JPH0319510B2 - - Google Patents
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- JPH0319510B2 JPH0319510B2 JP1863585A JP1863585A JPH0319510B2 JP H0319510 B2 JPH0319510 B2 JP H0319510B2 JP 1863585 A JP1863585 A JP 1863585A JP 1863585 A JP1863585 A JP 1863585A JP H0319510 B2 JPH0319510 B2 JP H0319510B2
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-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S15/00—Systems using the reflection or reradiation of acoustic waves, e.g. sonar systems
- G01S15/02—Systems using the reflection or reradiation of acoustic waves, e.g. sonar systems using reflection of acoustic waves
- G01S15/50—Systems of measurement, based on relative movement of the target
- G01S15/58—Velocity or trajectory determination systems; Sense-of-movement determination systems
- G01S15/582—Velocity or trajectory determination systems; Sense-of-movement determination systems using transmission of interrupted pulse-modulated waves and based upon the Doppler effect resulting from movement of targets
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
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- G01S15/02—Systems using the reflection or reradiation of acoustic waves, e.g. sonar systems using reflection of acoustic waves
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- G01S15/582—Velocity or trajectory determination systems; Sense-of-movement determination systems using transmission of interrupted pulse-modulated waves and based upon the Doppler effect resulting from movement of targets
- G01S15/584—Velocity or trajectory determination systems; Sense-of-movement determination systems using transmission of interrupted pulse-modulated waves and based upon the Doppler effect resulting from movement of targets with measures taken for suppressing velocity ambiguities, i.e. anti-aliasing
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- Measurement Of Velocity Or Position Using Acoustic Or Ultrasonic Waves (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明はドプラ信号の周波数変換装置、特に運
動する反射体の速度を検出又は測定する装置に用
いられるドプラ信号の周波数変換装置に関する。
動する反射体の速度を検出又は測定する装置に用
いられるドプラ信号の周波数変換装置に関する。
［従来の技術］
一定の繰返し周波数でパルス波を放射して運動
する反射体からの反射波を受信し、送信時間と受
信時間とを比較して反射体までの距離を測定する
とともに、受信周波数の変化を検出して反射体の
速度を検出又は測定するパルスドプラ装置が広く
用いられている。
する反射体からの反射波を受信し、送信時間と受
信時間とを比較して反射体までの距離を測定する
とともに、受信周波数の変化を検出して反射体の
速度を検出又は測定するパルスドプラ装置が広く
用いられている。
一般に、パルス波を放射する繰返し周波数は運
動反射体までの距離に応じて選定されている。し
かしながら、遠距離の被測定体を測定する場合、
反射体までの距離に対応して定まる繰返し周波数
に比較して高い周波数を選定すると、周知のごと
く、実際の距離より近い距離に折返しのエコーが
現出し、距離の判別が困難となる。
動反射体までの距離に応じて選定されている。し
かしながら、遠距離の被測定体を測定する場合、
反射体までの距離に対応して定まる繰返し周波数
に比較して高い周波数を選定すると、周知のごと
く、実際の距離より近い距離に折返しのエコーが
現出し、距離の判別が困難となる。
また、運動反射体の速度を測定する場合にも上
記と類似の現象が現われ、反射体の速度によるド
プラ周波数に比較して低い繰返し周波数を選定す
ると、折返し現象によつて低い周波数として現わ
れ、速度の判別が困難となる。
記と類似の現象が現われ、反射体の速度によるド
プラ周波数に比較して低い繰返し周波数を選定す
ると、折返し現象によつて低い周波数として現わ
れ、速度の判別が困難となる。
これらの距離、速度ともに折返し現象を生じさ
せないで測定するためには、最大ドプラ周波数fd
と繰返し周波数frとの間に、速度の絶対値だけで
なくその正負をも判別できる装置の場合には、fd
＝fr／２、速度の絶対値のみを検出測定する装置
の場合には、fd＝fdなる関係を満たす必要がある
ことが広く知られている。
せないで測定するためには、最大ドプラ周波数fd
と繰返し周波数frとの間に、速度の絶対値だけで
なくその正負をも判別できる装置の場合には、fd
＝fr／２、速度の絶対値のみを検出測定する装置
の場合には、fd＝fdなる関係を満たす必要がある
ことが広く知られている。
ここで、速度の正負を判別できる装置におい
て、 fd＝f0・ｋ・Ｖ＝fr／２ （f0：放射する超音波周波数、ｋ：定数、Ｖ：最
大速度） から、測定可能な最大速度Ｖは、 Ｖ＝fr／（2f0・ｋ） となる。
て、 fd＝f0・ｋ・Ｖ＝fr／２ （f0：放射する超音波周波数、ｋ：定数、Ｖ：最
大速度） から、測定可能な最大速度Ｖは、 Ｖ＝fr／（2f0・ｋ） となる。
［発明が解決しようとする問題点」
従来の問題点
しかしながら、前述した測定可能な最大速度Ｖ
の式から理解されるように、最大速度Ｖを大きく
するために繰返し周波数frを高くしようとすれ
ば、折返し現象を生じないで測定できる反射体の
最大距離が小さくなるので、高速度の反射体を測
定する場合に遠距離での速度測定ができないとい
う欠点が生じる。
の式から理解されるように、最大速度Ｖを大きく
するために繰返し周波数frを高くしようとすれ
ば、折返し現象を生じないで測定できる反射体の
最大距離が小さくなるので、高速度の反射体を測
定する場合に遠距離での速度測定ができないとい
う欠点が生じる。
また、放射する超音波周波数を低く選定しよう
とすれば、パルス幅の狭い送信波を形成すること
が困難なばかりでなく、鋭い放射ビームを形成す
ることができず、距離分解能、方位分解能が低下
するという欠点が生じ、遠距離にあつてかつ高速
度で運動する反射体までの距離と反射体の速度を
同時に確定できないという問題があつた。
とすれば、パルス幅の狭い送信波を形成すること
が困難なばかりでなく、鋭い放射ビームを形成す
ることができず、距離分解能、方位分解能が低下
するという欠点が生じ、遠距離にあつてかつ高速
度で運動する反射体までの距離と反射体の速度を
同時に確定できないという問題があつた。
発明の目的
本発明は前記従来の課題に鑑みなされたもので
あり、その目的は、遠距離にあつてかつ高速度で
運動する反射体までの距離と反射体の速度を同時
に確定可能なドプラ信号の周波数変換装置を提供
することにある。
あり、その目的は、遠距離にあつてかつ高速度で
運動する反射体までの距離と反射体の速度を同時
に確定可能なドプラ信号の周波数変換装置を提供
することにある。
［問題点を解決するための手段及び作用］
前記目的を達成するために、本発明は、複数の
周波数の周期的パルスの変調波を繰返し周期の整
数倍の時間ごとに時分割して放射し、運動する反
射体からの反射波を受信、増幅して得られるドプ
ラ信号と複素参照波信号とを混合検波し前記ドプ
ラ信号を複素信号に変換する複素信号変換器と、
前記複素信号を入力して繰返し周期の整数倍の遅
延時間だけ遅れた信号とする遅延線と、該遅延線
の入力複素信号の実数部及び虚数部をｘ１及びｙ
１とし、該遅延線の出力複素信号の実数部及び虚
数部をｘ２，ｙ２としたとき、 Ｘ＝x1・x2＋y1・y2 Ｙ＝x2・y1−x1・y2 で示される複素共役積の実数部Ｘ、虚数部Ｙ又は Ｘ＝x1・x2−y1・y2 Ｙ＝x2・y1＋x1・y2 で示される複素積の実数部Ｘ、虚数部Ｙを演算す
ることにより前記複数の周波数の差又は和に相当
する周波数を有する複素信号を得る複素乗算器と
を含み、運動する反射体のドプラ信号を所望の周
波数のドプラ信号に変換することを特徴とする。
周波数の周期的パルスの変調波を繰返し周期の整
数倍の時間ごとに時分割して放射し、運動する反
射体からの反射波を受信、増幅して得られるドプ
ラ信号と複素参照波信号とを混合検波し前記ドプ
ラ信号を複素信号に変換する複素信号変換器と、
前記複素信号を入力して繰返し周期の整数倍の遅
延時間だけ遅れた信号とする遅延線と、該遅延線
の入力複素信号の実数部及び虚数部をｘ１及びｙ
１とし、該遅延線の出力複素信号の実数部及び虚
