JPH03190563A - コンバータの制御回路 - Google Patents
コンバータの制御回路Info
- Publication number
- JPH03190563A JPH03190563A JP32907989A JP32907989A JPH03190563A JP H03190563 A JPH03190563 A JP H03190563A JP 32907989 A JP32907989 A JP 32907989A JP 32907989 A JP32907989 A JP 32907989A JP H03190563 A JPH03190563 A JP H03190563A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- output
- comparator
- capacitor
- inverter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分テ！〕
本発明は、インバータの交流出力をｇ１疏するコンバー
タの制御 １１１１路に関する。
タの制御 １１１１路に関する。
（従来の技術）
第４図及び第５図は、エキシマレーザ、’Ｉ’ｌ＜Ａ炭
酸ガスレーザ等の放電エネルギ供給層高圧コンデンサの
充電器に、ｉ列ノ＋−振コンバータを適用した場合の、
従来のｔｓａＳ回路を説明するための図であり、１ｌＦ
ＩＪ図は回路図、第５図は各部の波形図を示す。第４１
ｉ４において、先ず構成を説明すると。
酸ガスレーザ等の放電エネルギ供給層高圧コンデンサの
充電器に、ｉ列ノ＋−振コンバータを適用した場合の、
従来のｔｓａＳ回路を説明するための図であり、１ｌＦ
ＩＪ図は回路図、第５図は各部の波形図を示す。第４１
ｉ４において、先ず構成を説明すると。
１は直流入力電源、２〜５は直流入力電源１にまたがっ
てブリッジＩＩり路を構成するトランジスタ。
てブリッジＩＩり路を構成するトランジスタ。
Ｐ Ｕ Ｔ等のスイッチング素子、６〜９は各スイッチ
ング素子２〜５に逆並列接続された帰還用ダイオード、
１０は共振用インダクタンス、 ｌｌは共振用キャパ
シタンス、 １２はキャパシタンス！１の両端電ＩＥ’
１ｔ５ｒｌＥ４−ＺｓｉＸＩＥ ） ランｘ、 １３ハ
ｎｌＥＷＩＭ１ｍ、 １４は充電される高圧コンデンサ
、 １５は位相補正用コンデンサ、１６は基準電１１．
１７はオペアンプ、 １Ｂはコンパレータ、 １９は発
振器、２０は三角波発生器。
ング素子２〜５に逆並列接続された帰還用ダイオード、
１０は共振用インダクタンス、 ｌｌは共振用キャパ
シタンス、 １２はキャパシタンス！１の両端電ＩＥ’
１ｔ５ｒｌＥ４−ＺｓｉＸＩＥ ） ランｘ、 １３ハ
ｎｌＥＷＩＭ１ｍ、 １４は充電される高圧コンデンサ
、 １５は位相補正用コンデンサ、１６は基準電１１．
１７はオペアンプ、 １Ｂはコンパレータ、 １９は発
振器、２０は三角波発生器。
２１は最大パルス幅信号発生器２２２は振り分は信号発
生器、 ２３．２４はアンド回路、 ２５．２６は充電
電圧検出用の抵抗、 ２７．２８はオペアンプ１７の直
流利得を決める抵抗、２９はコンデンサ！５と共にオペ
アンプ１７の交流利＃りを決める抵抗である。
生器、 ２３．２４はアンド回路、 ２５．２６は充電
電圧検出用の抵抗、 ２７．２８はオペアンプ１７の直
流利得を決める抵抗、２９はコンデンサ！５と共にオペ
アンプ１７の交流利＃りを決める抵抗である。
次に、第４図及び第５図において、動作を説明する。先
ず、出力検出電圧と基準１１！ｆｉ１６の電圧との比較
がオペアンプ１７によって行われるが、オベアンプ１７
は！４御系の安定のために抵抗２９とコンデンサ１５か
らなる位相補正回路を含んでいるので。
ず、出力検出電圧と基準１１！ｆｉ１６の電圧との比較
がオペアンプ１７によって行われるが、オベアンプ１７
は！４御系の安定のために抵抗２９とコンデンサ１５か
らなる位相補正回路を含んでいるので。
信号の伝達が遅れる。従って、オペアンプ１７の出力は
アナログ信号となり、このアナログ１１１号Ｃと三角波
