JPH03181228A - Ａ―ｄ変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、アナログ信号をディジタル信号に変換する装
置に間するものである。

（発明の概要） 本発明は、アナログ信号をディジタル信号に変換する際
、特に低周波成分のアナログ信号に対するＡ−Ｔ’）穿
櫓ビ・ソト数が不９ｂているど、偽輪郭雑音の発生が問
題となる映像信号等を高精度にＡ−Ｄ変換する装置に間
するものであり、所定周波数以下の低周波信号に対して
はＡ−Ｄ変換出力をディジタルフィルタに通ずことで等
価的に量子化ビット数の向上が得られることを利用し、
人力アナログ信号に所定周波数以上の高周波成分が所定
値以上含まれていないときは上記フィルタの出力を、該
高周波成分を所定値以上含むときは上記フィルタを通さ
ない出力を選択して出力する装置である。

（従来の技術） 近年、映像ｎ器の多くてディジタル信号処理が行われて
いる。

しかし、これらの映像機器における人力信号は通常アナ
ログ信号であるので、回路をディジタル化する際にはＡ
−Ｄ変換器が必要となり、この機能が問題となることも
ある。

ところで、扱う信号が映像信号の場合、必要となるＡ−
Ｄ変換器の量子化ビット数は８〜１０ビット程度でよく
、音声信号（通常１６ビツトを必要とする）の場合に比
して少なくて済むが、その変換スピードは逆に音声信号
の数百倍のものが必要となる。

そこで、この様な映像信号用としては、従来から第３図
に示すように、２種のリファレンス電圧ＶＣＣＩＶＥＥ
の入力端子３１．３２間に２０の抵抗３３（ｎは量子化
ビット数）を接続し、これによって分圧された電圧と入
力端子３４から入力されるアナログ信号とを２’個のコ
ンパレータ３５で比較し、その結果をエンコーダ３６で
符号化して出力端子３７にｎビットのディジタル信号と
して出力する、いわゆるフラッシュタイプのＡ−Ｄ変換
器が一般に用いられている。

ところで、このフラッシュタイプのＡ−Ｄ変換器では、
以上の説明から明らかなように、要求される量子化ビッ
ト数ｎが１増加するごとに必要なコンパレータの個数が
倍になり、従って、コストダウンのためには、このビッ
ト数ｎを必要最小限に抑える必要がある。

一方、上記の通り、通常の映像機器では、量子化ビット
数は８あれば一応満足できる画質が得られるといわれて
おり、このため、現在汎用品として普及している映像用
Ａ−Ｄ変換器としては、８ビツトタイプのものが標準と
なっている。

しかし、扱う映像の質に最高級のものが求められる放送
用機器、中でもガンマ補正が必要なテレビジョンカメラ
においては、８ビツトでは量子化精度が不足する場合が
しばしばある。

このような場合、通常９ビット以上のＡ−Ｄ変換器が必
要となるが、あまり汎用でないこれらのＡ−Ｄ変換器を
使うと、コスト、大きさ、電力等の点て問題となること
が多い。また同様のケースは映像信号以外を扱う分野で
も発生する。

このため、少ないビット数のＡ−Ｄ変換器を使って、低
周波成分に刻しては高いビット精度を出す方法として特
開昭６０−１２７８８３号公報に示されているような方
法が考えられている。

この方法を第４図を用いて簡単に説明すると、Ａ−Ｄ変
換器４１の出力を２分し、一方は高域通慣コノＩＬ々ｔ
ｕｐＦ）ｎ’）へ、伸方は低域通過フィルタ（ＬＰＦ）
４３に送り、ＨＰＦ４２の出力の小振幅信号（雑音成分
）をクリップ回路４４でクリップし、加算回路４５でビ
ット精度を向上させたＬＰＦ４３の出力に加算して出力
とするものである。

しかし、この方式を用いると、小振幅の高周波信号成分
がクリップ回路４４の影響で一様にあるレベル分減衰し
てしまうという欠点があり、処理する信号が映像信号の
場合では高周波信号成分の解像度の劣化を引き起こす結
果となっている。

（発明が解決しようとする課題） 以上のように、映像信号等に関しては、Ａ−Ｄ変換精度
が主に要求されるのは、緩やかな傾斜で光量が変化して
いる被写体を撮像した場合のように、低周波成分を多く
含む信号人力に対してであるケースが多い訳であるが、
従来の技術では、低周波信号成分に対する量子化精度を
上げるためには、Ａ−Ｄ変換器の量子化ビット数を増大
するか、前述の第４図に示すような構成で量子化精度を
上げるＩｙ１基があっｂかめ、コスト瀉の増加や、煎律
のごとき高周波信号成分の解像度劣化という問題が解決
できなかった。

本発明ではこれらの欠点を解決し、低コスト、低消費電
力で、かつ特に所定周波数以下の低周波信号成分に刻し
て高い量子化精度の得られるＡ−Ｄ変換装置を実現する
ことを目的とするものである。

（課題を解決するための手段） 本発明は上記の目的を達成するため、ｎビットのＡ−Ｄ
変換器出力のディジタル信号を平滑化して、ビット長を
ｎ＋１以上に伸ばして出力する第１のディジタル低域通
過フィルタと、上記Ａ−Ｄ変換器出力と上記第１のディ
ジタル低域通過フィルタ出力もしくは上記第１の低域通
過フィルタより通過帯域の広い第２．第３．・・・のデ
ィジタル低域通過フィルタの出力とをそれぞれ比較する
手段と、該比較結果に応し、上記Ａ−Ｄ変換器出力、上
記第１のディジタル低域通過フィルタ出力もしくは第２
．第３．・・・のディジタル低域通過フィルタ出力のい
ずれかを選択して出力する手段を含む構成としたもので
ある。

（作用） 第５１！ｌに、緩やかな傾斜で値が変化する（高周波成
分を含まない）アナログ信号波形Ａと、この信号をＡ−
Ｄ変換したディジタル信号をアナログイメージで示した
波形Ｂおよびこの信号をディジタル低域通過フィルタに
通した波形Ｃを示す、ディジタル低域通過フィルタの基
本動作は、一定時間毎に送られてくるｎビットのディジ
タル信号を、時間軸上である一定期間の加重平均を取る
ものであり、これにより量子化誤差も平均化され、通常
この出力の量子化精度は等価的にｎ＋１ビット以上にな
る。

例えば、一般的に普及しているディジタル映像機器での
Ａ−Ｄ変換サンプリング周波数は１４〜１８ＭＨｚ程度
であることが多いが、このＡ−Ｄ変換出力の帯域をディ
ジタルフィルタでサンプリング周波数の１／８に当たる
約２ＭＨｚに制限した場合、このフィルタの出力の等価
的な量子化精度はほぼｎ＋１ビットに、ｌ／３２に当た
る約０．５ＭＨｚに制限した場合はｎ＋２ビットに向上
する。

つまり、低周波信号成分に間しては、Ａ−Ｄ変換結果を
ディジタルフィルタでフィルタリングすることで、ｎビ
ットのＡ−Ｄ変換器を用いてｎ＋１ビット以上のＡ−Ｄ
変換器を使って得たのと等価の量子化精度のディジタル
信号出力を得ることが可能になる。

本発明は、ディジタルフィルタを通した出力と、これを
通さないＡ−Ｄ変換器のダイレクト出力との差から、人
力信号に所定周波数以上の高周波成分が含まれているか
を判定し、これが所定値以下の場合には量子化精度の向
上したディジタルフィルタ出力を選択し、該高周波成分
が所定値以上ある場合にはフィルタリングしないＡ−Ｄ
変換器の出力を選択して出力することで、解像度劣化が
なく、かつ低周波信号に対しては高い量子化精度のＡ−
Ｄ変換結果を得ることが可能になった。

（実施例） 第１図に本発明の第１の実施例を示し、以下本アナログ
人力信号はＡ−Ｄ変換器ｌでディジタル信号に変換され
る。この出力は２つに分けられ、一方はディジタル低域
通過フィルタ（ＬＰＦ）２に送られる。

このＬＰＦ２の一例を第６図に示し、以下この動作を簡
単に説明する。

ディジタル人力信号は、単位時間遅延素子６０〜６３で
順次遅延される。各遅延素子６０〜６３の出力及びディ
ジタル入力信号は乗算器６４〜６８に送られ、各々にお
いて係数に０〜に４倍され、加算器６９で加算され出力
となる。通常、上記係数ＫＯ−に４は、これらを加算す
ると１になる値に設定されており、この結果、各乗算器
６４〜６８の出力は小数点以下の値を持つものになる。

よって、これを切り捨てずに加算すれば、このＬＰＦ２
の出力は小数点以下の値を持つものになる。すなわち、
入力信号がｎビットなら、この出力信号はｎ＋１ビット
以上のディジタル信号になったのと等価である。また、
前述のように、ディ加重平均した結果であり、量子化誤
差も平均化されているので、この小数点以下のデータも
意味を持っている。

以上のように、Ａ−Ｄ変換器１の出力はＬＰＦ２を通さ
れ、ビット長を１以上伸長されたデータとして出力され
る。

他方、Ａ−Ｄ変換器１の出力は遅延回路（ＤＬ）３にも
送られ、上記ＬＰＦ２の遅延量に合わせて時間調整され
る。そして、この出力は比較回路４でＬＰＦ２の出力と
比較され、両者の差は判定回路５に送られる。ここで、
ＬＰＦ２の出力とＤＬ３の出力の差は、入力信号に含ま
れる高周波成分の量に他ならない。

そこで本発明では、判定回路５で両者の差が所定レベル
以下、すなわち人力信号の所定周波数以上の高周波成分
が所定値より少ないと判定しｋときには、電子スイッチ
６をＬＰＦ２例（実線の様）に切替、ＬＰＦ２によって
ビット長を伸長されたデータを出力とし、また逆に高周
波成分が所定値より多いと判定したときには、ＤＬ３例
（点線の様）に切替、ＬＰＦ２を通さないＡ−Ｄ変換器
１の遅延出力信号を出力とする。

以上のような動作により、本発明のＡ−Ｄ変換装置は、
入力信号が低周波信号であるときは量子化精度の向上し
たディジタル低域通過フィルタ出力を、高周波信号が所
定値以上台まれているときには量子化精度は従来と変わ
りないが高周波成分劣化もないＡ−Ｄ変換結果をそのま
ま出力することができる。

次に、第２図に本発明の第２の実施例を示す。

この例は、Ａ−Ｄ変換器１の出力を通過帯域の狭い、す
なわちカットオフ周波数の低い第１のディジタル低域通
過フィルタ（ＬＰＦ）７と、これよりカットオフ周波数
の高い第２のＬＰＦ８及び遅延回路（ＤＬ）３に送り、
この３つの出力を比較回路９で比較するものである。前
述のごとくディジタルフィルタは入力信号を時間軸上で
加重平均を取るものであるから、一般にカットオフ周波
数この実施例では、比較回路９でＤＬ３の出力と第１．
第２のＬＰＦ７．８との差をそれぞれ取り、これを判定
回路１０に送り、ＤＬ３の出力と第１のＬＰＦ７出力と
の差が所定レベル以下のときは電子スイッチ１１で第１
のＬＰＦ７の出力を選択し、この差が所定レベルを越し
、かつＤＬ３の出力と第２のＬＰＦ８出力との差が所定
レベル以下のときは第２のＬＰＦ８の出力を選択し、そ
の他のときはＤＬ３の出力を選択するようにするもので
ある。なお、この説明では、第１のＬＰＦ７の出力を選
択する条件として、ＤＬ３の出力と第１のＬＰＦ７の出
力との差が所定レベル以下のときとしたが、この条件を
、ＤＬ３の出力と第１．第２のＬＰＦ７，８の出力との
各々の差が、ともに所定レベル以下のときとした方がよ
い場合もある。

こうすると、第１の実施例より更に縞かく、人力信号に
含まれる高周波成分に応じて精度の高いＡ−Ｄ変換結果
を出力する装置が実現できる。

また、同様にしてこのディジタル低域通過フイルダの計
ヲ（）っど増やすことも可能であり、さらには第１．第
２の実施例のＤＬ３の代わりにカットオフ周波数を必要
信号の周波数帯域の上限に設定したディジタル低域通過
フィルタとしても、本発明の効果は得られる。

（発明の効果） 以上のように本発明を利用すると、低コスト、低消費電
力かつ実質的高精度のＡ−Ｄ変換装置が実現でき、その
効果は大きい。

【図面の簡単な説明】

第１図、第２図は本発明の第１．第２の実施例を示すブ
ロック図、第３図は一般的なＡ−Ｄ変換器の構成を説明
する図、第４図は従来例を示すブロック図、第５図は高
周波成分を持たないアナログ信号をＡ−Ｄ変換した信号
におけるビット精度の向上する様子を説明する図、第６
図はディジタル低域通過フィルタの一例を示すブロック
図である。 １：　Ａ−Ｄ変換器、２．７．８：　　ディジタル低域
通過フィルタ （ＬＰＦ）。 ３： 遅延回路（ＤＬ）。 ４．９： 比較回路。 ５．１０： 判定回路。 ６．１　１： 電子スイッチ。 第 １の 第４図 鵠 ５回 （Ａ）ア７ｃ）７“入ｐ −／ 籍 ｂ■

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、Ａ−Ｄ変換したディジタル信号出力の周波数帯域を
   制限し平滑化する所定カットオフ周波数のディジタル低
   域通過フィルタと、上記Ａ−Ｄ変換したディジタル信号
   出力と上記ディジタル低域通過フィルタを通した出力と
   のレベル差を検出する手段と、このレベル差が所定の値
   以下のときは上記ディジタル低域通過フィルタを通した
   出力を選択し、逆に上記レベル差が所定の値以上のとき
   は上記ディジタル低域通過フィルタを通さない上記Ａ−
   Ｄ変換したディジタル信号出力を選択して出力する手段
   とを有することを特徴とするＡ−Ｄ変換装置。 ２、Ａ−Ｄ変換したディジタル信号出力の周波数帯域を
   制限し平滑化するそれぞれカットオフ周波数の異なる並
   列に設けた複数のディジタル低域通過フィルタと、上記
   Ａ−Ｄ変換したディジタル信号出力と上記複数のディジ
   タル低域通過フィルタを通したそれぞれの出力とのレベ
   ル差を検出する手段と、これらのレベル差に応じ、上記
   ディジタル低域通過フィルタを通さないＡ−Ｄ変換した
   ディジタル信号出力あるいは上記複数のディジタル低域
   通過フィルタを通したそれぞれの出力の内のいずれか１
   つの出力を選択して出力する手段とを有することを特徴
   とするＡ−Ｄ変換装置。