数部をｘ２，ｙ２としたとき、 Ｘ＝x1・x2＋y1・y2 Ｙ＝x2・y1−x1・y2 で示される複素共役積の実数部Ｘ、虚数部Ｙ又は Ｘ＝x1・x2−y1・y2 Ｙ＝x2・y1＋x1・y2 で示される複素積の実数部Ｘ、虚数部Ｙを演算す
ることにより前記複数の周波数の差又は和に相当
する周波数を有する複素信号を得る複素乗算器と
を含み、運動する反射体のドプラ信号を所望の周
波数のドプラ信号に変換することを特徴とする。
［実施例］
以下図面に基づいて本発明の好適な実施例を説
明する。
明する。
第１図には、本発明の周波数変換装置を超音波
ドプラ診断装置に適用した実施例が示されてい
る。
ドプラ診断装置に適用した実施例が示されてい
る。
安定な高周波信号を発生する発振器１の出力
は、分周同期回路２に供給され、この分周同期回
路２の出力には必要な各種の同期信号、例えば、
繰返し周波数、クロツクパルス、参照波、制御パ
ルス等の信号が得られる。
は、分周同期回路２に供給され、この分周同期回
路２の出力には必要な各種の同期信号、例えば、
繰返し周波数、クロツクパルス、参照波、制御パ
ルス等の信号が得られる。
本発明において特徴的なことは、複数の超音波
を時分割して放射し、その超音波反射エコーを受
信した後に複数の周波数の和又は差の周波数にお
けるドプラ受信信号に変換することであり、本実
施例では、２個の周波数の超音波を放射する。す
なわち、前記分周同期回路２の出力１００には周
波数f1（例えば2.5MHz）のバーストパルスが一定
の繰返し周波数（例えば4kHz）で発生し、電子
切換器３及び送受切換器４を介して広帯域の探触
子５を駆動する。
を時分割して放射し、その超音波反射エコーを受
信した後に複数の周波数の和又は差の周波数にお
けるドプラ受信信号に変換することであり、本実
施例では、２個の周波数の超音波を放射する。す
なわち、前記分周同期回路２の出力１００には周
波数f1（例えば2.5MHz）のバーストパルスが一定
の繰返し周波数（例えば4kHz）で発生し、電子
切換器３及び送受切換器４を介して広帯域の探触
子５を駆動する。
また、分周同期回路２の他方の出力１０１には
周波数f2（例えば3MHz）のバーストパルスが同じ
繰返し周波数で発生しており、分周同期回路２の
制御パルス出力１０２の繰返し周波数に同期した
電子切換器３の切換え動作により、１周期ごとに
周波数f1とf2のバースト信号が切り換えられ、探
触子５に供給される。そして、探触子５では発生
した超音波が生体に向けて放射される。
周波数f2（例えば3MHz）のバーストパルスが同じ
繰返し周波数で発生しており、分周同期回路２の
制御パルス出力１０２の繰返し周波数に同期した
電子切換器３の切換え動作により、１周期ごとに
周波数f1とf2のバースト信号が切り換えられ、探
触子５に供給される。そして、探触子５では発生
した超音波が生体に向けて放射される。
生体からの反射波は探触子５で受波され電気信
号に変換される。この受信信号は送受切換器４を
介して増幅器６で増幅された後、電子切換器７の
切換えに従つて１周期ごとに帯域フイルタ８，９
に交互に入力される。このフイルタ８，９は周波
数f1，f2を中心とした繰返し周波数に比べて十分
広い帯域から成るフイルタであり、周波数f1，f2
の送信と同期してフイルタの入力が切り換えら
れ、このときの両フイルタの出力振幅は同一とな
るように調整されている。
号に変換される。この受信信号は送受切換器４を
介して増幅器６で増幅された後、電子切換器７の
切換えに従つて１周期ごとに帯域フイルタ８，９
に交互に入力される。このフイルタ８，９は周波
数f1，f2を中心とした繰返し周波数に比べて十分
広い帯域から成るフイルタであり、周波数f1，f2
の送信と同期してフイルタの入力が切り換えら
れ、このときの両フイルタの出力振幅は同一とな
るように調整されている。
前記フイルタ８，９の出力は複素信号変換器２
００に供給され、複数信号に変換される。この複
素信号変換器２００は、２個のミキサ１０，１１
と90度位相器１３と２個の低域フイルタ１４，１
５から構成され、前述したフイルタ８，９の出力
はミキサ１０，１１に入力され、繰返し同期に同
期しかつ90度位相の異なる参照波信号によつて混
合検波される。
００に供給され、複数信号に変換される。この複
素信号変換器２００は、２個のミキサ１０，１１
と90度位相器１３と２個の低域フイルタ１４，１
５から構成され、前述したフイルタ８，９の出力
はミキサ１０，１１に入力され、繰返し同期に同
期しかつ90度位相の異なる参照波信号によつて混
合検波される。
すなわち、周波数f1の受信信号が前述した帯域
フイルタ８に供給され、ミキサ１０，１１に加え
られているときには、電子切換器１２によつて分
周同期回路２の出力１００′から連続波の参照波
信号が供給される。そして、この参照波信号は90
度位相器１３により90度異なる位相の信号に変換
されてミキサ１０に供給され、他方のミキサ１１
にはそのままの参照波信号が供給される。これは
周波数f2に対しても同様に行われており、ミキサ
１０，１１の出力は低域フイルタ１４，１５に供
給されてビデオ信号に変換される。
フイルタ８に供給され、ミキサ１０，１１に加え
られているときには、電子切換器１２によつて分
周同期回路２の出力１００′から連続波の参照波
信号が供給される。そして、この参照波信号は90
度位相器１３により90度異なる位相の信号に変換
されてミキサ１０に供給され、他方のミキサ１１
にはそのままの参照波信号が供給される。これは
周波数f2に対しても同様に行われており、ミキサ
１０，１１の出力は低域フイルタ１４，１５に供
給されてビデオ信号に変換される。
以上が複素信号変換器２００の動作であり、超
音波受信信号の複素変換を数式にて説明する。
音波受信信号の複素変換を数式にて説明する。
超音波受信信号のスペクトルは周波数f1（2.5M
Hz）を中心とした繰返し周波数fr（4kHz）ごとに
配列された線スペクトルと周波数f2（3MHz）を中
心として繰返し周波数frごとに配列された線スペ
クトルとの和であり、説明を簡単にするため、中
心スペクトルに着目して、その振幅をＡ、時間を
ｔとし、前述した両信号は次式にて表わす。
Hz）を中心とした繰返し周波数fr（4kHz）ごとに
配列された線スペクトルと周波数f2（3MHz）を中
心として繰返し周波数frごとに配列された線スペ
クトルとの和であり、説明を簡単にするため、中
心スペクトルに着目して、その振幅をＡ、時間を
ｔとし、前述した両信号は次式にて表わす。
Acos2π（f1＋kf1V）ｔ …(1)
Acos2π（f2＋kf2V）ｔ …(2)
ここで、ｋは比例定数、Ｖは速度、kf1Vと
kf2Vはドプラ効果による周波数の変化分を示す。
kf2Vはドプラ効果による周波数の変化分を示す。
上記(1)、(2)で示される両信号は繰返し周期Ｔご
とに交互に現われる時分割信号となる。また、ミ
キサ１１に供給される参照波信号は振幅を１とし
て、 cos2πf1t及びcos2πf2t …(3) とすれば、ミキサ１０に供給される参照波信号
は、 sin2πf1t及びsin 2πf2t …(4) となる。
とに交互に現われる時分割信号となる。また、ミ
キサ１１に供給される参照波信号は振幅を１とし
て、 cos2πf1t及びcos2πf2t …(3) とすれば、ミキサ１０に供給される参照波信号
は、 sin2πf1t及びsin 2πf2t …(4) となる。
上記(3)式を複素数の実数部、(4)式をその虚数部
とすれば、両式をまとめて複素参照波信号となる
ので、ミキサ１０，１１の出力は互いに複素関係
にある信号となる。従つて、ミキサ１０の出力１
０３には(1)式及び(2)式と(3)式の積に比例した２個
の信号が発生し、この信号は次式にて表わされ
る。
とすれば、両式をまとめて複素参照波信号となる
ので、ミキサ１０，１１の出力は互いに複素関係
にある信号となる。従つて、ミキサ１０の出力１
０３には(1)式及び(2)式と(3)式の積に比例した２個
の信号が発生し、この信号は次式にて表わされ
る。
Acos2πf1kVt ＋Acos2π（2f1＋f1kV）ｔ
…(5) Acos2πf2kVt ＋Acos2π（2f2＋f2kV）ｔ
…(6) 上記(5)、(6)式で表わされる信号は１周期に交互
に時分割されて現われるが、この出力は高周波
（例えば1MHz以上）を遮断する低域フイルタ１４
によつて２f1，２f2の信号が遮断されるので、 Acos2πf1kVt …(7) Acos2πf2kVt …(8) で示される両信号が時分割されて低域フイルタ１
４の出力として現われる。
…(5) Acos2πf2kVt ＋Acos2π（2f2＋f2kV）ｔ
…(6) 上記(5)、(6)式で表わされる信号は１周期に交互
に時分割されて現われるが、この出力は高周波
（例えば1MHz以上）を遮断する低域フイルタ１４
によつて２f1，２f2の信号が遮断されるので、 Acos2πf1kVt …(7) Acos2πf2kVt …(8) で示される両信号が時分割されて低域フイルタ１
４の出力として現われる。
同様にミキサ１１の出力１０４には、(1)式及び
(2)式と(4)式の積に比例した２個の信号が発生し、
低域フイルタ１５の出力は、 Asin2πf1kVt …(9) Asin2πf2kVt …(10) で示される両信号の時分割されたものとなる。そ
して、このような同時間に現われる低域フイルタ
１４と１５の出力は複素信号を形成する。
(2)式と(4)式の積に比例した２個の信号が発生し、
低域フイルタ１５の出力は、 Asin2πf1kVt …(9) Asin2πf2kVt …(10) で示される両信号の時分割されたものとなる。そ
して、このような同時間に現われる低域フイルタ
１４と１５の出力は複素信号を形成する。
従つて、前述した(7)式と(9)式、また(8)式と(10)式
をまとめて次式のような複素信号Z1、Z2で表わす
ことができる。
をまとめて次式のような複素信号Z1、Z2で表わす
ことができる。
Z1＝x1＋iy1
Z2＝x2＋iy2 …(11)
ここで、ｉは複素記号であり、x1，y1及びx2，
y2は次式で表わされる。
y2は次式で表わされる。
x1＝Acos2πf1kVt
y1＝Asin2πf1kvt
x2＝Acos2πf2kVt
y2＝Asin2πf2kVt …(12)
上記(11)式の複素信号Z1，Z2は、時分割で複素信
号変換器２００の出力として得られる。
号変換器２００の出力として得られる。
以上のようにして求められた複素信号Z1，Z2は
アナログ信号であるが、演算精度を高めるため、
Ａ／Ｄ変換器１６，１７に供給されデジタル信号
に変換される。そして、このデジタル信号は送信
の１周期（又はその整数倍）の遅延線１８，１９
に供給される。この遅延線１８，１９は一般に使