発生器２０によって発生される三角波信号「トカコンバ
レータ１８で比較され、コンパレータ１８の出力にパル
ス幅Ｍ ｆｆｌ ｆｉ１号ｇが発１１する。この信号は
、最大パルス幅信号発生５２１の出力に発生ずる最大パ
ルス幅信号ｄ（スイッチングｊ＋ ｒ２〜５の最大パル
ス幅を一定パルス幅に制限する１５号）及び振り分は信
号発生２３２２の出力に発生ずる振り分け（信号す、
ｃ （信号すはスイッチング１ ｒ−２。
アナログ信号となり、このアナログ１１１号Ｃと三角波
発生器２０によって発生される三角波信号「トカコンバ
レータ１８で比較され、コンパレータ１８の出力にパル
ス幅Ｍ ｆｆｌ ｆｉ１号ｇが発１１する。この信号は
、最大パルス幅信号発生５２１の出力に発生ずる最大パ
ルス幅信号ｄ（スイッチングｊ＋ ｒ２〜５の最大パル
ス幅を一定パルス幅に制限する１５号）及び振り分は信
号発生２３２２の出力に発生ずる振り分け（信号す、
ｃ （信号すはスイッチング１ ｒ−２。
３をオンさせる信号、信号Ｃはスイッチング」：ｆ４．
５をオンさせる信−Ｊであり、スイッチング素７’２．
３及び４．５が交互にオンするように振り分ける）とア
ンド回路２３．２４でアンドされ、アンド回路２３．２
４の出力には夫々スイッチング１子２．３の制御信号り
、スイッチングＩＡ、Ｔ−４，５の制御信号ｉが発生す
る。スイッチング１子２．３及び４．５は人々この制御
信１ｈ、ｌによりＵ御され、コンデンサ！４を一定電圧
に充電する。この図では省略しているが９通常、制御信
号り、ｉはパルストランス、ホトカプラ等で絶縁されて
スイッチング素子２．３及び４．５に送られる。このよ
うなｔ４御回路をコンデンサ１４の充電回路に適用した
場合には、コンデンサ！４が設定電圧に充電される迄は
、スイッチング素子２〜５に最大パルス幅の信号が与え
られるが、設定電圧に充電後は、コンバータにとっては
、はぼ無負荷状態となり、その後は、コンバータはコン
デンサ１４を補充電するだけとなる。
５をオンさせる信−Ｊであり、スイッチング素７’２．
３及び４．５が交互にオンするように振り分ける）とア
ンド回路２３．２４でアンドされ、アンド回路２３．２
４の出力には夫々スイッチング１子２．３の制御信号り
、スイッチングＩＡ、Ｔ−４，５の制御信号ｉが発生す
る。スイッチング１子２．３及び４．５は人々この制御
信１ｈ、ｌによりＵ御され、コンデンサ！４を一定電圧
に充電する。この図では省略しているが９通常、制御信
号り、ｉはパルストランス、ホトカプラ等で絶縁されて
スイッチング素子２．３及び４．５に送られる。このよ
うなｔ４御回路をコンデンサ１４の充電回路に適用した
場合には、コンデンサ！４が設定電圧に充電される迄は
、スイッチング素子２〜５に最大パルス幅の信号が与え
られるが、設定電圧に充電後は、コンバータにとっては
、はぼ無負荷状態となり、その後は、コンバータはコン
デンサ１４を補充電するだけとなる。
（発明が解決しようとする！１Ｂ）
しかし、このような従来のコンバータのｔｑｔｎ回路に
あっては、コンデンサＩ４が設定電圧に充電された後も
、スイッチング素子２．３及び４．５の制御１．１号り
、ｉは、インバータの動作周波数、Ｎえば２０ ｋ ｆ
ｌｙ、で連続的に出力されるので、スイッチング素子２
．３及び４．５は、キャパシタンス１１の電荷をインバ
ータの動作周波数で交互に反転する電流、いわゆる無効
電流を流すことになる。このため、はぼ無１１荷にも拘
らず１回路電流が流れ、コンバータの電力Ｎ１失となる
。特に、キャパシタンスｌ！として、トランス■２の分
布容量を用いる場合、トランスＩ２の巻線の損失及び鉄
損を生ずるという問題がある。このような問題は、直列
共振：ｒンバータでなくても、漏れインダクタンスと分
布容量の大きい高圧トランスを用いる非共振形高圧コン
バータにおいても生ずる。
あっては、コンデンサＩ４が設定電圧に充電された後も
、スイッチング素子２．３及び４．５の制御１．１号り
、ｉは、インバータの動作周波数、Ｎえば２０ ｋ ｆ
ｌｙ、で連続的に出力されるので、スイッチング素子２
．３及び４．５は、キャパシタンス１１の電荷をインバ
ータの動作周波数で交互に反転する電流、いわゆる無効
電流を流すことになる。このため、はぼ無１１荷にも拘
らず１回路電流が流れ、コンバータの電力Ｎ１失となる
。特に、キャパシタンスｌ！として、トランス■２の分
布容量を用いる場合、トランスＩ２の巻線の損失及び鉄
損を生ずるという問題がある。このような問題は、直列
共振：ｒンバータでなくても、漏れインダクタンスと分
布容量の大きい高圧トランスを用いる非共振形高圧コン
バータにおいても生ずる。
本発明は以上の欠点を除去するために、インバータの交
流出力を整流するコンバータの７４御［！！ｌｌ！２！
において、出力パラメータの検出電圧と基準電圧をコン
パレータで比較し、該コンパレータの出力で上記インバ
ータのＴＡ御倍信号断続することを特徴とするコンバー
タの１１１ｒＢ［ｉす路を提供するものである。
流出力を整流するコンバータの７４御［！！ｌｌ！２！
において、出力パラメータの検出電圧と基準電圧をコン
パレータで比較し、該コンパレータの出力で上記インバ
ータのＴＡ御倍信号断続することを特徴とするコンバー
タの１１１ｒＢ［ｉす路を提供するものである。
このようなコンパレータの制御回路によれば。
スイッチング圭ｒの２４ｍ信号が連続的に出力されるこ
とがなくなるので、上記課題を解決することができる。
とがなくなるので、上記課題を解決することができる。
第１図乃至第３図は本発明の一実施例を説明するための
図であり、第１図はｌｖ回路図、第２図は各部の波形図
、第３図は充電電圧と直列共振電流の関係を示す、第１
図において、３０は基準電圧ｊの上下に上限設定電圧Ｖ
ｌ＋、下限設定電圧ＶＬのヒステリシス幅を有するコン
パレータて、出力ｍがＩでインバータがオン条件となる
。３！はコンパレータ３０の出力の切り換え時に出るチ
ャタリングを防止するためのラッチ回路であり、コンパ
レータ３０の出力ｍが１．になるとラッチされ、Ｊｌ大
パルス幅信号発生１５２１により各サイクル毎にリセッ
トされる、このラッチｌ１ｉｌ路３１により、Ｍ大パル
ス幅の期間内に一旦オフすると、その期間中再びオンし
ないようになる。これはまた、−旦オンすると、そのル
１間途中でオフしないようにすることも、当業者に容易
である。
図であり、第１図はｌｖ回路図、第２図は各部の波形図
、第３図は充電電圧と直列共振電流の関係を示す、第１
図において、３０は基準電圧ｊの上下に上限設定電圧Ｖ
ｌ＋、下限設定電圧ＶＬのヒステリシス幅を有するコン
パレータて、出力ｍがＩでインバータがオン条件となる
。３！はコンパレータ３０の出力の切り換え時に出るチ
ャタリングを防止するためのラッチ回路であり、コンパ
レータ３０の出力ｍが１．になるとラッチされ、Ｊｌ大
パルス幅信号発生１５２１により各サイクル毎にリセッ
トされる、このラッチｌ１ｉｌ路３１により、Ｍ大パル
ス幅の期間内に一旦オフすると、その期間中再びオンし
ないようになる。これはまた、−旦オンすると、そのル
１間途中でオフしないようにすることも、当業者に容易
である。
次に、第１図乃至第３図において、動作を説明する。先
ず３時刻【０で運転開始すると、出力検出電圧にと基準
電源１６の電圧ｊとがコンパレータ３０で比較される。
ず３時刻【０で運転開始すると、出力検出電圧にと基準
電源１６の電圧ｊとがコンパレータ３０で比較される。
出力検出電圧ｋが基準１Ｇ源１６の電圧ｊより低いので
、コンパレータ３０の出力ｍはＩとなり、ラッチ回路３
１はオン命令を出し、アンド回路２３．２４を介して、
制御信号り、ｉによりスイッチング素１’２．３及び４
．５は門人パルス幅で動作し９時刻【Ｉまてコンデンサ
１４を門人能力で充電していく０時刻１１でコンデンサ
１４の充電電圧が１−附設定電１１．Ｖ１１に対応する
主１Ｖｌ＋’ に達すると。
、コンパレータ３０の出力ｍはＩとなり、ラッチ回路３
１はオン命令を出し、アンド回路２３．２４を介して、
制御信号り、ｉによりスイッチング素１’２．３及び４
．５は門人パルス幅で動作し９時刻【Ｉまてコンデンサ
１４を門人能力で充電していく０時刻１１でコンデンサ
１４の充電電圧が１−附設定電１１．Ｖ１１に対応する
主１Ｖｌ＋’ に達すると。
コンパレータ３０の出力ｍは■７となり、インバータが
停止１．する、インバータが停止１−すると、：１ンデ
ンサＩ４の充電電圧は漏れ電流により次第に低ドしてく
るが５時刻ｔ２てこの電圧がコンパレータ３０のＦ附設
定電圧ｖ１．に対応する電＋１：Ｖ１．’ になると、
；２ンパレータ３０の出力ｍは丙び■となり、インバー
タが運転を始める。以下同様の動作を繰り返す、この実
施例ではランチ１１１回路３１を用いたが、このような
ラッチ機能は、スイッチング素子の無制限のスイッチン
グを防止するためである。実用上は、スイッチング五ｒ
・２〜５．＠御回路、検出ｊ！］路等に遅れがあり、極
端に短いオン信号ては実質的にオンせず９また。−４ｊ
オンすると、すぐにはオフしないので、：ｌソバレータ
３０にヒステリシスがなく、また、ラッチ同１１ｉ’１
３１がなくても、動作モードはほぼ同じとなる。特に、
バイポーラトランジスタ等では、コンパレータ３０の高
速なチャタリングに応答しないので、ラッチ回路３１は
なくてもよい。
停止１．する、インバータが停止１−すると、：１ンデ
ンサＩ４の充電電圧は漏れ電流により次第に低ドしてく
るが５時刻ｔ２てこの電圧がコンパレータ３０のＦ附設
定電圧ｖ１．に対応する電＋１：Ｖ１．’ になると、
；２ンパレータ３０の出力ｍは丙び■となり、インバー
タが運転を始める。以下同様の動作を繰り返す、この実
施例ではランチ１１１回路３１を用いたが、このような
ラッチ機能は、スイッチング素子の無制限のスイッチン
グを防止するためである。実用上は、スイッチング五ｒ
・２〜５．＠御回路、検出ｊ！］路等に遅れがあり、極
端に短いオン信号ては実質的にオンせず９また。−４ｊ
オンすると、すぐにはオフしないので、：ｌソバレータ
３０にヒステリシスがなく、また、ラッチ同１１ｉ’１
３１がなくても、動作モードはほぼ同じとなる。特に、
バイポーラトランジスタ等では、コンパレータ３０の高
速なチャタリングに応答しないので、ラッチ回路３１は
なくてもよい。
以に説明してきたように、この発明によれば、その構成
を無負荷または軽１１荷時に、インバータが断続可転と
なるようにしたため、コンバータの無効電流によるｉｌ
失を減らすことができる。また。
を無負荷または軽１１荷時に、インバータが断続可転と
なるようにしたため、コンバータの無効電流によるｉｌ
失を減らすことができる。また。
コンパレータ３０による高速ｕＯ１のため、充電電圧の
立ち−Ｌがり時のオーバーシュートｎ制に効果的である
。尚、 １１ｒ１１回路は、ＩＣの組み合わせで種々の
形態をとり＋する。
立ち−Ｌがり時のオーバーシュートｎ制に効果的である
。尚、 １１ｒ１１回路は、ＩＣの組み合わせで種々の
形態をとり＋する。
以上述べたように本発明は、インバータの交流出力を整
流するコンバータのＵ御回路において。
流するコンバータのＵ御回路において。
出力パラメータの検出電圧と基準電圧をコンパレータで
比較し、該コンパレータの出力で上記インバータの制御
信号を断続することを特徴とするコンバータのｆ４御回
路である０本発明はこのような特徴を有するので、コン
デンサの充電器等に用いた石合、コンバータの無効電流
によるｉｌ失を減らずことかでさる。また、コンパレー
タによる高速＄１＋）Ｉのため、充電電圧の立ち上がり
時のオーバーシュートを抑制することができる。
比較し、該コンパレータの出力で上記インバータの制御
信号を断続することを特徴とするコンバータのｆ４御回
路である０本発明はこのような特徴を有するので、コン
デンサの充電器等に用いた石合、コンバータの無効電流
によるｉｌ失を減らずことかでさる。また、コンパレー
タによる高速＄１＋）Ｉのため、充電電圧の立ち上がり
時のオーバーシュートを抑制することができる。
第１図乃至第３図は本発明の一実施例を説明するための
図、第４図及び第５図は従来例を説明するための図であ
る。 ｌ・・・直流入力電掠 ２〜５・・・スイッチング素子 １０・・・インダクタンス １２・・・トランス １４、１５・・・コンデンサ ！７・・・オペアンプ １９・・・発＠器 ６〜９・・・ダイオード ■・・・キャパシタンス １３・・・整流器 １６・・・基準電源 １８・・・コンパレータ ２０・・・三角波発生器 ２１・・・最大パルス幅信号発生器 ２２・・・振り分は信号発生器 ２３、２４・・・アンド回路 ３０・・・コンパレータ ２５〜２９・・・抵抗 ３１・・・ラッチ回路
図、第４図及び第５図は従来例を説明するための図であ
る。 ｌ・・・直流入力電掠 ２〜５・・・スイッチング素子 １０・・・インダクタンス １２・・・トランス １４、１５・・・コンデンサ ！７・・・オペアンプ １９・・・発＠器 ６〜９・・・ダイオード ■・・・キャパシタンス １３・・・整流器 １６・・・基準電源 １８・・・コンパレータ ２０・・・三角波発生器 ２１・・・最大パルス幅信号発生器 ２２・・・振り分は信号発生器 ２３、２４・・・アンド回路 ３０・・・コンパレータ ２５〜２９・・・抵抗 ３１・・・ラッチ回路
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 インバータの交流出力を整流するコンバータの制御回路
において、 出力パラメータの検出電圧と基準電圧をコンパレータで
比較し、該コンパレータの出力で上記インバータの制御
信号を断続することを特徴とするコンバータの制御回路
。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32907989A JPH03190563A (ja) | 1989-12-19 | 1989-12-19 | コンバータの制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32907989A JPH03190563A (ja) | 1989-12-19 | 1989-12-19 | コンバータの制御回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03190563A true JPH03190563A (ja) | 1991-08-20 |
Family
ID=18217390
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP32907989A Pending JPH03190563A (ja) | 1989-12-19 | 1989-12-19 | コンバータの制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH03190563A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2013038911A1 (ja) * | 2011-09-15 | 2013-03-21 | 日本電気株式会社 | 半導体装置及びこれを備えた赤外線撮像装置 |
| JP2016152727A (ja) * | 2015-02-18 | 2016-08-22 | Tdk株式会社 | 制御回路およびスイッチング電源装置 |
| JP2016152708A (ja) * | 2015-02-18 | 2016-08-22 | Tdk株式会社 | 制御回路およびスイッチング電源装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60183967A (ja) * | 1984-02-29 | 1985-09-19 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 高圧直流安定化電源装置 |
-
1989
- 1989-12-19 JP JP32907989A patent/JPH03190563A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60183967A (ja) * | 1984-02-29 | 1985-09-19 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 高圧直流安定化電源装置 |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2013038911A1 (ja) * | 2011-09-15 | 2013-03-21 | 日本電気株式会社 | 半導体装置及びこれを備えた赤外線撮像装置 |
| JPWO2013038911A1 (ja) * | 2011-09-15 | 2015-03-26 | 日本電気株式会社 | 半導体装置及びこれを備えた赤外線撮像装置 |
| US9426388B2 (en) | 2011-09-15 | 2016-08-23 | Nec Corporation | Semiconductor device and infrared image pickup device provided with same |
| JP2016152727A (ja) * | 2015-02-18 | 2016-08-22 | Tdk株式会社 | 制御回路およびスイッチング電源装置 |
| JP2016152708A (ja) * | 2015-02-18 | 2016-08-22 | Tdk株式会社 | 制御回路およびスイッチング電源装置 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5926381A (en) | DC power supply apparatus | |
| JPS5855751B2 (ja) | 電源回路 | |
| US4878163A (en) | Pulse width modulated inverter with high-to-low frequency output converter | |
| CN108988643B (zh) | Llc转换器及其操作方法和控制器以及电源 | |
| US4719559A (en) | Current-mode control of capacitively coupled power converters | |
| JP3296425B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH0241777A (ja) | アーク加工用電源装置 | |
| JPH08130870A (ja) | コンデンサ充電電源装置 | |
| JP2826566B2 (ja) | インバータ式ｘ線装置 | |
| JP3235711B2 (ja) | スイッチング電源 | |
| JP4079585B2 (ja) | コンデンサの充電方法及び充電装置 | |
| EP4664742A1 (en) | Converter system and control method thereof | |
| JPS62290356A (ja) | スイツチング電源 | |
| JP2663535B2 (ja) | アーク加工用電源装置 | |
| JP3001009B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2903609B2 (ja) | アーク加工用電源 | |
| JPS61277376A (ja) | Ｐｗｍコンバ−タ装置の起動回路 | |
| JP2728682B2 (ja) | 電算機用無停電付電源装置 | |
| JPS60226772A (ja) | スイツチング電源 | |
| JPS63245268A (ja) | 電流形ｐｗｍ変換器の制御方法 | |
| JP3161570B2 (ja) | 交流入力電源装置の制御方法及び制御回路 | |
| JPS5840431B2 (ja) | ヘンカンキ | |
| JPH11332251A (ja) | 電流制御型インバータ回路、その制御方法、コンデン サ充電器及びそれを備えたレーザ装置 | |
| JPH0648904B2 (ja) | 並列形共振コンバータ | |
| JPH0353796Y2 (ja) |