されるまでは回転を
続ける。位相反転は位相検出器２９により検出される。
この位相検出器２９は制限増幅器５３と、同期検出器５
４と、低域フィルター５５と比較器５６とを備えている
。同期検出器５４は低域フィルター２７゜２８から入力
を受ける。
低域フィルター２８は増幅器２４から直接に入力を受け
取るが、フィルター２７はＲＣネットワークから入力を
受け取る。連続キャパシタの動特性は共鳴ＬＣ回路の動
特性に等しく、位相メモリーとして作動し、位相検出器
２９への基準入力としての作用を奏する。同期検出器５
４の出力はフィルター５５を通り（第５図（ｅ）の波形
参照）、比較器５６により検出されて第１図のタイミン
グブロック２０に対する検出信号を発する。次いで、ブ
ロック２０はスイッチ５０を増幅器２４からの入力信号
から断ち、スイッチ５２をマイクロコントローラ３１に
接続する。これによって、キャパシタに蓄積されている
電圧は（スイッチ５１を用いて）第１図のアナログ−デ
ィジタル変換器３０に接続され、次いで、スイッチ５０
を介して、これらの各電圧の測定が可能になる。第１図
のマイクロプロセッサ３１は転送と戻り位相反転マーカ
ーの検出との間における時間の間に生じたマスタークロ
ックパルスの数をブロック２０から得る。
これにより、マスタークロックの１クロック期間の範囲
内で正確であるタイミング時間を得ることができる。１
クロック期間は超音波信号周波数の１／８である。この
ように、１．４４ＭＨｚクロックでは、飛行時間の正確
性はμ秒（すなわち、１秒の１００万分の１）の範囲内
で期待することができる。実際には、例えば僅かな波形
のドリフトのために、二または三個のクロックパルスに
対して正確性が増す（例えば、５μ秒）。
これで充分に正確である場合もあるが、例えば、ガス測
定を行うような場合には、より大きな正確さが要求され
る。これは、キャパシタに保持されている電圧、すなわ
ち、スイッチ５０が第６図に示す位置とは反対の位置に
あり、次いでスイッチ５１がスイッチ５２を介してマイ
クロプロセッサ３１によりステップされたときにマイク
ロプロセッサ３１に送られる電圧を調べることにより達
成できる。それらのディジタル値によりトランシット間
の波の位相シフトを求めることができ、これを用いて、
上述したように、飛行時間値を調整することができる。
マスタークロックは８で除されてトランスミッタ信号を
発生するので、それがマスタークロックの位相内にある
ことが保証されている。マスタークロックを用いて、第
一のスイッチサイクルがトランシット波形（第５図（ｂ
）及び（ｄ）参照）の開始点において開始し、位相の戻
りが検出されるまで続くようにスイッチ５１をステップ
させることができる。各キャパシタに蓄積され、数サイ
クルにわたって平均化された電圧は受信された波形の位
相に類似している。シーケンスｌ〜８における不連続時
のキャパシタアレイの値は第５図（ｇ）に示されている
。
破線はこれらの電圧を用いて再構成した波形を示す。第
５図（ｇ）の波形を第５図（ｂ）のものと比較すると、
この例においては転送された波形に関して１８０度位相
がずれており、これは算定されたトランシット時間の値
を調整するために用いられる。
このため、転送された位相と受信された位相の反転の間
において７０１個のマスタークロックパルスがカウント
された場合には、トランシット時間は超音波時間の８７
．６倍（７１０／８＝８７゜６）となる。
しかしながら、第５図（ｇ）を参照すると、１８０度の
位相シフトが生じており、これは３６０度の全波の０．
５である。このように、０．５の値は部分的なサイクル
に対してはより正確な値であり、これを用いて結果の分
解能は改良されて、８７゜６サイクルではなく８７．５
００という正しい結果が与えられる。このように、数サ
イクル（好適な態様においては１６サイクル）にわたっ
て平均化された位相測定はマスタークロックのみによっ
て与えられた粗い値に勝り、各サイクル間のドリフトが
考慮に入れられる。
各キャパシタにおける電圧値は第１図のＡ／Ｄ変換器３
０内の８ビツト値に置換される。蓄積された波形の位相
角度は、例えば単一点フーリエ変換を用いてディジタル
電圧値について算定され、結果値の分解能は約５ｎＳで
ある。その値の１０００倍の改良はクロックのみを用い
ることにより達成できる。
トランスミッタトリガーパルス（第３図（ｂ）参照）か
らクロックパルスの数を算定している場合、及び転送さ
れた位相の反転マーカー以前に１６サイクルがつくられ
ている場合には、１６サイクルを減算する必要がある。
これは１６×８マスタークロックパルス、すなわち１２
８パルスに対応する。
上述の例においては、トランスミッタトリガーからカウ
ントされたパルスの数は ７０１＋１２８＝８２９ である。１．４４ＭＨｚのクロック率では、この１２８
パルスのカウントは８８．８８μ秒を必要とし、７０１
パルスのカウントは４８６．８μ秒を必要とする。
再構成したサイン波のサイン及びコサイン係数は次の式
を用いて計算される。ここで、ＶＯ−Ｖ７は０〜２５５
の範囲内のキャパシタアレイのディジタル値である。
サイン係数＝　（Ｖ２−Ｖ６）＋０．７０７Ｘ（Ｖ１＋
Ｖ３−Ｖ５−Ｖ７） コサイン係数＝　（ＶＯ−Ｖ４）＋０．７０７Ｘ（Ｖ１
＋Ｖ７−Ｖ３−Ｖ５） キャパシタから発せられたサイクルの位相角度を求める
ため、サイン及びコサイン係数の大きさ及び正負を求め
、それらを用いてそのサイクルがいずれのへ分円にある
かを算定する。
へ分円　　　０１／８２／８３／８４／８５／８６／８
７／８サイン　　ｊ　　＋ｊ　　４　　ｊ　　−ｊコサ
イン　ｉ　　４　　１．　−　　　ｊ　　−ｊ　　４Ｓ
　　＞　　Ｃｉ　ＮＯＹＥＳ　ｉ　ＹＥＳ　　Ｎｏ　：
　ＮＯＹＥＳ　！　ＹＥＳ　Ｎ。
１、Ｃ＞Ｓであり、コサイン係数及びサイン係数がとも
に正である場合には、 ファインカウント＝ａｒｃｔａｎ　（ｓｉｎ　／　ｃｏ
ｓ　）２、Ｃ＞Ｓであり、コサイン係数が正、サイン係
数が負である場合には、 ファインカウント＝３６０°−ａｒｃｔａｎ　（ｓｉｎ
／　ｃｏｓ　） ３、Ｃ＞Ｓであり、コサイン係数及びサイン係数がとも
に負である場合には、 ファインカウント＝１８０°＋　ａｒｃｔａｎ　（ｓｉ
ｎ／　ｃｏｓ　） ４、　Ｃ＞Ｓであり、コサイン係数が負、サイン係数が
正である場合には、 ファインカウント＝１８０°−ａｒｃｔａｎ　（ｓｉｎ
／　ＣＯＳ　） ５．８＞Ｃであり、コサイン係数及びサイン係数がとも
に正である場合には、 ファインカウント＝９０’　−ａｒｃｔａｎ　（ｃｏｓ
　／ｓｉｎ　） ６．８＞Ｃであり、コサイン係数が正、サイン係数が負
である場合には、 ファインカウント＝２７０°＋ａｒｃｔａｎ　（ｃｏｓ
／　ｓｉｎ　） ７．８＞Ｃであり、コサイン係数及びサイン係数がとも
に負である場合には、 ファインカウント＝２７０°−ａｒｃｔａｎ　（ｃｏｓ
／　ｓｉｎ　） Ｓ、Ｓ＞Ｃであり、コサイン係数が負、サイン係数が正
である場合には、 ファインカウント＝９０’　＋　ａｒｃｔａｎ　（ｃｏ
ｓ　／ｓｉｎ　） マスタークロックからの粗いカウントと上述のファイン
カウント（精製したカウント）は２進法により組み合わ
される。このため、粗いカウントは、その３個の最下位
のビット（ＬＳＢ、　）がファインカウントの３個の最
大位のビット（ＭＳＢ、　）に適合するまでデスクリメ
ントされる。次いで、粗いカウントの最下位の３個のビ
ットは放棄され、粗いカウントは７回シフトされる。最
後に、マイクロプロセッサの制御の下にファインカウン
トは粗いカウントに加算される。
組み合わされたカウントは１．４４ＭＨｚマスタークロ
ック×１２８、すなわち１８４．３ＭＨ２のタイミング
分解能を奏する。これはＡ／Ｄ分解能を用いてさらに改
良することができる。このように、８ビツトのディジタ
ル化はｌサイクルの約１／Ｉ　ＯＯＯに相当する分解能
を与える。１０ビツトに転換すると１サイクルの約１／
４０００の分解能、あるいは１８０　ｋＨｚの周波数に
おける１、３ｎＳの分解能を与える。
各方向において算定されたトランシット時間から流体速
度を算定するため、マイクロプロセッサにおいては次の
式が用いられる。
Ｖ＝　（Ｌ／２　ｔ、−Ｌ／２　ｔ２　）１＋及びｔ２
は各方向におけるトランシット時間であり、■は速度、
Ｌはトランスデユーサ間の距離である。
この方程式はトランスデユーサの遅延や有効長さのりダ
クションが著しい場合には改変することができる。
ガス容積は、所定のダクトポアサイズに対する所定の時
間内における速度の値から求めることができる。
マスタークロックにより制御される作動速度はコスト及
び電力消費を低下させるのに充分なほどに低いうえに、
１００ＭＨｚあるいはそれ以上の分解能をも与える。
電力消費を大きく抑えるため、本システムはトランスデ
ユーサが短期間だけ作動し、比較的長い期間休止してい
るように修正することができる。
これは本システムをバッテリで駆動するような場合（例
えば、隔離された場所等）に特に有効である。
低電力で作動するシステムの他の実施例を第７図に示す
。
この実施例においては、トランスデユーサＴＲＤ１，２
はブロック２２．２３に連結しており、共通の受信増幅
器２４及びトランスミッタ発信器２１は以前の実施例と
同じである。位相検出器２９（図示しない入力フィルタ
ーを備えている）はカウンタ６３と連結している。マイ
クロコントローラ３１　（例えば、日立の６８ＨＣＯ５
）は低電圧作動型のものであり、このため、本システム
は例えば１個のリチウム電池により稼働させることがで
きる。
カウンタを用いて、転送と位相反転マーカーの検出との
間の時間におけるマスタークロックの数が求められる。
カウンタ６３の出力は、制御インターフェイス６２を介
してマイクロコントローラ３１に連結されているバス６
１に与えられる。
クロックブロック７５（例えば、２ＭＨｚ）はマイクロ
コントローラと結合しており、これら双方はタイマー６
０から入力を受ける。システム制御及びスタンバイタイ
マー６０はマイクロコントローラ及び他の機器を定期的
に解除し、それ以外の時にはシステムをスタンバイ状態
に置き、さらにシステムに絶対時間クロックを与える。
クロック７５は、マイクロコントローラ３１がイネーブ
ルされてその作動開始前に安定化する直前にオン状態に
される。マイクロプロセッサ３１はタイマー６０により
イネーブルされると、転送、受信、変換、計算及び表示
のシステムシーケンスを実行可能になる。シーケンスが
一旦終了すれば、節電のためクロックはオフ状態とされ
る。
スイッチされたキャパシタアレイ２５はアナログマルチ
プレクサ７８を介してＡ／Ｄ変換器３０にマルチブレク
スされる電圧を有する。Ａ／Ｄ変換器３０はタイミング
分解能を改良するため１０ビツトＡ／Ｄであることが好
ましい。コンバータの出力は制御インターフェイス６２
を経てマイクロコントローラに与えられる。別個のＡ／
Ｄ変換器７０はモニターまたは調整のために、バッテリ
の電圧及び温度に関する入力を受け入れる。これはＲＯ
Ｍ７４．ＲＡＭ７３．及び電気的に消去可能であるよう
にプログラム可能なＲＯＭ（ＥＥＰＲＯＭ）７２として
コントローラ３１の構成要素をなしている。
ユニバーサル非同期受信トランスミッタ（ＵＡＲＴ）７
１が直列データインターフェイスとして設けられている
。
液晶デイスプレィ（ＬＣＤ）６５がドライバー６４を介
して設けられている。ドライバー６４はそれ固有の内部
クロック源を有している。
発振器１５、位相検出器１７、ディバイダ１８及びＶＣ
Ｄ１９は以前の例と同じである。しかしながら、ディバ
イダの比はバス６１を介してセットされており、これら
のブロックからなるフェーズロックループは必要な場合
にはタイマー６０によりイネーブルすることができる。
本システムの連続作動状態を第９図の作動ロジックフロ
ーチャートに示す。
ＰＬＬ及び他の機器を周期的に使用することにより電力
消費を減らすことができる。連続的に電力を供給しなけ
ればならない唯一のシステムブロックはＬＣＤ６５、発
振器１５及びタイマーブロック６０である。マイクロコ
ントローラは、それに対応するクロック７５はスタンバ
イの間においては電力量軽減のため電力供給されないが
、連続的に電力供給される。
このような構成の下ではスタンバイ時の連続電流ドレー
ンは５０μＡ以下である。実際には本システムは稼働時
間の１１５０以下しか活動していないので、電力消費を
最小にすることによりバッテリの寿命を数年間とするこ
とができる。活動期間は第８図に示す通りである。
既に説明したように、スタンバイの間においてはタイマ
ー６０は活動しており、同様にタイマー６０にとってク
ロック入力として必要な発振器１５も活動している。連
続的にデイスプレィすることが必要な場合には、ＬＣＤ
６５も電力供給される。
タイマー６０により求められたスタンバイ期間が終了し
た後、マイクロコントローラ３１は２０ミリ秒の間だけ
イネーブルされる（第８図（ａ）参照）この２０ミリ秒
の時間は両方向における超音波パルスの転送及び検出を
行うのに充分であるとともに、それらから結果値を算定
するのにも充分な時間である。
このように、クロックブロック７５をオン状態とし、マ
イクロコントローラ３１をイネーブルした後、ＶＣＯに
電力が供給され、検出器１７がイネーブルされＶＣＯ１
９が基準発振器１５のラインに引き寄せられる（第８図
（ｂ）参照）。
（マスタークロックをイネーブルして安定させるための
）数ミリ秒が経過した後、トランスミツタイネーブルパ
ルスが制御／タイマー６０により発生し、これによって
転送が起こる。この転送の間においては、トランスデユ
ーサは活動している。
実際にはこの期間内（第８図（Ｃ）参照）においてはい
ずれかの方向に転送が起こる。このため二つの活動期間
が示されている。
各方向における転送の直後に受信回路は活動を始める（
第８図（ｄ）参照）。
アレイ中の８個のキャパシタの電圧は受信完了後にディ
ジタル値に転換される。受信の各方向に対して一つずつ
、二つのそのような作動が起こる（第８図（ｅ）参照）
。
計算が完了し、結果値が蓄積され、表示される２０ミリ
秒の期間の後、本システムは作動が繰り返されるときの
次の秒に備えてスタンバイ状態に戻る。
ＰＬＬは約４ミリ秒の間だけ活動し、トランスデユーサ
はこの期間中様々なときに作動する。
一般的に転送には約５０ｍＡの電流を必要とするが、活
動期間が短いため、与えられた秒全体にわたって平均す
ると単に１３μＡになる。他の期間も同様に短く、この
ため５ｍＡの平均電力消費を処理しなければならない代
わりに、本システムが連続的に活動する場合には、極め
て低い値、般的には１００μＡまで減少させられる。
分解能を向上させるためにキャパシタを使用すると必要
な電力をも減少させることになる。これは、クロッキン
グの比率を増加させると本システムにより達成される分
解能を得るために必要な電力消費も増加するからである
。
【図面の簡単な説明】
第１図は流体流れの計測を行うための第一の構成を示す
概略図、 第２図は第１図の信号発信器をより詳細に示した概略図
、 第３図は転送時の波形図、 第４図はトランスデユーサに関する第１図の転送／受信
段階をより詳細に示す概念図、第５図は転送前の受信及
び検出についての波形図、 第６図は第１図のスキャンされたキャパシタアレイと検
出アスペクトをより詳細に示す概念図、第７図は第１図
の変更例を示す概略図、第８図はタイミング及び第７図
の構成により発生した他の波形を示す概略図、 第９図は第７図についてのフローチャートである。 〔符号の説明〕 １０・・・ダクト　　　　　１５・・・クリスタル発振
器１７・・・位相検出器　　　Ｉ８・・・ディバイダ１
９・・・電圧制御発振器 ２０・・・タイミングロジックブロック２１・・・トラ
ンスミッタ発信器 ２２．２３・・・インターフェイスブロック２５・・・
キャパシタアレイ ２７．２８・・・低域フィルター ２９・・・位相検出器 １・・・マイクロコントローラ ２・・・デイスプレィ　　　４０・・・カウンタト・・
制御ブロック　　　４２・・・ゲートブロック３・・・
制限増幅器　　　　５４・・・同期検出器５・・・低域
フィルター ０・・・タイマー　　　　　６１・・・バス２・・・制
御インターフェイス ３・・・カウンタ ５・・・液晶デイスプレィ ０・・・Ａ／Ｄ変換器 ｅ 〜〜− （ 響 一鴨Ｎ　　　“〜Ｎ Ｑ　　ぬ ＼Ｎ、　　　＼。 ＮＮ （ ％＝ 一ζ〜 ＼１− １Ｎ、　　　１ＮＮ ｑＪＬ４゜ 〜〜−＼〜− −Ｎ 慟 ＼−１

Claims (31)

    【特許請求の範囲】
  1. （１）流体中の隔たった二点間を信号が通過する時間を
    測定する装置であって、マーカーとして作用する位相変
    化を内部に含む複数のサイクルまたはパルスを有する信
    号を発生するトランスミッタ手段と、発生した前記信号
    を転送する第一のトランスデューサと、前記第一のトラ
    ンスデューサから隔置されており、転送された前記信号
    を受信する第二のトランスデューサと、受信された信号
    を検出する検出手段とを備えており、前記検出手段は、
    位相変化マーカーを検知する手段と、受信された信号に
    おける増幅情報を保持する手段とを有し、流体中を信号
    が通過する時間の測定をアシストするものである測定装
    置。
  2. （２）前記増幅情報保持手段は複数のサイクルから発せ
    られた増幅情報をサンプリングするように形成されてい
    ることを特徴とする請求項（１）記載の測定装置。
  3. （３）前記保持手段は複数のキャパシタを備えており、
    さらに選択手段が設けられており、該選択手段は前記各
    キャパシタが所定のサイクルの間において実質的に同じ
    である相対的サイクル位置において増幅情報を受け取る
    ことを許容するように形成されていることを特徴とする
    請求項（１）または（２）記載の測定装置。
  4. （４）マスタークロック発生器手段が設けられており、
    該マスタークロック発生器手段は前記トランスミッタ手
    段が該マスタークロック発生器手段と同期して、かつ該
    発生器手段よりも低い周波数で信号を発生させるように
    形成され、前記マスタークロック発生器手段は前記選択
    手段が該マスタークロック発生器手段と同期して各キャ
    パシタを選択し、適切なサイクル位置を保証するように
    形成されていることを特徴とする請求項（３）記載の測
    定装置。
  5. （５）前記マスタークロック発生器手段は低周波数基準
    発振器と連結しているフェーズロックループを有してい
    ることを特徴とする請求項（４）記載の測定装置。
  6. （６）タイマー手段が設けられており、該タイマー手段
    は定期的にスタンバイ及び作動条件を発生し、前記スタ
    ンバイ条件は前記作動条件と比較して長く、必要電力を
    減少させるものであることを特徴とする請求項（１）乃
    至（５）の何れかに記載の測定装置。
  7. （７）禁止手段が設けられており、該禁止手段は前記増
    幅保持手段が位相変化の検出に続く情報をさらに受信す
    ることを禁止し、以前の増幅情報を蓄積させるものであ
    ることを特徴とする請求項（１）乃至（６）の何れかに
    記載の測定装置。
  8. （８）アナログ−ディジタル変換器手段及び算定手段が
    設けられており、前記アナログ−ディジタル変換器手段
    は前記保持手段からのアナログ増幅情報を変換し、前記
    算定手段は前記増幅情報から得た相対信号の位相を求め
    正確なタイミング情報を求めるものであることを特徴と
    する請求項（１）乃至（７）の何れかに記載の測定装置
    。
  9. （９）前記算定手段はタイマー手段を備えており、該タ
    イマー手段はマーカーの転送及び受信間の経過時間を最
    初に求め、この経過時間を位相情報と組み合わせて用い
    てこの経過時間をより正確に求めるものであることを特
    徴とする請求項（８）記載の測定装置。
  10. （１０）前記第一及び第二のトランスデューサ手段を転
    送と受信の双方に用いることを許容するスイッチ手段が
    設けられており、前記算定手段は双方の信号走行方向か
    らのタイミング情報を用いて流体の速度あるいは流量を
    求めるように形成されていることを特徴とする請求項（
    ８）または（９）記載の測定装置。
  11. （１１）マッチング手段が設けられており、該マッチン
    グ手段は前記トランスデューサ手段の各々についての転
    送及び受信に際して前記トランスデューサの特性を双方
    の作動モードに対して実質的に一定になるようにするも
    のであることを特徴とする請求項（１０）記載の測定装
    置。
  12. （１２）流体中の隔たった二点間を信号が通過する時間
    を測定する方法であって、マーカーとして作用する位相
    変化を内部に含む複数のサイクルまたはパルスを有する
    信号を発生させる過程と、発生した信号を第一のトラン
    スデューサを介して流体中を転送させる過程と、転送さ
    れた信号が前記流体中を通過後、第二のトランスデュー
    サから該信号を受信する過程と、受信された信号を検知
    する検知過程とからなり、前記検知過程は、位相変化マ
    ーカーを検知する過程と、受信された信号における増幅
    情報を保持する過程とを備え、流体中を信号が通過する
    時間の測定をアシストするものである測定方法。
  13. （１３）前記増幅情報保持過程は複数のサイクルから発
    せられた増幅情報をサンプリングするように形成されて
    いることを特徴とする請求項（１２）記載の測定方法。
  14. （１４）前記保持過程は複数のキャパシタの各々が所定
    のサイクルの間において同一の相対的サイクル位置にお
    いて増幅情報を受け取ることを許容する過程を含むこと
    を特徴とする請求項（１２）または（１３）記載の測定
    方法。
  15. （１５）マスタークロックを発生させる過程を含み、該
    過程により該マスタークロックと同期して、かつ該マス
    タークロックよりも低い周波数で転送信号が発生し、該
    マスタークロックにより該マスタークロックと同期して
    各キャパシタが選択され、適切なサイクル位置を保証す
    ることを特徴とする請求項（１４）記載の測定方法。
  16. （１６）発生した前記マスタークロックは低周波数基準
    源と連結していることを特徴とする請求項（１５）記載
    の測定方法。
  17. （１７）定期的にスタンバイ及び作動条件を発生させる
    過程を含み、前記スタンバイ条件は前記作動条件と比較
    して長く、必要電力を減少させるものであることを特徴
    とする請求項（１２）乃至（１６）の何れかに記載の測
    定方法。
  18. （１８）位相変化の検出に続く増幅情報保持を禁止し、
    以前の増幅情報を蓄積させる禁止過程が形成されている
    ことを特徴とする請求項（１２）乃至（１７）の何れか
    に記載の測定方法。
  19. （１９）蓄積されているアナログ増幅情報をディジタル
    に変換するアナログ−ディジタル変換過程が設けられて
    おり、その後に前記増幅情報から得た相対信号位相を求
    めて正確なタイミング情報を求める過程を有することを
    特徴とする請求項（１２）乃至（１８）の何れかに記載
    の測定方法。
  20. （２０）マーカーの転送及び受信間の経過時間を最初に
    求め、この経過時間を位相情報と組み合わせて用いてこ
    の経過時間をより正確に求める決定過程を含むことを特
    徴とする請求項（１９）記載の測定方法。
  21. （２１）前記第一及び第二のトランスデューサを転送と
    受信の双方に用いることを許容するスイッチ過程が設け
    られており、前記決定手段は双方の信号走行方向からの
    タイミング情報を用いて流体の速度あるいは流量を求め
    るように形成されていることを特徴とする請求項（１９
    ）または（２０）記載の測定方法。
  22. （２２）前記トランスデューサの各々についての転送及
    び受信に際して前記トランスデューサの特性を双方の作
    動モードに対して実質的に一定になるようにするもので
    あるマッチング過程が設けられていることを特徴とする
    請求項（２１）記載の測定方法。
  23. （２３）相互に隔置された第一及び第二のトランスデュ
    ーサ手段と、前記二つのトランスデューサ手段間におけ
    る双方の方向において信号を転送または受信するための
    転送及び受信手段と、前記各トランスデューサ手段を定
    期的に転送または受信用の何れかとして用いるようにす
    るスイッチ手段と、転送及び受信の双方の作動モードに
    ついてトランスデューサ特性が実質的に一定になるよう
    に転送及び受信用のマッチング手段と、を備える流体速
    度測定装置。
  24. （２４）前記マッチング手段は、各トランスデューサに
    対する転送及び受信の双方の間における実質的に一定な
    低インピーダンス路を有することを特徴とする請求項（
    ２３）記載の流体速度測定装置。
  25. （２５）前記低インピーダンス路は、前記トランスデュ
    ーサ駆動用の転送信号を受信する一つのコイルを備えた
    トランスフォーマを有するネットワークを備えており、
    前記トランスフォーマのコイルは前記受信回路に対して
    直列に連結していることを特徴とする請求項（２４）記
    載の流体速度測定装置。
  26. （２６）前記ネットワークは前記トランスフォーマコイ
    ルと直列のマッチング抵抗と、位相干渉性を最適にする
    ための、前記トランスデューサと並列に接続されたキャ
    パシタとを有していることを特徴とする請求項（２５）
    記載の流体速度測定装置。
  27. （２７）トランスフォーマ信号を発生させるためのトラ
    ンスデューサ駆動回路を備えており、さらに前記駆動回
    路には転送間における前記マッチングネットワーク内の
    インピーダンス変化を減少させるための一定電流レギュ
    レータが設けられていることを特徴とする請求項（２５
    ）または（２６）記載の流体速度測定装置。
  28. （２８）前記トランスミッタ手段は、タイミングマーカ
    ーとして作用する位相変化を有する一連のサイクルまた
    はパルスからなる信号を発生させるように形成されてお
    り、前記受信手段はマーカーを表す位相変化を検出する
    ように形成されていることを特徴とする請求項（２３）
    乃至（２７）の何れかに記載の流体速度測定装置。
  29. （２９）流体速度測定をアシストするために前記受信信
    号の増幅情報を保持する保持手段が設けられていること
    を特徴とする請求項（２８）記載の流体速度測定装置。
  30. （３０）前記保持手段は複数のサンプリングキャパシタ
    を備えていることを特徴とする請求項（２９）記載の流
    体速度測定装置。
  31. （３１）前記保持情報から得られたタイミング情報から
    流体速度を求める算定手段が設けられていることを特徴
    とする請求項（２３）乃至（３０）の何れかに記載の流
    体速度測定装置。
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