用される種々の型式のものを用いることができる
が、精度を向上させるため、本実施例では、デジ
タル信号を１周期の時間、メモリに記憶してから
読み出すように構成する。
アナログ信号であるが、演算精度を高めるため、
Ａ／Ｄ変換器１６，１７に供給されデジタル信号
に変換される。そして、このデジタル信号は送信
の１周期（又はその整数倍）の遅延線１８，１９
に供給される。この遅延線１８，１９は一般に使
用される種々の型式のものを用いることができる
が、精度を向上させるため、本実施例では、デジ
タル信号を１周期の時間、メモリに記憶してから
読み出すように構成する。
従つて、遅延線１８，１９の入力がデジタル信
号x1，x2とするとき、その出力にはx2，y2の信号
が読み出され、一方、遅延線１８，１９の入力が
x2，y2とするとき、その出力はx1，y1の信号とな
る。そして、これら４個のデジタル信号は乗算器
２０，２１，２２，２３及び加減算器２４，２５
で構成される複素乗算器２０１に供給される。こ
の乗算器２０，２１，２２，２３では、順にx1・
x2，x2・y1，y1・y2，x1・y2が演算され、これら
乗算器の各出力は加減算器２４，２５に供給され
てその和又は差が演算される。
号x1，x2とするとき、その出力にはx2，y2の信号
が読み出され、一方、遅延線１８，１９の入力が
x2，y2とするとき、その出力はx1，y1の信号とな
る。そして、これら４個のデジタル信号は乗算器
２０，２１，２２，２３及び加減算器２４，２５
で構成される複素乗算器２０１に供給される。こ
の乗算器２０，２１，２２，２３では、順にx1・
x2，x2・y1，y1・y2，x1・y2が演算され、これら
乗算器の各出力は加減算器２４，２５に供給され
てその和又は差が演算される。
すなわち、加減算器２４では、乗算器２０の出
力１０５と乗算器２２の出力１０６との和が演算
され、加減算器２４の出力信号Ｘは次式になる。
力１０５と乗算器２２の出力１０６との和が演算
され、加減算器２４の出力信号Ｘは次式になる。
Ｘ＝x1・x2＋y1・y2 …（13）
また、加減算器２５では、乗算器２３の出力１
０８と乗算器２１の出力１０７との差が演算さ
れ、加減算器２５の出力信号Ｙは次式になる。
０８と乗算器２１の出力１０７との差が演算さ
れ、加減算器２５の出力信号Ｙは次式になる。
Ｙ＝x1・y2−x2・y1 …（14）
上記信号Ｘ，Ｙは、(11)式のZ1，Z2の共役積の実
数部と虚数部となり、次式で示される複素乗算器
２０１の出力Z0を構成する。
数部と虚数部となり、次式で示される複素乗算器
２０１の出力Z0を構成する。
Z0＝Z2・Z1＊＝（x2＋iy2）（x1−iy1）
＝x2・x1＋y2・y1＋ｉ（x1・y2−x2・y1）
＝Ｘ＋iY …（15）
そして、上式に(12)式を代入すれば、Ｘ、Ｙは次
式にて表わされる。
式にて表わされる。
Ｘ＝A2｛cos2πf2kVt・cos2πf1kVt
＋sin2πf2kVt・sin2πf1kVt｝
＝A2cos2π（f2−f1）kVt …（16）
Ｙ＝A2｛sin2πf2kVt・cos2πf1kVt｝
−cos2πf2kVt・sin2πf1kVt｝
＝A2sin2π（f2−f1）kVt …（17）
ここで、遅延線１８，１９の入力信号は時分割
されており、１周期後には例えば入力信号x1，y1
が出力信号x2，y2となることから、複素乗算器２
０１の出力は、（13）式、（14）式の変数ｘ，ｙに
おける添字１、２を交換したものとなり、（13）
式は同一であるが（14）式は異なつた値、すなわ
ち、（x2・y1−x1・y2）となる。これは１周期ご
とに符号の異なる信号Ｙが複素乗算器２０１から
出力されることであり、すなわち、［（乗算器23の
出力108）−（乗算器21の出力108］）を１周期後に
は変更して［（乗算器21の出力107）−（乗算器23の
出力108）］とするため、分周同期回路２の出力１
０２から供給される１周期ごとの切換信号を加減
算器２５に加える。従つて、１周期ごとに加減算
器２５の符号が変換され、複素乗算器２０１から
は常に（15）式で示される複素信号Z0が出力され
る。
されており、１周期後には例えば入力信号x1，y1
が出力信号x2，y2となることから、複素乗算器２
０１の出力は、（13）式、（14）式の変数ｘ，ｙに
おける添字１、２を交換したものとなり、（13）
式は同一であるが（14）式は異なつた値、すなわ
ち、（x2・y1−x1・y2）となる。これは１周期ご
とに符号の異なる信号Ｙが複素乗算器２０１から
出力されることであり、すなわち、［（乗算器23の
出力108）−（乗算器21の出力108］）を１周期後に
は変更して［（乗算器21の出力107）−（乗算器23の
出力108）］とするため、分周同期回路２の出力１
０２から供給される１周期ごとの切換信号を加減
算器２５に加える。従つて、１周期ごとに加減算
器２５の符号が変換され、複素乗算器２０１から
は常に（15）式で示される複素信号Z0が出力され
る。
このようにして求められた複素乗算器２０１の
出力信号Ｘ，Ｙは、それぞれ演算器２６に入力さ
れ、（18）式で示される算出式によつて振幅Ａが
演算される。
出力信号Ｘ，Ｙは、それぞれ演算器２６に入力さ
れ、（18）式で示される算出式によつて振幅Ａが
演算される。
（X2＋Y2）1/4＝（A4）1/4＝Ａ …(18)
また、出力端子ｅ，ｆに得られる複素信号変換
器２００の出力信号ｘ，ｙを演算器２６にＸ，Ｙ
の代わりに入力して、（18′）式で示される算出式
によつて振幅Ａを演算することもできる。
器２００の出力信号ｘ，ｙを演算器２６にＸ，Ｙ
の代わりに入力して、（18′）式で示される算出式
によつて振幅Ａを演算することもできる。
(x2+y2)1/2＝（A2）1/2＝Ａ…(18′)
そして、演算器２６の出力は除算器２７，２８
に供給され、これら除算器２７，２８の他方の入
力端子に供給されている複素乗算器２０１の出力
信号Ｘ及びＹは、演算器２６の出力信号、すなわ
ちＡで除算される。
に供給され、これら除算器２７，２８の他方の入
力端子に供給されている複素乗算器２０１の出力
信号Ｘ及びＹは、演算器２６の出力信号、すなわ
ちＡで除算される。
従つて、除算器２７，２８の端子ｃ及びｄの出
力は（16）、（17）式から求められて次式で示され
る信号となる。
力は（16）、（17）式から求められて次式で示され
る信号となる。
Acos2π（f2−f1）kVt …（19）
Asin2π（f2−f1）kVt …（20）
上式は２個の周波数の差の周波数におけるドプ
ラ信号となる。
ラ信号となる。
また、加減算器２４，２５を前述した場合と異
なり、２４を減算器、２５を加算器として動作さ
せると、（13）、（14）式は次式となる。
なり、２４を減算器、２５を加算器として動作さ
せると、（13）、（14）式は次式となる。
X′＝x1・x2−y1・y2 …（21）
Y′＝x2・y1＋x1・y2 …（22）
上記X′，Y′は次式にて示されるようにZ1とZ2
の複素積の実数部、虚数部になる。
の複素積の実数部、虚数部になる。
Z0′＝Z1・Z2＝（x1＋iy1）（x2＋iy2）
＝x1・x2−y1・y2＋ｉ(x2・y1+x1・y2)
X′＋iY′ …（23）
この場合には、変数ｘ，ｙの添字１、２を交換
してもZ0′の値は変わらないので、遅延線１８，
１９の入力がx1，y1、出力がx2，y2のときと、一
方、入力がx2，y2、出力がx1，y1のときとの複素
積Z0′は同一であることが分かる。従つて、加減
算器２５の１周期ごとの符号を変更することなく
複素積Z0′が得られ、このX′，Y′に(12)式を代入し
て計算すれば、 X′＝A2cos2π（f1＋f2）kVt …（24） Y′＝A2sin2π（f1＋f2）kVt …（25） となる。
してもZ0′の値は変わらないので、遅延線１８，
１９の入力がx1，y1、出力がx2，y2のときと、一
方、入力がx2，y2、出力がx1，y1のときとの複素
積Z0′は同一であることが分かる。従つて、加減
算器２５の１周期ごとの符号を変更することなく
複素積Z0′が得られ、このX′，Y′に(12)式を代入し
て計算すれば、 X′＝A2cos2π（f1＋f2）kVt …（24） Y′＝A2sin2π（f1＋f2）kVt …（25） となる。
そして、上式の複素乗算器２０１の出力信号
X′，Y′はそれぞれ演算器２６に入力され、前記
の（18）式で示される算出式によつて振幅Ａが演
算される。そして、演算器２６の出力は除算器２
７，２８に供給され、これら除算器２７，２８の
他方の入力端子に供給されている複素乗算器２０
１の出力信号X′及びY′は演算器２６の出力信号
すなわちＡで除算されて、出力端子ｃ，ｄの出力
は次式で示される信号となる。
X′，Y′はそれぞれ演算器２６に入力され、前記
の（18）式で示される算出式によつて振幅Ａが演
算される。そして、演算器２６の出力は除算器２
７，２８に供給され、これら除算器２７，２８の
他方の入力端子に供給されている複素乗算器２０
１の出力信号X′及びY′は演算器２６の出力信号
すなわちＡで除算されて、出力端子ｃ，ｄの出力
は次式で示される信号となる。
Acos2π（f2＋f1）kVt …（26）
Asin2π（f2＋f1）kVt …（27）
上式は２個の周波数f1とf2の和の周波数に基づ
いたドプラ信号である。
いたドプラ信号である。
前記（19）、（20）式と（26）、（27）式が、本発
明にて最終的に得られる周波数変換がなされたド
プラ信号であり、次に従来の装置で得られるドプ
ラ信号と比較して説明する。
明にて最終的に得られる周波数変換がなされたド
プラ信号であり、次に従来の装置で得られるドプ
ラ信号と比較して説明する。
すなわち、前述した電子切換器３，７，１２の
切換えを周波数f1の信号を得る状態（実線の位
置）に固定すれば、図に示されているＡ／Ｄ変換
器の出力端子ｅ，ｆの信号は、前述したように、
従来のドプラ装置では周波数f1の超音波受信信部
を直交検波した信号である。従つて、このＡ／Ｄ
変換器１６，１７の出力信号と（19）、（20）式又
は（26）、（27）式を比較すれば、前者においては
その周波数がf2−f1（例えば3MHz−2.5MHz＝500k
Hz）、また後者においてはその周波数がf1＋f2（例
えば3MHz＋2.5MHz＝5.5MHz）に変換されてい
ることが理解される。
切換えを周波数f1の信号を得る状態（実線の位
置）に固定すれば、図に示されているＡ／Ｄ変換
器の出力端子ｅ，ｆの信号は、前述したように、
従来のドプラ装置では周波数f1の超音波受信信部
を直交検波した信号である。従つて、このＡ／Ｄ
変換器１６，１７の出力信号と（19）、（20）式又
は（26）、（27）式を比較すれば、前者においては
その周波数がf2−f1（例えば3MHz−2.5MHz＝500k
Hz）、また後者においてはその周波数がf1＋f2（例
えば3MHz＋2.5MHz＝5.5MHz）に変換されてい
ることが理解される。
以上のように、本発明によれば、繰返し周波
数、超音波周波数を大幅に変更することなく、実
質上、超音波周波数をf2−f1あるいはf1＋f2に変
更したときのドプラ信号が得られ、前者において
は、f2−f1は500kHzであるから従来の超音波周波
数が3MHzのときと比較して、６倍の最大速度を
測定することが可能となる。
数、超音波周波数を大幅に変更することなく、実
質上、超音波周波数をf2−f1あるいはf1＋f2に変
更したときのドプラ信号が得られ、前者において
は、f2−f1は500kHzであるから従来の超音波周波
数が3MHzのときと比較して、６倍の最大速度を
測定することが可能となる。
また、後者においては、周波数f1＋f2が5.5MHz
の超音波を放射したときのドプラ信号が得られ、
放射する超音波周波数を大幅に上げないで低速の
運動反射体の速度を精度良く測定することが可能
となる。
の超音波を放射したときのドプラ信号が得られ、
放射する超音波周波数を大幅に上げないで低速の
運動反射体の速度を精度良く測定することが可能
となる。
また、本発明によれば、超音波周波数や繰返し
周波数を大幅に変更することなくドプラ信号の周
波数を変換できるので、検出又は測定する速度に
応じた周波数f1とf2を適宜選択することにより目
的部位に対応させた高精度の速度測定もできる。
周波数を大幅に変更することなくドプラ信号の周
波数を変換できるので、検出又は測定する速度に
応じた周波数f1とf2を適宜選択することにより目
的部位に対応させた高精度の速度測定もできる。
更に、端子ａ，ｂから得られる信号は端子ｃ，
ｄの信号と同様にドプラ情報を含んでおり、端子
ａ，ｂ，ｃ，ｄの出力は位相検波ビデオ信号又は
直交検波ビデオ信号として、公知の各形式のドプ
ラ装置における信号処理回路に供給することがで
きる。このドプラ装置としては、普通形式のパル
スドプラ装置のほか、入出力信号の振幅差を検出
する移動目標検出（MTIドプラ）装置等の二次
元ドプラ装置等があり、本発明装置はこれらの装
置の目的に応じた高精度のドプラ信号を供給する
ことが可能となる。
ｄの信号と同様にドプラ情報を含んでおり、端子
ａ，ｂ，ｃ，ｄの出力は位相検波ビデオ信号又は
直交検波ビデオ信号として、公知の各形式のドプ
ラ装置における信号処理回路に供給することがで
きる。このドプラ装置としては、普通形式のパル
スドプラ装置のほか、入出力信号の振幅差を検出
する移動目標検出（MTIドプラ）装置等の二次
元ドプラ装置等があり、本発明装置はこれらの装
置の目的に応じた高精度のドプラ信号を供給する
ことが可能となる。
［発明の効果］
以上説明したように、本発明によれば、超音波
の周波数を大幅に変更することなく周波数の異な
る複数の超音波を時分割にて放射し、運動反射体
から得られた反射エコーの受信信号を放射した複
数の周波数の差あるいは和の周波数のドプラ信号
に変換するようにしたので、遠距離かつ高速度の
運動反射体までの距離と反射体の速度を正確に測
定することができ、また低速度の運動反射体にお
いても従来と比較して高精度の速度測定が可能と
なる。
の周波数を大幅に変更することなく周波数の異な
る複数の超音波を時分割にて放射し、運動反射体
から得られた反射エコーの受信信号を放射した複
数の周波数の差あるいは和の周波数のドプラ信号
に変換するようにしたので、遠距離かつ高速度の
運動反射体までの距離と反射体の速度を正確に測
定することができ、また低速度の運動反射体にお
いても従来と比較して高精度の速度測定が可能と
なる。
第１図は本発明に係るドプラ信号の周波数変換
装置の好適な実施例を示すブロツク図である。 １……発振器、２……分周同期回路、３，７，
１２……電子切換器、４……送受切換器、５……
探触子、６……増幅器、８，９……帯域フイル
タ、１０，１１……ミキサ、１３……90度位相
器、１４，１５……低域フイルタ、１６，１７…
…Ａ／Ｄ変換器、１８，１９……遅延線、２０，
２１，２２，２３……乗算器、２４，２５……加
減算器、２６……演算器、２７，２８……除算
器、２００……複素信号変換器、２０１……複素
乗算器。
装置の好適な実施例を示すブロツク図である。 １……発振器、２……分周同期回路、３，７，
１２……電子切換器、４……送受切換器、５……
探触子、６……増幅器、８，９……帯域フイル
タ、１０，１１……ミキサ、１３……90度位相
器、１４，１５……低域フイルタ、１６，１７…
…Ａ／Ｄ変換器、１８，１９……遅延線、２０，
２１，２２，２３……乗算器、２４，２５……加
減算器、２６……演算器、２７，２８……除算
器、２００……複素信号変換器、２０１……複素
乗算器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 複数の周波数の周期的パルスの変調波を繰返
し周期の整数倍の時間ごとに時分割して放射し、
運動する反射体からの反射波を受信、増幅して得
られるドプラ信号と複素参照波信号とを混合検波
し前記ドプラ信号を複素信号に変換する複素信号
変換器と、前記複素信号を入力して繰返し周期の
整数倍の遅延時間だけ遅れた信号とする遅延線
と、該遅延線の入力複素信号の実数部及び虚数部
をｘ１及びｙ１とし、該遅延線の出力複素信号の
実数部及び虚数部をｘ２，ｙ２としたとき、 Ｘ＝x1・x2＋y1・y2 Ｙ＝x2・y1−x1・y2 で示される複素共役積の実数部Ｘ、虚数部Ｙ又は Ｘ＝x1・x2−y1・y2 Ｙ＝x2・y1＋x1・y2 で示される複素積の実数部Ｘ、虚数部Ｙを演算す
ることにより前記複数の周波数の差又は和に相当
する周波数を有する複素信号を得る複素乗算器と
を含み、運動する反射体のドプラ信号を所望の周
波数のドプラ信号に変換することを特徴とするド
プラ信号の周波数変換装置。 ２ 特許請求の範囲１記載の装置において複素信
号変換器から出力された複素信号の実数部Ｘの２
乗とその虚数部Ｙの２乗との和の２乗根により出
力複素信号を除算する除算器を備えたことを特徴
とするドプラ信号の周波数変換装置。 ３ 特許請求の範囲１記載の装置において、複素
乗算器から出力された複素信号の実数部Ｘの２乗
とその虚数部Ｙの２乗との和の４乗根により出力
複素信号を除算する除算器を備えたことを特徴と
するドプラ信号の周波数変換装置。 ４ 特許請求の範囲１記載の装置において、複素
乗算器の加減算器の出力符号を時分割周期に同期
して切り換えることを特徴とするドプラ信号の周
波数変換装置。 ５ 特許請求の範囲１記載の装置において、ドプ
ラ信号を複数個の異なる受信帯域で受信し、時分
割周期に同期して前記受信帯域を切り換えること
を特徴とするドプラ信号の周波数変換装置。 ６ 特許請求の範囲１記載の装置において、複数
個の周波数の複素参照波信号の周波数を時分割周
期に同期して切り換えることを特徴とするドプラ
信号の周波数変換装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1863585A JPS61178680A (ja) | 1985-02-04 | 1985-02-04 | ドプラ信号の周波数変換装置 |
| US06/746,998 US4780837A (en) | 1984-06-23 | 1985-06-19 | Doppler signal frequency converter |
| CA000484677A CA1246732A (en) | 1984-06-23 | 1985-06-20 | Doppler signal frequency converter |
| EP85107684A EP0166392B1 (en) | 1984-06-23 | 1985-06-21 | Doppler signal frequency converter |
| DE8585107684T DE3586016D1 (de) | 1984-06-23 | 1985-06-21 | Frequenzumsetzer eines dopplersignals. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1863585A JPS61178680A (ja) | 1985-02-04 | 1985-02-04 | ドプラ信号の周波数変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61178680A JPS61178680A (ja) | 1986-08-11 |
| JPH0319510B2 true JPH0319510B2 (ja) | 1991-03-15 |
Family
ID=11977067
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1863585A Granted JPS61178680A (ja) | 1984-06-23 | 1985-02-04 | ドプラ信号の周波数変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61178680A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009261539A (ja) * | 2008-04-24 | 2009-11-12 | Aloka Co Ltd | 超音波診断装置 |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6415033A (en) * | 1987-07-09 | 1989-01-19 | Aloka Co Ltd | Ultrasonic doppler diagnostic apparatus |
| JP3393183B2 (ja) * | 1999-02-12 | 2003-04-07 | 三菱電機株式会社 | ドップラ速度検出装置及び検出方法 |
| JP4812048B2 (ja) * | 2000-05-09 | 2011-11-09 | 株式会社日立メディコ | 超音波診断装置 |
-
1985
- 1985-02-04 JP JP1863585A patent/JPS61178680A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009261539A (ja) * | 2008-04-24 | 2009-11-12 | Aloka Co Ltd | 超音波診断装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61178680A (ja) | 1986-08-11 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |