JPH0345797B2 - - Google Patents
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- JPH0345797B2 JPH0345797B2 JP59128423A JP12842384A JPH0345797B2 JP H0345797 B2 JPH0345797 B2 JP H0345797B2 JP 59128423 A JP59128423 A JP 59128423A JP 12842384 A JP12842384 A JP 12842384A JP H0345797 B2 JPH0345797 B2 JP H0345797B2
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- Japan
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- signal
- complex
- frequency
- doppler
- kvt
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
- G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
- G01S13/50—Systems of measurement based on relative movement of target
- G01S13/58—Velocity or trajectory determination systems; Sense-of-movement determination systems
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S15/00—Systems using the reflection or reradiation of acoustic waves, e.g. sonar systems
- G01S15/02—Systems using the reflection or reradiation of acoustic waves, e.g. sonar systems using reflection of acoustic waves
- G01S15/50—Systems of measurement, based on relative movement of the target
- G01S15/58—Velocity or trajectory determination systems; Sense-of-movement determination systems
- G01S15/582—Velocity or trajectory determination systems; Sense-of-movement determination systems using transmission of interrupted pulse-modulated waves and based upon the Doppler effect resulting from movement of targets
- G01S15/584—Velocity or trajectory determination systems; Sense-of-movement determination systems using transmission of interrupted pulse-modulated waves and based upon the Doppler effect resulting from movement of targets with measures taken for suppressing velocity ambiguities, i.e. anti-aliasing
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Remote Sensing (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Acoustics & Sound (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
- Measurement Of Velocity Or Position Using Acoustic Or Ultrasonic Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明はドプラ信号の周波数変換装置、特に反
射体の運動速度を検出又は測定する装置に用いら
れるドプラ信号の周波数変換装置に関する。
射体の運動速度を検出又は測定する装置に用いら
れるドプラ信号の周波数変換装置に関する。
［背景技術］
一定の繰返し周波数でパルス波を放射して反射
体からの反射波を受信し、送信時間と受信時間と
を比較して反射体までの距離を測定するととも
に、受信周波数の変化を検出して運動なる反射体
の速度を検出又は測定するパルスドプラ装置が広
く用いられている。
体からの反射波を受信し、送信時間と受信時間と
を比較して反射体までの距離を測定するととも
に、受信周波数の変化を検出して運動なる反射体
の速度を検出又は測定するパルスドプラ装置が広
く用いられている。
一般に、パルス波を放射する繰返し周波数は反
射体までの距離に応じて選定されている。しかし
ながら、遠距離の被測定体を測定する場合、反射
体までの距離に対応して定まる繰返し周波数に比
較して高い周波数を選定すると、周知のごとく、
実際の距離より近い距離に折返しのエコーが現出
し、距離の判別が困難となる。
射体までの距離に応じて選定されている。しかし
ながら、遠距離の被測定体を測定する場合、反射
体までの距離に対応して定まる繰返し周波数に比
較して高い周波数を選定すると、周知のごとく、
実際の距離より近い距離に折返しのエコーが現出
し、距離の判別が困難となる。
また、運動する反射体の速度を測定する場合に
も上記と類似の現象が現われ、反射体の速度によ
るドプラ周波数に比較して低い繰返し周波数を選
定すると、折返し現象によつて低い周波数として
現われ、速度の判別が困難となる。
も上記と類似の現象が現われ、反射体の速度によ
るドプラ周波数に比較して低い繰返し周波数を選
定すると、折返し現象によつて低い周波数として
現われ、速度の判別が困難となる。
これら距離、速度ともに折返し現象を生じさせ
ないで測定するためには、最大ドプラ周波数dと
繰返し周波数rとの間に、速度の絶対値だけでな
くその正負をも判別できる装置の場合には、d＝
r／２、速度の絶対値のみを検出測定する装置の
場合には、d＝rなる関係を満たす必要があるこ
とが広く知られている。
ないで測定するためには、最大ドプラ周波数dと
繰返し周波数rとの間に、速度の絶対値だけでな
くその正負をも判別できる装置の場合には、d＝
r／２、速度の絶対値のみを検出測定する装置の
場合には、d＝rなる関係を満たす必要があるこ
とが広く知られている。
ここで、速度の正負を判別できる装置におい
て、 d＝p・ｋ・Ｖ＝r／２ （p：放射する超音波周波数、ｋ：定数、Ｖ：
最大速度） から、測定可能な最大速度Ｖは Ｖ＝r／（2p・ｋ） となる。この式から理解されるように、最大速度
Ｖを大きくするために繰返し周波数rを高くする
とすれば、折返し現象を生じないで測定できる反
射体の最大距離が小さくなるので、高速度の反射
体を測定する場合に遠距離での速度測定ができな
いという欠点が生じる。
て、 d＝p・ｋ・Ｖ＝r／２ （p：放射する超音波周波数、ｋ：定数、Ｖ：
最大速度） から、測定可能な最大速度Ｖは Ｖ＝r／（2p・ｋ） となる。この式から理解されるように、最大速度
Ｖを大きくするために繰返し周波数rを高くする
とすれば、折返し現象を生じないで測定できる反
射体の最大距離が小さくなるので、高速度の反射
体を測定する場合に遠距離での速度測定ができな
いという欠点が生じる。
また、放射する超音波周波数を低く選定すると
すれば、パルス幅の狭い送信波を形成することが
困難なばかりでなく、鋭い放射ビームを形成する
ことができず、距離分解能、方位分解能が低下す
るという欠点が生じ、遠距離にあつてかつ高速度
で運動する反射体の距離と速度を同時に確定でき
ないという問題があつた。
すれば、パルス幅の狭い送信波を形成することが
困難なばかりでなく、鋭い放射ビームを形成する
ことができず、距離分解能、方位分解能が低下す
るという欠点が生じ、遠距離にあつてかつ高速度
で運動する反射体の距離と速度を同時に確定でき
ないという問題があつた。
［発明の目的］
本発明は前記従来の課題に鑑みなされたもので
あり、その目的は、遠距離にあつてかつ高速度の
運動する反射体の距離、速度を確定可能なドプラ
信号の周波数変換装置を提供することにある。
あり、その目的は、遠距離にあつてかつ高速度の
運動する反射体の距離、速度を確定可能なドプラ
信号の周波数変換装置を提供することにある。
［発明の構成］
本発明は、周期的パルス変調波の放射に基づく
運動する反射体からの反射波を受信、増幅して得
られるドプラ信号と、このドプラ信号の中心周波
数に応じた周波数を有する参照波信号とを混合す
る第１ミキサ及び前記ドプラ信号と前記参照波信
号を90度移相した参照波信号とを混合する第２ミ
キサを含み第１及び第２ミキサで混合された信号
を実数部ｘ及び虚数部ｙとする複素信号に変換す
る第１及び第２複素信号変換器と、第１及び第２
複素信号変換器からの互いに異なる中心周波数
1，2を有する２個の複素信号の実数部x1，x2及
び虚数部y1，y2を入力し、 Ｘ＝x1・x2＋y1・y2 Ｙ＝x2・y1−x1・y2 で示される複素共役積の実数部Ｘ、虚数部Ｙ又は Ｘ＝x1・x2−y1・y2 Ｙ＝x2・y1＋x1・y2 で示される複素積の実数部Ｘ、虚数部Ｙを演算す
ることにより中心周波数1，2の差又は和に相当
する中心周波数を有する複素信号を得る複素乗算
器とを含み、運動反射体からのドプラ信号を所望
の周波数に変換することを特徴とする。
運動する反射体からの反射波を受信、増幅して得
られるドプラ信号と、このドプラ信号の中心周波
数に応じた周波数を有する参照波信号とを混合す
る第１ミキサ及び前記ドプラ信号と前記参照波信
号を90度移相した参照波信号とを混合する第２ミ
キサを含み第１及び第２ミキサで混合された信号
を実数部ｘ及び虚数部ｙとする複素信号に変換す
る第１及び第２複素信号変換器と、第１及び第２
複素信号変換器からの互いに異なる中心周波数
1，2を有する２個の複素信号の実数部x1，x2及
び虚数部y1，y2を入力し、 Ｘ＝x1・x2＋y1・y2 Ｙ＝x2・y1−x1・y2 で示される複素共役積の実数部Ｘ、虚数部Ｙ又は Ｘ＝x1・x2−y1・y2 Ｙ＝x2・y1＋x1・y2 で示される複素積の実数部Ｘ、虚数部Ｙを演算す
ることにより中心周波数1，2の差又は和に相当
する中心周波数を有する複素信号を得る複素乗算
器とを含み、運動反射体からのドプラ信号を所望
の周波数に変換することを特徴とする。
［実施例］
以下図面に基づいて本発明の好適な実施例を説
明する。
明する。
第１図には、超音波を用いて生体の血流を検出
又は測定する装置に本発明を適用した実施例が示
され、安定な高周波信号を発生する発振器１の出
力は分周同基回路２に供給されており、該分周同
期回路２の出力には必要な各種の同期信号、例え
ば繰返し周波数、クロツクパルス、参照波、制御
パルス等の信号が得られる。この一定の繰返し周
波数（例えば4kHz）の制御パルス１００は、送
受切換器３を介して探触子４に入力され、超音波
に変換されて超音波パルス波として生体内に放射
される。
又は測定する装置に本発明を適用した実施例が示
され、安定な高周波信号を発生する発振器１の出
力は分周同基回路２に供給されており、該分周同
期回路２の出力には必要な各種の同期信号、例え
ば繰返し周波数、クロツクパルス、参照波、制御
パルス等の信号が得られる。この一定の繰返し周
波数（例えば4kHz）の制御パルス１００は、送
受切換器３を介して探触子４に入力され、超音波
に変換されて超音波パルス波として生体内に放射
される。
生体からの反射波は探触子４と反射体との距離
に応じた遅延時間にて探触子４に受信され、探触
子４によつて超音波反射波は電気信号に変換され
る。該電気信号は送受切器３を介して高周波増幅
器５に入力されて増幅され、該高周波増幅器５の
出力信号１０１は２個の帯域フイルタ６，７に入
力される。
に応じた遅延時間にて探触子４に受信され、探触
子４によつて超音波反射波は電気信号に変換され
る。該電気信号は送受切器３を介して高周波増幅
器５に入力されて増幅され、該高周波増幅器５の
出力信号１０１は２個の帯域フイルタ６，７に入
力される。
前記信号１０１のスペクトルは、繰返し周波数
（4kHz）ごとに現われる線スペクトルであるが、
該スペクトルの包絡線は駆動パルス幅や探触子の
特性で定まり、第２図Ａに示されるように、例え
ば中心周波数が、3MHzである広帯域のスペクト
ルとなつており、また信号１０１は、第２図Ｂの
6，7で示される濾過帯域の異なる特性を有する
２個のフイルタ６，７によつて濾過されるので、
該フイルタ６，７の出力信号１０２，１０３のス
ペクトルは、第２図Ｃに示されるように、中心周
波数約2.9MHz（6s）、3.1MHz（7s）の２つの異な
る包絡線を持つスペクトルとなる。
（4kHz）ごとに現われる線スペクトルであるが、
該スペクトルの包絡線は駆動パルス幅や探触子の
特性で定まり、第２図Ａに示されるように、例え
ば中心周波数が、3MHzである広帯域のスペクト
ルとなつており、また信号１０１は、第２図Ｂの
6，7で示される濾過帯域の異なる特性を有する
２個のフイルタ６，７によつて濾過されるので、
該フイルタ６，７の出力信号１０２，１０３のス
ペクトルは、第２図Ｃに示されるように、中心周
波数約2.9MHz（6s）、3.1MHz（7s）の２つの異な
る包絡線を持つスペクトルとなる。
運動する反射体を測定する場合には、周知のご
とく、受信波の周波数は反射体速度と送信周波数
に比例したドプラ効果を受けるので、運動する反
射体が探触子に近づくときのスペクトルは第２図
の破線で示されるように包絡線で変化する。従つ
て、フイルタ６，７の出力スペクトルにおいても
包絡線が変化し、特にスペクトル７ｓの周波数成
分はスペクトル６ｓの周波数成分より高いのでよ
り大きな偏移を持つて包絡線が変化することとな
る。
とく、受信波の周波数は反射体速度と送信周波数
に比例したドプラ効果を受けるので、運動する反
射体が探触子に近づくときのスペクトルは第２図
の破線で示されるように包絡線で変化する。従つ
て、フイルタ６，７の出力スペクトルにおいても
包絡線が変化し、特にスペクトル７ｓの周波数成
分はスペクトル６ｓの周波数成分より高いのでよ
り大きな偏移を持つて包絡線が変化することとな
る。
このようにして得られた前記フイルタ６，７の
出力信号１０２，１０３は、それぞれ複素信号変
換器２０１，２０２に入力されて複素信号に変換
される。該複素信号変換器２０１は２個のミキサ
８，９と90度移相器１２と２個の低域フイルタ１
４，１５から構成され、また複素信号変換器２０
２も複素信号変換器２０１と同様に、ミキサ１
０，１１と90度移相器１３と低域フイルタ１６，
１７から構成されており、以下に複素信号変換器
２０１，２０２での信号変換を説明する。
出力信号１０２，１０３は、それぞれ複素信号変
換器２０１，２０２に入力されて複素信号に変換
される。該複素信号変換器２０１は２個のミキサ
８，９と90度移相器１２と２個の低域フイルタ１
４，１５から構成され、また複素信号変換器２０
２も複素信号変換器２０１と同様に、ミキサ１
０，１１と90度移相器１３と低域フイルタ１６，
１７から構成されており、以下に複素信号変換器
２０１，２０２での信号変換を説明する。
信号１０２，１０３の出力スペクトル６ｓ，７
ｓは繰返し周波数の整数倍の多数の線スペクトル
から成立しているが、説明を簡単にするため単一
の中心スペクトルに着目し、この周波数を1，
2、振幅を同一としこれをＡ、時間をｔとする
と、信号１０２，１０３は Acos2π（1＋k1v）ｔ …(1) Acos2π（2＋k2v）ｔ …(2) で表わされる。
ｓは繰返し周波数の整数倍の多数の線スペクトル
から成立しているが、説明を簡単にするため単一
の中心スペクトルに着目し、この周波数を1，
2、振幅を同一としこれをＡ、時間をｔとする
と、信号１０２，１０３は Acos2π（1＋k1v）ｔ …(1) Acos2π（2＋k2v）ｔ …(2) で表わされる。
ここでｋは比例定数、ｖは速度、k1vとk2v
はドプラ効果による周波数の変化分を示す。
はドプラ効果による周波数の変化分を示す。
そして、前記信号１０２は開閉器３１の端子３
１を介してミキサ８，９に入力され、該ミキサ
８，９の他方の入力には参照波信号１０４が分周
同期回路２から開閉器３３の端子３３を介して
入力される。該参照波信号１０４の周波数は繰返
し周波数の整数倍の連続波周波数1（2.9MHz）に
てミキサ８に入力されており、また参照波信号１
０４の他方は90度移相器１２により90度移相され
てミキサ９に入力されている。従つて、ミキサ８
とミキサ９に入力される参照波信号は位相がが90
度異なつた信号となり、これは振幅を１とする
と、次の式で表わされる。
１を介してミキサ８，９に入力され、該ミキサ
８，９の他方の入力には参照波信号１０４が分周
同期回路２から開閉器３３の端子３３を介して
入力される。該参照波信号１０４の周波数は繰返
し周波数の整数倍の連続波周波数1（2.9MHz）に
てミキサ８に入力されており、また参照波信号１
０４の他方は90度移相器１２により90度移相され
てミキサ９に入力されている。従つて、ミキサ８
とミキサ９に入力される参照波信号は位相がが90
度異なつた信号となり、これは振幅を１とする
と、次の式で表わされる。
cos2π 1t …(3)
sin2π 1t …(4)
上記(3)式を複素数の実数部、(4)式をその虚数部
とすれば、両式をまとめて複素参照波となるの
で、ミキサ８，９によつて演算されたミキサ出力
信号は互いに複素関係にある信号となる。
とすれば、両式をまとめて複素参照波となるの
で、ミキサ８，９によつて演算されたミキサ出力
信号は互いに複素関係にある信号となる。
この結果、これらのミキサ８，９の出力信号に
は、(3)式と(1)式の積に比例した信号１０６が発生
する。該信号１０６は、次式 Acos2π 1kvt ＋cos2π（21＋1 kv）ｔ …(5) で表わされ、500kHz以上の周波数成分を遮断す
る低域フイルタ１４に入力されることによつて(5)
式の21（5.8MHz）の高周波成分は除去され、出
力信号１１０は次式で表わされる信号となる。
は、(3)式と(1)式の積に比例した信号１０６が発生
する。該信号１０６は、次式 Acos2π 1kvt ＋cos2π（21＋1 kv）ｔ …(5) で表わされ、500kHz以上の周波数成分を遮断す
る低域フイルタ１４に入力されることによつて(5)
式の21（5.8MHz）の高周波成分は除去され、出
力信号１１０は次式で表わされる信号となる。
Acos2π 1kvt …(6)
同様にして、ミキサ９では(1)式と(4)式の積に比
例した出力が現われるので、低域フイルタ１５の
出力信号１１１は Asin2π 1kvt …(7) で表わされる、(6)，(7)式の信号をまとめると、次
式で表わされる複素信号となる。
例した出力が現われるので、低域フイルタ１５の
出力信号１１１は Asin2π 1kvt …(7) で表わされる、(6)，(7)式の信号をまとめると、次
式で表わされる複素信号となる。
Z1＝Ａ｛cos2π 1kvt＋isin2π 1kvt｝
＝x1＋iy1 …(8)
ここで、ｉは複素信号であり、x1・y1は次式で
表わされる。
表わされる。
x1＝Acos2π 1kvt、
y1＝Asin2π 1kvt …(9)
一方、複素信号変換器２０２では、複素参照波
の周波数は繰返し周波数の整数倍の連続波周波数
2（3.1MHz）となつており、２個の出力信号１１
２，１１３は複素信号変換器２０１と同様に複素
式で表わせば次式となる。
の周波数は繰返し周波数の整数倍の連続波周波数
2（3.1MHz）となつており、２個の出力信号１１
２，１１３は複素信号変換器２０１と同様に複素
式で表わせば次式となる。
Z2＝Ａ｛cos2π 2kvt＋ｉ sin2π 2kvt｝
＝x2＋ｉ y2 …(10)
ここで、x2，y2は次式で表わされる。
x2＝Acos2π 2kvt、
y2＝Asin2π 2kvt …(11)
以上のようにしてて求められたアナログ信号号
z1，z2は演算精度を上げるためアナログデジタル
変換器１８，１９，２０，２１によつてデジタル
信号に変換され、これら４個のデジタル信号x1，
y1，x2，y2は乗算器２２，２３，２４，２５及び
加減算器２６，２７で構成された複素乗算器２０
３に入力される。
z1，z2は演算精度を上げるためアナログデジタル
変換器１８，１９，２０，２１によつてデジタル
信号に変換され、これら４個のデジタル信号x1，
y1，x2，y2は乗算器２２，２３，２４，２５及び
加減算器２６，２７で構成された複素乗算器２０
３に入力される。
そして、該乗算器２２，２３，２４，２５で
は、x1・x2，y1・y2，x2，y1，x1・y2がそれぞれ
演算され、乗算器２２と２３の出力は加減算器２
６に入力されており、また乗算器２４，２５の出
力は加減算器２７に入力される。ここで、加減算
器２６を加算器、加減算器２７を減算器として動
作させると、複素乗算器２０３の出力Z0（Ｘ，Ｙ）
のＸ，Ｙは次式となる。
は、x1・x2，y1・y2，x2，y1，x1・y2がそれぞれ
演算され、乗算器２２と２３の出力は加減算器２
６に入力されており、また乗算器２４，２５の出
力は加減算器２７に入力される。ここで、加減算
器２６を加算器、加減算器２７を減算器として動
作させると、複素乗算器２０３の出力Z0（Ｘ，Ｙ）
のＸ，Ｙは次式となる。
Ｘ＝x1・x2＋y1・y2 …(12)
Ｙ＝x2・y1−x1・y2 …(13)
上記Ｘ，Ｙは次式に示されるように(8)，(10)式の
Z1，Z2の共役積の実数部と虚数部になつている。
Z1，Z2の共役積の実数部と虚数部になつている。
Z0＝Z1 *・Z2
＝（x1−iy1）（x2＋iy2）
＝x1・x2＋y1・y2＋ｉ（x1・y2−x2・y1）
＝Ｘ＋iY …(14)
そして、(12)，(13)式は、(9)，(11)式を代入して計
算すると次式のようになる。
算すると次式のようになる。
Ｘ＝A2｛cos2π 1kvt・cos2π 2kvt
＋sin2π 1kvt・sin2π 2kvt｝
＝A2cos2π（2−1）kvt …(15)
Ｙ＝A2｛cos2π 1kvt・sin2π 2kvt
−sin2π 1kvt・cos2π 2kvt｝
＝A2sin2π（2−1）kvt …(16)
このようにして求められた複素乗算器２０３の
出力Ｘ，Ｙは演算器２８に入力され、次式で示さ
れる算出式によつて振幅Ａが演算される。
出力Ｘ，Ｙは演算器２８に入力され、次式で示さ
れる算出式によつて振幅Ａが演算される。
（X2＋Y2）1/4＝（A4）1/4＝Ａ …(17)
そして、演算器２８の出力は除算器２９，３０
に入力され、これら除算器の他方の入力端子に入
力されている信号Ｘ又はＹは演算器２８の出力信
号すなわちＡで除算される。
に入力され、これら除算器の他方の入力端子に入
力されている信号Ｘ又はＹは演算器２８の出力信
号すなわちＡで除算される。
従つて、各除算器２９，３０端子ｃ及びｄの出
力は(15)，(16)，(17)式から求められ次式となる。
力は(15)，(16)，(17)式から求められ次式となる。
Acos2π（2−1）kvt …(18)
Asin2π（2−1）kvt …(19)
また、加減算器２６，２７を前述の場合と逆に
２６を減算器、２７を加算器として動作させる
と、(12)，(13)式となる。
２６を減算器、２７を加算器として動作させる
と、(12)，(13)式となる。
X′＝x1・x2−y1・y2 …(20)
Y′＝x2・y1＋x1・y2 …(21)
上記X′，Y′は次式に示されるようにZ1，Z2の
複素積の実数部、虚数部になる。
複素積の実数部、虚数部になる。
Z0′＝Z1・Z2
＝（x1＋iy1）（x2＋iy2）
＝x1・x2−y1・y2＋ｉ（x2・y1＋x1・y2）
＝X′＋iY′ …(22)
この(22)式は、(15)，(16)式と同様に計算する
と、次の(23)，(24)式になる。
と、次の(23)，(24)式になる。
X′＝A2cos2π（1＋2）kvt …(23)
Y′＝A2sin2π（1＋2）kvt …(24)
そして、除算器２９，３０においてＡで計算さ
れ、端子ｃ，ｄの出力は次式となる。
れ、端子ｃ，ｄの出力は次式となる。
Acos2π（2＋1）kvt …(25)
Asin2π（2＋1）kvt …(26)
次に、開閉器３１，３２，３３，３４の接点を
端子ｅ側に切り換えると、１０１の信号はミクサ
８，９，１０，１１に加わると共に他方の入力端
子に入力される参照波の周波数は、繰返し周波数
の整数倍の連続波の周波数0に変更される。こと
きの動作は(25)，(26)式で1＝2＝0としたものと
同じであるから、次式となる。
端子ｅ側に切り換えると、１０１の信号はミクサ
８，９，１０，１１に加わると共に他方の入力端
子に入力される参照波の周波数は、繰返し周波数
の整数倍の連続波の周波数0に変更される。こと
きの動作は(25)，(26)式で1＝2＝0としたものと
同じであるから、次式となる。
Acos4π 0kvt …(25′)
Asin4π 0kvt …(26′)
このとき、変換器２０１のみの動作は前述の周
波数1のときの動作と同じであるから、１１０，
１１１の端子Ａ，Ｂから得られる信号は次式とな
る。
波数1のときの動作と同じであるから、１１０，
１１１の端子Ａ，Ｂから得られる信号は次式とな
る。
Acos2π 0kvt …(27)
Asin2π 0kvt …(28)
この信号は従来の直交検波器の出力の信号と同
じである。
じである。
従つて、(27)，(28)式と、本発明を実施したと
きに得られる(18)，(19)式とを比較すれば、送信
の中心周波数0の代わりに1−2（3.1MHz−2.9M
Hz）すなわち、200kHzで送信波を放射したとき
に得られるドプラ信号と同一であることが理解さ
れる。
きに得られる(18)，(19)式とを比較すれば、送信
の中心周波数0の代わりに1−2（3.1MHz−2.9M
Hz）すなわち、200kHzで送信波を放射したとき
に得られるドプラ信号と同一であることが理解さ
れる。
以上のように、本発明によれば、繰返し周波数
r、送信周波数0を変更することなく、この0を
実質上1−2に変更した時のドプラ信号が得ら
れ、前述したように、0は3MHz、1−2は200k
Hzであるから3MHzのときに比較して15倍の最大
速度を測定することが可能となる。
r、送信周波数0を変更することなく、この0を
実質上1−2に変更した時のドプラ信号が得ら
れ、前述したように、0は3MHz、1−2は200k
Hzであるから3MHzのときに比較して15倍の最大
速度を測定することが可能となる。
また、(25)，(26)式又は(25)′，(26)′式で示され
る端子ｃ，ｄの出力信号は1＋2（3.1MHz＋２・
9MHz＝6MHz）または20（２×3MHz＝6MHz）を
放射したときに得られるドプラ信号となる。この
ことは、被検体に6MHzを放射した場合と実質上
同じドプラ信号が得られることであり、r，0を
変更しないで抵速度の反射体の速度を精度良く測
定することが可能となる。
る端子ｃ，ｄの出力信号は1＋2（3.1MHz＋２・
9MHz＝6MHz）または20（２×3MHz＝6MHz）を
放射したときに得られるドプラ信号となる。この
ことは、被検体に6MHzを放射した場合と実質上
同じドプラ信号が得られることであり、r，0を
変更しないで抵速度の反射体の速度を精度良く測
定することが可能となる。
また、本発明によれば、放射波の周波数や繰返
し周波数を変更することなくドプラ信号周波数を
変換できるので、検出又は測定する速度に応じて
所望の変換量にて行う高精度の速度測定をも可能
とする。
し周波数を変更することなくドプラ信号周波数を
変換できるので、検出又は測定する速度に応じて
所望の変換量にて行う高精度の速度測定をも可能
とする。
更に、端子ａ，ｂの信号は、端子ｃ，ｄの信号
と同様にドプラ情報を含んでおり、端子ａ，ｂ，
ｃ，ｄの出力は位相検波ビデオ信号又は直交検波
ビデオ信号として用いることができる。
と同様にドプラ情報を含んでおり、端子ａ，ｂ，
ｃ，ｄの出力は位相検波ビデオ信号又は直交検波
ビデオ信号として用いることができる。
第３図には、本発明により周波数変換されたド
プラ信号を用いた装置（第１図の２０４の部分）
が示されており、これは一般に用いられる形式の
パルスドプラ装置である。前記端子ｃ，ｄ又は端
子ａ，ｂの周波数変換部からのドプラビデオ信号
は第３図Ｃ，Ｄ端子に接続され、この信号はデジ
タルアナログ変換器５０，５１でアナログ信号に
変換されて、サンプルホールド回路５２，５３に
入力される。前記分周同期回路２（第１図）から
送られるサンプリングパルスは送信時間から所定
の時間遅れでサンプルホールド回路５２，５３に
加わるので、所定の距離（深度）における反射体
のドプラ信号が取り出される。そして、該ドプラ
信号は低域フイルタで構成されたドプラフイルタ
５４，５５で不要な信号が除去され、演算回路５
６に入力されており、演算回路５６の出力は測定
表示器５７に入力され、演算された反射体の速度
が表示される。
プラ信号を用いた装置（第１図の２０４の部分）
が示されており、これは一般に用いられる形式の
パルスドプラ装置である。前記端子ｃ，ｄ又は端
子ａ，ｂの周波数変換部からのドプラビデオ信号
は第３図Ｃ，Ｄ端子に接続され、この信号はデジ
タルアナログ変換器５０，５１でアナログ信号に
変換されて、サンプルホールド回路５２，５３に
入力される。前記分周同期回路２（第１図）から
送られるサンプリングパルスは送信時間から所定
の時間遅れでサンプルホールド回路５２，５３に
加わるので、所定の距離（深度）における反射体
のドプラ信号が取り出される。そして、該ドプラ
信号は低域フイルタで構成されたドプラフイルタ
５４，５５で不要な信号が除去され、演算回路５
６に入力されており、演算回路５６の出力は測定
表示器５７に入力され、演算された反射体の速度
が表示される。
このほか、端子ａ，ｂ，ｃ，ｄの出力信号は、
位相検波されたビデオ信号を必要とする他の形式
のドプラ装置に供給することもでき、ドプラ装置
としては、このビデオ信号を繰返し周期に等しい
遅れ時間を設けた遅延線の入出力信号の位相差や
相関を求めて流速分布を測定表示する装置や入出
力信号の振幅差を検出する移動目標検出（MTI
ドプラ）装置等の二次元ドプラ装置に応用可能で
ある。
位相検波されたビデオ信号を必要とする他の形式
のドプラ装置に供給することもでき、ドプラ装置
としては、このビデオ信号を繰返し周期に等しい
遅れ時間を設けた遅延線の入出力信号の位相差や
相関を求めて流速分布を測定表示する装置や入出
力信号の振幅差を検出する移動目標検出（MTI
ドプラ）装置等の二次元ドプラ装置に応用可能で
ある。
［発明の効果］
以上説明したように、本発明によれば、放射波
の周波数やパルス繰返し周波数を変更することな
くドプラ信号周波数を変更できるので、遠距離か
つ高速度の運動する反射体の距離、速度を正確に
測定することができ、また低速度の反射体におい
ても従来と比較して高精度の速度測定が可能とな
る。
の周波数やパルス繰返し周波数を変更することな
くドプラ信号周波数を変更できるので、遠距離か
つ高速度の運動する反射体の距離、速度を正確に
測定することができ、また低速度の反射体におい
ても従来と比較して高精度の速度測定が可能とな
る。
第１図は本発明に係るドプラ信号の周波数変換
装置の好適な実施例を示すブロツク図、第２図は
周波数変換されるドプラ信号を説明するスペクト
ル図、第３図は実施例装置により得られたドプラ
信号を用いるパルスドプラ装置のブロツク図であ
る。 １…発振器、２…分周同期回路、３…送受切換
回路、４…探触子、５…増幅器、６，７…帯域フ
イルタ、８，９，１０，１１…ミキサ、１２，１
３…90度移相器、１４，１５，１６，１７…低域
フイルタ、１８，１９，２０，２１…アナログデ
ジタル変換器、２２，２３，２４，２５…乗算
器、２６，２７…加減算器、２８…演算器、２
９，３０…除算器、５０，５１…デジタルアナロ
グ変換器、５２，５３…サンプルホールド回路、
５４，５５…ドプラフイルタ、５６…演算回路、
５７…表示回路、２０１，２０２…複素信号変換
器、２０３…複素乗算器、２０４…パルスドプラ
装置。
装置の好適な実施例を示すブロツク図、第２図は
周波数変換されるドプラ信号を説明するスペクト
ル図、第３図は実施例装置により得られたドプラ
信号を用いるパルスドプラ装置のブロツク図であ
る。 １…発振器、２…分周同期回路、３…送受切換
回路、４…探触子、５…増幅器、６，７…帯域フ
イルタ、８，９，１０，１１…ミキサ、１２，１
３…90度移相器、１４，１５，１６，１７…低域
フイルタ、１８，１９，２０，２１…アナログデ
ジタル変換器、２２，２３，２４，２５…乗算
器、２６，２７…加減算器、２８…演算器、２
９，３０…除算器、５０，５１…デジタルアナロ
グ変換器、５２，５３…サンプルホールド回路、
５４，５５…ドプラフイルタ、５６…演算回路、
５７…表示回路、２０１，２０２…複素信号変換
器、２０３…複素乗算器、２０４…パルスドプラ
装置。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 周期的パルス変調波の放射に基づく運動する
反射体からの反射波を受信、増幅して得られるド
プラ信号と、このドプラ信号の中心周波数に応じ
た周波数を有する参照波信号とを混合する第１ミ
キサ及び前記ドプラ信号と前記参照波信号を90度
移相した参照波信号とを混合する第２ミキサを含
み第１及び第２ミキサで混合された信号を実数部
ｘ及び虚数部ｙとする複素信号に変換する第１及
び第２複素信号変換器と、 第１及び第２複素信号変換器からの互いに異な
る中心周波数f1，f2を有する２個の複素信号の実
数部x1，x2及び虚数部y1，y2を入力し、 Ｘ＝x1・x2＋y1・y2 Ｙ＝x2・y1−x1・y2 で示される複素共役積の実数部Ｘ，虚数部Ｙ又は Ｘ＝x1・x2−y1・y2 Ｙ＝x2・y1＋x1・y2 で示される複素積の実数部Ｘ，虚数部Ｙを演算す
ることにより中心周波数f1，f2の差又は和に相当
する中心周波数を有する複素信号を得る複素乗算
器と を含み、運動反射体からのドプラ信号を所望の周
波数に変換することを特徴とするドプラ信号の周
波数変換装置。 ２ 特許請求の範囲１記載の装置において、複素
乗算器から出力された複素信号の実数部Ｘの２乗
とその虚数部Ｙの２乗との和の４乗根により出力
複素信号を除算する除算器を備えたことを特徴と
するドプラ信号の周波数変換装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12842384A JPS618688A (ja) | 1984-06-23 | 1984-06-23 | ドプラ信号の周波数変換装置 |
| US06/746,998 US4780837A (en) | 1984-06-23 | 1985-06-19 | Doppler signal frequency converter |
| CA000484677A CA1246732A (en) | 1984-06-23 | 1985-06-20 | Doppler signal frequency converter |
| DE8585107684T DE3586016D1 (de) | 1984-06-23 | 1985-06-21 | Frequenzumsetzer eines dopplersignals. |
| EP85107684A EP0166392B1 (en) | 1984-06-23 | 1985-06-21 | Doppler signal frequency converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12842384A JPS618688A (ja) | 1984-06-23 | 1984-06-23 | ドプラ信号の周波数変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS618688A JPS618688A (ja) | 1986-01-16 |
| JPH0345797B2 true JPH0345797B2 (ja) | 1991-07-12 |
Family
ID=14984389
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12842384A Granted JPS618688A (ja) | 1984-06-23 | 1984-06-23 | ドプラ信号の周波数変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS618688A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63179275A (ja) * | 1987-01-21 | 1988-07-23 | Aloka Co Ltd | ドプラ信号変換装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58188433A (ja) * | 1982-04-28 | 1983-11-02 | アロカ株式会社 | 超音波診断装置 |
-
1984
- 1984-06-23 JP JP12842384A patent/JPS618688A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS618688A (ja) | 1986-01-16 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |