JPH0431264B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は超音波ドプラ診断装置、時に心臓内あ
るいは血管内の血流などの運動する反射体の速度
を検出又は測定することができる超音波ドプラ診
断装置の改良に関する。

［従来の技術］ 被検体内の運動反射体、例えば心臓等の臓器、
循環器及び血管内の血流、体液流又は心筋などの
運動反射体の速度を測定するため、従来より超音
波パルスドプラ法が実用化されており、被検体内
の運動反射体からの反射エコーのドプラ周波数偏
移に基づいて運動反射体の運動速度を電気的に検
出できる。すなわち、一定の繰返し周波数で超音
波パルスを放射して運動する反射体からの反射波
を受信し、送信時間と受信時間とを比較して反射
体までの距離を測定するとともに、受信周波数の
ドプラ偏移を演算して反射体の速度を測定するこ
とができる。

この場合、一般に超音波パルス波を放射する繰
返し周波数は運動反射体までの距離に応じて選定
されている。しかしながら、遠距離の被測定体を
測定する場合、反射体までの距離に対応して定ま
る繰返し周波数に比較して高い周波数を選定する
と、周知のごとく、実際の距離より近い距離に折
返しのエコーが現出し、距離の判別が困難とな
る。

また、運動反射体の速度を測定する場合にも上
記と類似の現象が現れ、反射体の速度によるドプ
ラ周波数に比較して低い繰返し周波数を選定する
と、折返し現象によつて低い周波数として現れ、
速度の判別が困難となる。

これらの距離、速度ともに折返し現象を生じさ
せないで測定するためには、最大ドプラ周波数f_d
と繰返し周波数f_rとの間に、速度の絶対値だけで
なくその正負をも判別できる装置の場合には、f_d
＝f_r／２、速度の絶対値のみを検出測定する装置
の場合には、f_d＝f_rなる関係を満たす必要がある
ことが広く知られている。

ここで、速度の正負を判別できる装置におい
て、 f_d＝f₀・ｋ・Ｖ＝f_r／２ 但し、 f₀：放射する超音波周波数、 f_r：繰返し周波数、 f_d：最大ドプラ周波数、 ｋ：定数、 Ｖ：最大速度、 から、測定可能な最大速度Ｖは、 Ｖ＝f_r／（2f₀・ｋ） となる。

［発明が解決しようとする問題点］ 第１の問題点 しかしながら、前述した測定可能な最大速度Ｖ
の式から理解されるように、最大速度Ｖを大きく
するために繰返し周波数f_rを高くしようとすれ
ば、折返し現象を生じないで測定できる反射体の
最大距離が小さくなるので、高速度で運動する反
射体を測定する場合に遠距離での速度測定ができ
ないという欠点が生じる。

また、放射する超音波周波数を低く選定しよう
とすれば、パルス幅の狭い送信波を形成すること
が困難なばかりでなく、鋭い放射ビームを形成す
ることができず、距離分解能、方位分解能が低下
するという欠点が生じ、遠距離にあつてかつ高速
度で運動する反射体までの距離と反射体の速度を
同時に確定できないという問題があつた。

第２の問題点 また、運動反射体の運動速度をリアルタイムで
正確に測定するドプラ装置として、本出願人は自
己相関法による速度演算装置を、特開昭58−
188433にて既に出願している。

この装置によれば、被検体内から得られたドプ
ラ受信信号を複素信号に変換し、複素信号の共役
積及び複素積を自己相関法にて求め、この自己相
関値からドプラ周波数偏移を演算している。この
ようにして得られたドプラ周波数偏移は運動反射
体の速度に対応しており、この周波数偏移量から
正確な速度が求められる。

ところで、このような装置において単一ビーム
にて得られる速度は超音波ビーム方向に動くラジ
アル速度のみで速度の運動方向を正確に表示でき
ないという問題がある。

このため、従来では、ある程度離れた異なる位
置から複素の超音波ビームを被検体内の同一位置
に放射し、これにより得られた複数の速度信号を
合成して運動方向を含んだ運動反射体の速度を求
めている。

しかしながら、この方法では装置が複雑になる
ばかりでなく、特に心臓等のように超音波ビーム
を挿入する位置や角度が限定される部位に用いる
場合にはこの方法を適用することができないとい
う欠点があつた。

発明の目的 本発明は前記従来の課題に鑑みなされたもので
あり、その目的は、折返し現象をなくし、遠距離
にあつてかつ高速度で運動する反射体の速度でも
良好に測定し、また同時に、異なる位置から超音
波ビームを放射することなく、簡単な装置にて速
度を精度よく求めることのできる超音波ドプラ診
断装置を提供することにある。

［問題点を解決するための手段］ 前記目的を達成するために、本発明は、一定の
繰返し周波数の超音波パルス波を被検体内に放射
し送信信号と受信信号とを比較して運動反射体ま
での距離と運動反射体の速度を検出する超音波ド
プラ診断装置において、同一方向に向け周波数の
異なる複数の超音波パルス波を繰返し周期の整数
倍の時間ごとに時分割して発生させこの時分割の
超音波パルス波を順に方向を変えて被検体に送受
信する送受信手段と、この送受信手段から得られ
た微小の放射角差を有する第１及び第２の受信信
号をそれぞれ所望の周波数の受信信号に変換して
第１及び第２のラジアル速度を求めるとともに、
この第１及び第２のラジアル速度を比較してセク
タ走査円弧の接線方向の接線速度を演算する速度
成分演算手段と、を備えたことを特徴とする。

すなわち、本発明はベクトル速度を演算するた
め直交成分、つまりラジアル速度（超音波パルス
波放射軸方向）と接線速度を求め、かつその場合
の直交成分の速度を精度よく求めることを特徴と
する。そして、この直交成分の速度を精度よく求
めるために、送受信手段は周波数の異なる超音波
パルス波を時分割で送受信して、速度成分演算手
段内には受信ドプラ信号の周波数を所望の周波数
に変換するための第１の比較器を設ける。

また、ベクトル速度の直交成分を求めるため
に、送受信手段は微小角差を有する第１及び第２
の受信信号を求めて、速度成分演算手段内にはこ
の第１及び第２の受信信号から第１及び第２のラ
ジアル速度を演算し、この第１及び第２のラジア
ル速度から接線速度を演算する第２の比較器を備
える。

［作用］ 以上の構成によれば、まず、送受信手段によ
り、周波数の異なる複数の超音波パルス波を時分
割で放射し、被検体内の運転反射体からの反射波
を同時に受信する。そして、速度成分演算器で
は、いつたん任意方向の第１のラジアル速度を求
めこれを遅延器に記憶させておき、第１のラジア
ル速度の受信方向と微小の偏向角差を有する受信
方向における第２のラジアル速度が出力されたと
きに、この第２のラジアル速度と前記第１のラジ
アル速度とを比較することにより接線速度が求め
られる。この接線速度は被検体内の同一距離にお
けるセクタ走査円弧の接線方向の速度変化分を示
しており、この接線速度とラジアル速度とからベ
クトル速度、つまり速度の絶対値及びベクトル角
度を求めることができる。

このベクトル角度は、運動反射体の運動方向を
示すものであり、運動方向を含んだベクトル速度
は同一超音波ビーム内の速度分布の全てにおい
て、かつ超音波送受波領域の全てについて求めら
れるので、正確な運動方向に基づいた運動反射体
の速度分布を画像表示することができる。

また、速度成分演算器では、周波数の異なる複
数の超音波パルス波を時分割放射して得られた速
度成分が比較器にて周波数変換処理され、実際に
超音波パルス波の繰返し周期と異なる周期の超音
波パルス波を放射した場合と等価の速度成分が得
られ、これにより精度の良い速度を求めることが
できる。

［実施例］ 以下、図面に基づいて本発明の好適な実施例を
説明する。

第１図には、本発明に係る超音波ドプラ診断装
置の実施例の全体図が示され、複素信号変換器は
第２図に、複素自己相関器は第３図に、第１の比
較器は第９図に、第２の比較器は第１０図に、そ
れぞれの回路構成が示されている。以下に、送受
信処理、速度成分演算処理、速度ベクトル演算処
理の順に説明する。

送受信処理 第１図において、安定な高周波信号を発生する
水晶発振器１０の出力は分周同期回路１２に供給
され、この分周同期回路１２によつて所望周波数
の各種出力信号が得られる。これらの出力信号は
超音波パルスビーム送信用の送信繰返し周波数信
号１０１，１０２、複素変換のための複素基準信
号１０５を出力するための複素基準信号１０３，
１０４や装置各部の同期作用を行うクロツク信号
等の各種の信号を含む。本発明において、前記複
素基準信号１０３，１０４の周波数は送信繰返し
周波数信号１０１，１０２の周波数と同一とな
る。

本発明において、第１に特徴的なことは周波数
の異なる複数の超音波パルス波を同一方向に時分
割で放射することであり、送受信手段は複数の周
波数の超音波パルス波を繰返し周期の整数倍の時
間ごとに時分割して発生させる。従つて、分周同
期回路１２からは繰返し周期Ｔの異なる２種のバ
ースト周波数のパルス信号１０１，１０２が出力
されている。このバースト送信周波数信号は、周
波数f₁（例えば2.5MHz）、f₂（例えば3MHz）の２個
の信号とする。また、複数基準信号１０３，１０
４は周波数f₁，f₂の連続波である。

そして、これらの信号を超音波パルス波送受信
の際に切り換えられるために切換器１４，１６が
設けられており、この切換えは繰換し周期の整数
倍に同期して行われる。

この切換器１４の出力は、駆動回路１８及び送
受切換回路２０を介して探触子２２に供給され、
この探触子２２を励振することにより、超音波パ
ルスビームが被検体２３内に放射される。

そして、被検体２３からの反射エコーには組織
からの反射波のほか、血液等からの運動状態を表
す微弱な信号も含まれでおり、この反射エコーは
探触子２２によつて電気信号に変換され、送受切
換回路２０から高周波増幅器２６へ送られて所望
の増幅作用が施された後、その一方の出力が通常
のＢモード表示信号あるいはＭモード表示信号と
して表示部に供給される。

通常のＢモード表示あるいはＭモード表示を行
うための出力信号は、検波器２８及び増幅器３０
を介してCRT表示部３２に供給され、これによ
りCRT表示器３２を反射エコーの強さに応じて
輝度変調して画像を表示する。

前記探触子２２の超音波パルスビームを機械的
あるいは電気的な角度偏向などによつて査行させ
超音波パルスビームで被検体２３を周期的に走査
し、あるいは所望の偏向角にて走査を停止するた
めに走査制御器２４が設けられており、この走査
制御器２４の走査位置信号に基づいて掃引同期回
路３４から掃引同期信号が出力され、これにより
CRT表示部３２の掃引制御が行われる。

一方、前記高周波増幅器２６の他方の出力は速
度演算処理に供され、実施例では複素信号に変換
して自己相関演算に付される。

すなわち、まず高周波増幅器２６から得られた
ドプラ受信信号は第２図に詳細に示される複素信
号変換器４０に供給されるが、複素信号変換器４
０は位相検波器を含む一組のミキサ４１ａ，４１
ｂを有し、各ミキサ４１において、前記ドプラ受
信信号はそれぞれ前記複素基準信号１０５と混合
される。この場合、複素基準信号１０５は90度位
相器４２にて互いに90度位相の異なる複素関係に
ある２個の信号となり、それぞれ別個にミキサ４
１ａ，４１ｂに供給される。従つて、各ミキサ４
１にて受信信号が複素信号に変換されることにな
るが、これは、受信信号と複素基準信号とを混合
検波によつて両周波数の和と差の周波数の信号を
出力し、これら両信号を低域フイルタ４３ａ，４
３ｂに供給して差の周波数成分のみを取り出すこ
とによつて行われる。

前記ミキサ４１の混合検波作用において、複素
基準信号１０５は単一周波数の連続波であるが、
他方の入力信号である受信信号はドプラ情報を含
むパルス波なので、前記低域フイルタ４３の出力
には多数のスペクトル成分が現れることとなる。

以下に、この複素変換を演算式によつて説明す
る。

前記分周同期回路１２からは、周波数f₁（2.5M
Hz）の受信バーストパルス信号１０１が繰返し周
波数f_r（4kHz）で発生し、また周波数f₂（3MHz）
の送受バーストパルス信号１０２が繰返し周波数
f_r（4kHz）で発生する。

そして、切換器１４にて、前記パルス信号が周
期的切り換えられるが、この切換え周期は繰返し
周期Ｔの整数倍で、例えば６倍に選定されてい
る。

また、信号１０３には周波数f₁の連続波が、信
号１０４に周波数f₂の連続波が発生しており、切
換器１６にて複素基準信号１０５として複素信号
変換器４０に供給されている。

この場合、信号の振幅を１として受信信号のス
ペクトル基本波を表すと、次式のようになる。

cos2π（f₁＋kf₁V）ｔ ……(1) cos2π（f₂＋kf₂V）ｔ ……(2) ここで、ｋは比例定数、Ｖは速度、kf₁Vと
kf₂Vはドプラ効果による周波数の変化分を示す。

上記式(1)、(2)で示される両信号は繰返し周期Ｔ
ごとに交互に現れる時分割信号となる。また、ミ
キサ４１ａに供給される複素基準信号は振幅を１
として、 cos2πf₁t及びcos2πf₂t ……(3) とすれば、ミキサ４１ｂに供給される複素基準信
号は、 sin2πf₁t及びsin2πf₂t ……(4) となる。

上記(3)式を複素数の実数部、(4)式をその虚数部
とすれば、両式をまとめて複素信号となるので、
ミキサ４１ａ，４１ｂの出力は互いに複素関係に
ある信号となる。従つて、ミキサ４１ａの出力に
は、(1)式及び(2)式と(3)式の積に比例した２個の信
号が発生し、この信号は次式にて表される。

cos2πf₁kVt＋cos2π（2f₁＋f₁kV）ｔ ……(5) cos2πf₂kVt＋cos2π（2f₂＋f₂kV）ｔ ……(6) 上記(5)、(6)式で表される信号は６周期ごとに交
互に時分割されて現れるが、この出力は高周波
（例えば1MHz以上）を遮断する低域通過フイルタ
４３ａによつて2f₁，2f₂の信号が遮断されるの
で、 cos2πf₁kVt ……(7) cos2πf₂kVt ……(8) で示される両信号が時分割され低域通過フイルタ
４３ａの力１０６として現れる。

同様にミキサ４１ｂの出力には、(1)式及び(2)式
と(4)式の積に比例した２個の信号が発生し、低域
通過フイルタ４３ｂの出力１０７は、 sin2πf₁kVt ……(9) sin2πf₂kVt ……(10) で示される両信号の時分割されたものとなる。そ
して、このような同時間に現れる低域通過フイル
タ４３ａと４３ｂの出力は複素信号を形成する。

従つて、前述した(7)式と(9)式、また(8)式と(10)式
をまとめて次式のような複素信号Z₁₁，Z₁₂で表す
ことができる。

Z₁₁＝x₁₁＋iy₁₁ Z₁₂＝x₁₂＋iy₁₂ ……（11） ここで、ｉは複素記号であり、x₁₁，y₁₁及びx₁₂，
y₁₂は次式で表される。

x₁₁＝cos2πf₁kVt y₁₁＝sin2πf₁kVt x₁₂＝cos2πf₂kVt y₁₂＝sin2πf₂kVt ……（12） 上記（11）式の複素信号Z₁₁，Z₁₂は、時分割で
複素信号変換器４０の出力として得られる。

以上のようにして求められた複素信号Z₁₁，Z₁₂
はアナログ信号であるが、演算精度を高めるた
め、Ａ／Ｄ変換器３５ａ，３５ｂに供給されデジ
タル信号に変換される。

このようにして求められた複素信号は、速度成
分演算に供される。

速度成分演算処理 実施例では、速度の演算手段として複素自己相
関法を用いており、これを第３図に示される複素
自己相関器６０に基づいて説明する。

まず、Ａ／Ｄ変換器３５の出力信号１０８（１
０９）である時分割の複素信号Z₁₁，Z₁₂をまとめ
て複素信号Z₁で表すと、複素信号Z₁は次式で表さ
れる。

Z₁＝x₁＋iy₁ この複素信号Z₁はデイレーライン６１ａ，６１
ｂにより１周期分遅延されて出力信号Z₂が得られ
る。この出力Z₂は以下の式で表される。

Z₂＝x₂＋iy₂ x₂＝cos2πfkV（ｔ−Ｔ） ……（13） y₂＝sin2πfkV（ｔ−Ｔ） ……（14） ここで、ｆはf₁又はf₂を表す。

そして、信号Z₂の共役信号はZ₂ ^*＝x₂−iy₂であ
り、Z₁とZ₂ ^*との共役積を、以下の式によつて求
めることにより自己相関が演算される。

Z₁Z₂ ^*＝（x₁＋iy₁）（x₂−iy₂）＝x₁x₂＋y
₁y₂＋ｉ（x₂y₁−x₂y₁）……（15） そして、この相関を求めるため、複素自己相関器
６０には２個のデイレーライン６１ａ，６１ｂ、
４個の掛算器６２ａ，６２ｂ，６３ａ，６３ｂ、
そして、加減算器６４ａ，６４ｂが設けられ、前
記相関演算が行われる。

加減算器６４ａの出力をＲとすれば、前記
（13）、（14）、（15）の各関係式から、 Ｒ＝x₁x₂＋y₁y₂＝cos2πfkVT ……（16） が得られ、また加減算器６４ｂの出力をＩとすれ
ば、同様に Ｉ＝x₂y₁−x₁y₂＝sin2πfkVT ……（17） が得られ、両加減算器６４の出力を合わせて自己
相関信号は次式に示される。

Ｓ＝Ｒ＋iI ……（18） そして、この出力Ｓは信号の変動成分や装置か
ら発生する雑音成分を含むので、これら雑音成分
を除去するために次段に設けられた平均回路によ
つて平均が求められ、この平均は＝＋ｉで
表されるものとなる。

この平均回路は、加算器６５ａ，６５ｂと、デ
イレーライン６６ａ，６６ｂと、重み付回路６７
ａ，６７ｂとから成り、デイレーライン６６にて
１周期遅延した出力を現時刻の入力信号に加算器
６５にて加算し、再びこの出力をデイレーライン
６６に供給する操作を繰り返し、この加算を、例
えばデジタル回路で構成する場合には、その加算
出力の上位ビツトを出力すれば、平均値を得るこ
とができる。しかし、単にこの操作を繰り返し行
つていくと、加算回路の増加に伴い、出力値が遂
次増大し、ついには飽和する。そこで、実施例に
おいては、重み付回路６７が設けられ、出力を減
衰させて入力と加算している。すなわち、減衰量
をαとすれば、現時刻の信号より例えば10周期前
信号はα¹⁰だけ減衰して現時刻の信号と加算され
るので、出力に与える影響度が小さくなり、低域
フイルタや移動平均回路と同様の平均機能を果す
ことが可能となる。また、重み付回路６７の重み
付量を変えることにより、平均化の度合いを変更
することが可能となる。

このようにして、複素信号の自己相関が演算さ
れるが、本発明ではこれを時分割で放射される超
音波パルス波ごとに行つてとり、例えば周波数f₁
とf₂の超音波パルス波を６回ごとに放射し、平均
回路を６回ごとに零（クリア））にすれば、複素
自己相関器６０からは各周波数の受信信号ごとに
平均された自己相関信号を得ることができ、これ
は、周波数f₁の場合の自己相関信号の平均値を
S_1a，f₂の場合の平均値をS_2aとすると、次式のよ
うになる。

S_1a＝_1a＋ｉ_1a ここで、 _1a＝｜R₁｜cos2πf₁kVt _1a＝｜R₁｜sin2πf₁kVt ……（19） S_2a＝_2a＋ｉ_2a ここで、 _2a＝｜R₂｜cos2πf₂kVt _2a＝｜R₂｜sin2πf₂kVt ……（20） 以上のようにして、本実施例においては、複素
信号の共役積を求めることによつて自己相関信号
が得られ、この自己相関信号から速度成分が求め
られるが、本発明では微小角度離れた２方向での
信号を比較することにより接線速度を求めてお
り、第４図には、Ｂモート走査における接線速度
の求め方が示されている。

第４図に示されるように、任意方向Ｏ→ａとこ
のＯ→ａ方向と微小の偏向角度Δφ離れたＯ→ｂ
方向に超音波パルス波を送受信する場合を考え
る。

従つて、本発明ではＯ→ａ方向からの反射エコ
ーがパルス列から成る第１の受信信号となり、Ｏ
→ｂ方向からの反射エコーのパルス列が第２の受
信信号となる。

そして、一定方向の流れの速度ｖと超音波ビー
ムの成す角をφとすれば、ビーム方向のラジアル
速度VrはVr＝vcosφで表すことができるので、
Ｋを比例定数とすると、前記（19）、（20）式の実
数部と虚数部は次式で表せる。

_1a＝｜R₁｜cos（Kf₁cosφ） _1a＝｜R₁｜sin（Kf₁cosφ） ……（21） _2a＝｜R₂｜cos（Kf₂cosφ） _2a＝｜R₂｜sin（Kf₂cosφ） ……（22） また、第５図には、受信信号の受信状態とその
処理の時間関係が示されており、実施例では同一
方向ａで6Tの時間だけ周波数f₁のパルスを６回
放射し、これに続いて6Tの時間だけ周波数f₂の
パルスを６回放射し、合計12Tの時分割放射を行
う。そうした後に、ａ方向と微小角Δφのｂ方向
に、6Tの時間だけ周波数f₁のパルスを、更に6T
の時間だけ周波数f₂のパルスを放射する。

ここで、第５図に基づいて速度成分を求めるま
での経過を簡単に説明すると、図Ａに示されるよ
うに自己相関信号Ｓがａ方向及びｂ方向について
周波数f₁及びf₂ごとに得られ、図Ｂに示されるよ
うに前記自己関数信号Ｓの偏角θがそれぞれ求め
られる。そして、図Ｂの偏角は6Tだけ遅らされ
て図Ｃの信号、または12Tだけ遅らされて図Ｅの
信号となる。

次に、図Ｄに示されるように図Ｃ−図Ｂ、例え
ばθ_1a−θ_2aを演算し、ラジアル速度V_raが求めら
れる。一方、図Ｆに示されるように図Ｂ−図Ｅ、
例えばθ_1b−θ_1aを演算し、接線速度V_t1が求められ
る。そして、図Ｇに示されるように図Ｆの信号は
6Tだけ遅らされて、V_t1＋V_t2が演算され図Ｈに
示されるように接線速度V_tpが得られる。このV_tp
は必ずしも求める必要はなく、任意である。

前述したように、図Ａに示される6Tごとの自
己相関信号が得られるが、前記方向ａの自己相関
信号に対して方向ｂの自己相関信号は次式に示さ
れるものとなる。

S_1b＝_1b＋ｉ1b ここで、 _1b＝｜R₁｜cos｛Kf₁cos（φ
−Δφ）｝ _1b＝｜R₁｜sin｛Kf₁cos（φ−Δ
φ）｝……（23） S_2b＝_2b＋ｉ_2b ここで、 _2b＝｜R₂｜cos｛Kf₂cos（φ
−Δφ）｝ 責 _2b＝｜R₂｜sin｛Kf₂cos
（φ−Δφ）｝ ……（24） このようにして求められた，は、比較器に
てラジアル速度及び接線速度が求められる。

比較器の第１の例 第６図には、最も簡単な回路から成る比較器が
示されており、後述する第１図の第１の比較器及
び第２の比較器の代わりに用いられる。

すなわち、第１の比較器として、偏角演算器１
７１、遅延メモリ１７２、減算器１７３及び切換
切１７４を設け、第２の比較器として遅延メモリ
１８２、減算器１８３及び遅延加算回路８９が設
けられており、遅延メモリ１７２，１８２は第１
図に示すメモリ制御器３６にて制御されている。
また、前記遅延加算路８９は、デイレーライン１
８５と、加算器１８６及び切換切１８４から構成
されている。そして、前記偏角演算器１７１は前
記自己相関信号Ｓの偏角θを次式から求める。

θ＝tan^-1（／） ……（25） 従つて、前記式からそれぞれの自己相関信号に
対応した偏角θ_1a′θ_2a′θ_1b′θ_2bが求められ、次式
のよ
うになる。

θ_1a＝Kf₁cosφ θ_2a＝Kf₂cosφ θ_1b＝Kf₁cos（φ−Δφ） θ_2b＝Kf₁cos（φ−Δφ） ……（26） この偏角θ_1a′θ_2a′θ_1b′θ_2bは、第５図に示され
るよ
うに、6Tごとに得られ、この偏角信号は遅延メ
モリ１７２に供給され、メモリ制御器３６からの
アドレス信号によつて１周期分の信号を一時的に
記憶する。この遅延メモリ１７２の読出信号は
6Tの周期だけ遅れるようにしており、第５図Ｃ
に示されるように、偏角信号は6Tの時間遅れで
出力される。

そして、同一周波数の受信信号を比較するため
に減算器１７３が設けられ、この減算器１７３に
はθ_1aとθ_2aが、またθ_1bとθ_2bが入力される。従つ
て、減算器１７３から出力される速度成分はラジ
アル速度であり、ａ方向の速度成分をV_ra、ｂ方
向の速度成分をV_rbとすると、 V_ra＝θ_1a−θ_2a＝ｋ（f₁−f₂）cosφ ……（27） V_rb＝θ_1b−θ_2b＝ｋ（f₁−f₂）cos（φ−Δφ）
……（28） に示される信号が出力される。

なお、第５図Ｄに示されるように、V_raとV_rb
との間に不要な信号Ｘが生じているので、切換器
１７４でこの出力を禁止している。

このようにして求められたラジアル速度V_rは、
前記式からも明らかなように、f₁−f₂の周波数を
送信したときに得られるドプラ信号である。従つ
て、実施例では、f₁＝3MHz、f₂＝2.5MHzである
から、その差の周波数500kHzの超音波パルス波
を送信して得られる出力と等しくなり、折返し現
象なしで3MHzの超音波パルス波を送信したとき
に比較して６倍の速度まで測定を行うことができ
る。

また、これによれば、超音波周波数や繰返し周
波数を大幅に変更することなくドプラ信号の周波
数を変換できるので、検出又は測定する速度に応
じた周波数f₁とf₂を適宜選択することにより、目
的部位に対応させた高精度の速度測定が可能であ
る。

一方、遅延メモリ１８２のメモリはその入力よ
り12Tだけ遅れて読み出され、減算器１８３に供
給される。従つて、この減算器１８３では第５図
のＢとＥに示される信号の差が演算され、次式に
示す速度成分、つまり接線速度が出力される。

V_t1＝θ_1b−θ_1a ＝Kf₁｛cos（φ−Δφ）−cosφ｝ ＝Kf₁｛cosφcosΔφ＋sinφsinΔφ−cosφ｝ ここで、Δφは微小角（例えば1.5°）であるの
で、cosΔφ１、sinΔφΔφとすれば、前記式
は、 V_t1Kf₁Δφsinφ ……（29） そして、次の6T後に現れる速度成分の信号V_t2
は同様にして、 V_t2Kf₂Δφsinφ ……（30） となる。

この（29）（30）式にて表せる速度成分V_t1，
V_t2は、6Tごとに動作する切換器１８４にてその
何れかを選択することができる。

また、デイレーライン１８５はその入力信号を
6Tの期間遅延した信号を加算器１８６に出力し、
この加算器１８６では前記加減算器１８３の出力
とデイレーライン１８５の出力とを加算すること
により、第５図のＦとＧの信号の和がとられ、Ｈ
に示される速度成分V_tpを出力する。

この接線速度V_tpは、 V_tp＝V_t1＋V_t2＝Ｋ（f₁＋f₂）Δφsinφ ……（31） となり、これは（f₁＋f₂）Δφの周波数を送信した
ときに得られる速度の接線速度成分となり、これ
によつて後述するように信号を良好な形で抽出す
ることができる。

速度ベクトル演算処理 以上のようにして得られた速度成分V_t1，V_t2
は、ベクトル速度演算器９０に供給される。

第７図には、ベクトル速度演算器９０の内部回
路が示されており、これは乗算器９１、絶対値演
算器９２、角度演算器９３及び減算器９４から構
成されている。

すなわち、第６図の比較器から入力された接線
速度V_tは、乗算器９１で定数Koが乗じられ、そ
の大きさが補正される。

この接線速度としてV_tpが入力されたときには、
乗算器９１の出力は、 V_tp＝Ko（f₁＋f₂）Δφsinφ ……（32） となる。例えばφ＝45°で、V_t＝V_rが成立するよ
うに前記定数Koが定められる。

すなわち、前記（27）式と（32）式から、 Ko（f₁＋f₂）＝f₁−f₂ ……（33） となり、従つて接線速度V_tは V_t＝Ｋ（f₁＋f₂）sinφ ……（34） となる。このV_tはラジアル速度V_rに対して真の
接線速度となるが、Δφが一定角度で走査されて
いないときは、前記Koは前記（32）式が常に成
立するように補正しながら求めることも可能であ
る。

そして、絶対値演算器９２は次式にてベクトル
速度の絶対値を演算する。

｜Ｖ｜＝√_t ²＋_r ² ……（35） また、角度演算器９３はベクトル角度を次式に
て求める。

φ＝tan^-1（V_t／V_r） ……（36） この２式にてベクトル速度を求めることができ
るが、前記絶対値｜Ｖ｜はＯ→ａ方向の運動反射
体の真の速度を、またベクトル角は運動方向を表
しており、このベクトル速度によつて運動状況の
正確な情報を得ることができる。

この場合、前記角度φは基準線に対する角度に
補正することが実用的であり、実施例では、第４
図に示されるように、走査角の中心線OPに対す
るベクトル角度γに変換しており、走査角βを前
記φから減算器９４にて減算して、次式にてベク
トル角度γを演算している。

γ＝φ−β ……（37） この走査角βは走査制御部２４から供給される
走査アドレスデータにより定まる。このアドレス
データを読み出して演算すれば、ベクトル角度は
中心線を基準としたベクトル角度に変換される。
また、この基準は走査の開始線OQに取ることも
可能である。

このようにして、微小の偏向角Δφを2Δφ，
3Δφ、…に順次変えて、それぞれについて接線速
度の演算が行われており、この結果、セクタ画面
全体おける運動反射体のベクトル速度分布が得ら
れる。

このベクトル速度演算器９０の出力は、Ｄ／Ａ
変換器３７にてアナログ信号に変換された後に
CRT表示器３２に供給され、｜Ｖ｜，γで表され
るベクトル速度は表示器内のDSCに書き込まれ
てCRT上に表示される。この場合、運動反射体
のベクトル速度を断層像に重ねてカラー表示する
ことが可能である。

以上説明したように、本発明はラジアル速度
V_rはf₁−f₂の差の周波数で動作するので、高速度
まで折返し現象のない速度を測定することがで
き、接線速度V_tはf₁＋f₂（又はf₁，f₂）で動作する
が、Δφが微小なため、これについても折返し現
象がない測定ができる。

しかも、この場合、Δφによる検出感度の低下
を防止できるという利点を有している。すなわ
ち、前記（33）式が成立するためKoは小さい値
で良く、このため検出感度は高くなる。

また、接線速度V_tとして、前記（31）式の代
わりにＫ（f₁−f₂）Δφsinφを検出することもでき
るが、この方法では（f₁−f₂）Δφが小さいので、
雑音成分の影響が大きくなり、後に定数Koを大
きくして掛けても、信号対雑音比が変わらないの
で検出が困難である。

従つて、実施例では、（f₁＋f₂）Δφ又はf₁Δφ，
f₂Δφで検出すようにしており、これによれば、
例えば（f₁＋f₂）／（f₁−f₂）＝（3MHz＋2.5M
Hz）／（3MHz−2.5MHz）＝11（倍）となり、信号
対雑音比のよい検出ができる。

このようにして、本発明は折返し現象なしで運
動反射体の絶対流速が測定でき、これによつて血
流などの流れを正確に画像表示することが可能と
なる。

複素デイレーキヤンセラ 被検体の血管内の血流などの運動反射体の速度
を測定する場合、血流信号の強さに比べて血管
壁、心臓などの静止部あるいは低速運動部からの
反射信号は強大であり、これらの信号が混入する
と、高速度で運動する血流などの反射体の速度を
精度よく測定することが困難となる。被検体内の
静止部あるいは低速運動部からの強大な反射信号
を除去して運動反射体のみの速度信号を精度よく
測定するために、第１図において点線で囲む位置
に複素デイレーキヤンセラを挿入することができ
る。

すなわち、実施例においては、第８図に示され
る複素デイレーキヤンセラ５０を設けており、こ
れにより、画像信号の品質を著しく向上させるこ
とができる。

この複素デイレーキヤンセラ５０は、繰返し信
号の１周期Ｔに一致する遅延時間を有するデイレ
ーライン５２ａ，５２ｂを有し、このデイレーラ
イン５２は例えば１周期の中に含まれるクロツク
パルスの数に等しい記憶素子から成るメモリまた
はシフトレジスタから形成することができる。そ
して、これらデイレーライン５２には、それぞれ
差演算器５４ａ，５４ｂが接続されており、差演
算器５４によつてデイレーライン５２の入力すな
わち現時刻の信号と１周期前の信号とを同一深度
において遂次比較して信号の１周期間の差を演算
する。従つて、静止あるいは低速度の生体組織か
らの反射信号は現時刻の信号と１周期前の信号と
の間に変化がなく、あるいは変化が小さいため差
演算器５４の差出力は零に近くなり、一方速度の
速い例えば血流信号の差出力は大きな値として検
出され、これによつて生体組織からの反射信号つ
まりクラツタを抑制することができる。

比較器の第２の例 次に、比較器の第２の例を第９図及び第１０図
に基づいて説明する。

これによれば、速度成分を更に正確に演算する
ことが可能であり、比較器として第１図に示され
るように、第１の比較器７０（第９図）及び第２
の比較器８０（第１０図）が設けられており、こ
れらの第１及び第２の比較器７０，８０は前述し
た複素自己相関器６０と同様な共役積演算器から
構成される。

すなわち、第１の比較器７０は２個のデイレー
ライン７１ａ，７１ｂ、４個の掛算器７２ａ，７
２ｂ，７３ａ，７３ｂ、加減算器７４ａ，７４
ｂ、そして偏角演算器７５から構成されており、
デイレーライン７１ａ，７１ｂは、第６図（比較
器の第１の例）の遅延メモリ１７２と同様に構成
され、入力信号が6Tの時間だけ遅れて出力され
る。そして、このデイレーライン７１の入出力は
自己相関器６０の場合と同様に、その共役積が掛
算器７２，７３にて演算される。

この場合の入力を次式の複素信号Z₇で表す。

Z₇＝＋ｉ＝｜Ｒ｜cosθ_2a＋ｉ｜Ｒ｜
sinθ_2a このθ_2aは、第５図Ｂに示される周波数f₂の超
音波パルス波の場合の偏角であり、またデイレー
ライン７１の出力は、第５図Ｃに示されるよう
に、前記偏角θ_2aより6T時間前の偏角θ_1aの信号と
なる。これをZ₈とすると、 Z₈＝｜Ｒ｜cosθ_1a＋ｉ｜Ｒ｜sinθ_1a となり、第１の比較器７０では前記複素信号Z₇と
Z₈との共役積が演算され、加減算器７４ａ，７４
ｂの出力Z₉は次式のようになる。

Z₉＝Z₈Z₇ ^* ＝｜Ｒ｜²（cosθ_1a＋isinθ_1a）・（cosθ_2aisinθ_2
a ＝｜Ｒ｜²｛cosθ_1a・cosθ_2a＋sinθ_1a・sinθ_2a ＋ｉ（sinθ_1a・cosθ_2a−cosθ_1a・sinθ_2a）｝ ＝｜Ｒ｜²｛cos（θ_1a−θ_2a）＋sin（θ_1a−θ_2a｝ 従つて、偏角演算器７５ではａ方向のラジアル
速度が次式にて演算される。

V_ra＝tan^-1｛｜Ｒ｜²sin（θ_1a−θ_2a）／｜
Ｒ｜²cos（θ_1a−θ_2a）｝＝θ_1a−θ2a また、ｂ方向のラジアル速度成分V_rbが同様に
して演算される［第５図Ｄ］。そして、速度成分
V_raとV_rbとの中間に存在する不要信号Ｘは、第
６図の場合と同様に切換器７６にて取り除かれ
る。

次に、第１０図に示される第２の比較器８０
は、２個のデイレーライン８１ａ，８１ｂ、４個
の掛算器８２ａ，８２ｂ，８３ａ，８３ｂ、加減
算器８４ａ，８４ｂ、そして偏角演算器８５から
構成されており、デイレーライン８１ａ，８１ｂ
は、12Tの遅延時間を有し、第５図のＢとＥで示
される信号の共役積を演算する。従つて、偏角演
算器８５からは、接線速度V_t1＝θ_1b−θ_1a、V_t2＝
θ_2b−θ_2aが出力され、この出力は第６図の加算器
１８３の出力と同様の信号となる。

また、前記偏角演算器の出力はデイレーライン
１８５、加算器１８６及び切換器１８４で構成さ
れた遅延加算回路８９に供給することにより、接
線速度V_tp′V_t1が出力される。

ここで、デイレーライン７１，８１，１８５は
１周期分の信号を記憶して、整数倍の周期で読出
しを行う遅延メモリを用いてより経済的に構成す
ることができる。

このよううな超音波ドプラ装置はＭモードの場
合、２次元にステツプ走査するＢモードの場合、
あるいは移動目的検出装置（MTI）などに適用
でき、また被検体内の断層像に重ねて表示するこ
とができる。

実施例によれば、CRT表示器３２は、図示し
ない切換器により増幅器３０からの通常の画像信
号と、前述したＤ／Ａ変換器３７からのベクトル
速度信号との両者を選択的に、あるいは同時に表
示可能であり、いずれか任意の画像、あるいはこ
れら両画像を重ね合わせた表示を行うことができ
る。

［発明の効果］ 以上説明したように、本発明によれば、周波数
の異なる複数の超音波パルス波を時分割にて放射
し、かつ微小の偏向角差を有する２個の受信信号
からラジアル速度及び接線速度の直交する速度成
分を求めるようにしたので、まず実質的に所望の
周波数の超音波パルス波を放射したときに得られ
る正確な速度を求めるためのドプラ偏移信号が得
られ、遠距離かつ高速度の運動反射体までの距離
と反射体の速度を正確に測定することができる。

そして、これと同時に従来では得ることのでき
なかつた接線速度を得ることができ、この接線速
度とラジアル速度に基づいてベクトル速度を求め
ることができ、ある程度離れた異なる位置からそ
れぞれ超音波ビームを放射することなく正確な運
動方向を表す運動反射体の速度を容易に得ること
ができる。

この結果、従来の超音波診断装置で画像表示さ
れる断層像情報に加えて、正確な血流速度、血流
速度分布を同時に画像表示することができ、実用
上極めて多くの診断情報を提供できる超音波診断
装置を得ることが可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る超音波ドプラ診断装置の
実施例を示す回路ブロツク図、第２図は複素信号
変換器の回路構成を示すブロツク図、第３図は複
素自己相関器の回路構成を示すブロツク図、第４
図は接線速度及びラジアル速度とベクトル速度と
の関係を示す説明図、第５図は本発明において時
分割放射された超音波パルス波に基づいた受信信
号の処理状態を示す説明図、第６図は速度成分演
算を簡単な回路構成から成る比較器の第１の例の
回路を示すブロツク図、第７図はベクトル速度演
算器の回路構成を示すブロツク図、第８図は複素
デイレーキヤンセラの回路構成を示すブロツク
図、第９図はラジアル速度演算に用いられる第１
の比較器における第２の例の回路構成を示すブロ
ツク図、第１０図は接線速度演算に用いられる第
２の比較器における第２の例の回路構成を示すブ
ロツク図である。 １０……水晶発振器、１２……分周同期回路、
１４，１６……切換器、２４……走査制御器、２
６……高周波増幅器、３２……CRT表示器、３
６……メモリ制御器、４０……複素信号変換器、
５０……複素デイレーキヤンセラ、６０……複素
自己相関器、６１ａ，６１ｂ……デイレーライ
ン、６２ａ，６２ｂ，６３ａ，６３ｂ……掛算
器、６４ａ，６４ｂ……加減算器、７０……第１
の比較器、８０……第２の比較器、８９……遅延
加算回路、９０……ベクトル速度演算器、１７１
……偏角演算器、１７２，１８２……遅延メモ
リ、１７３，１８３……減算器、１０１，１０３
……f₁周波数信号、１０２，１０４……f₂周波数
信号。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 一定の繰返し周波数の超音波パルス波を被検
   体内に放射し送信信号と受信信号とを比較して運
   動反射体までの距離と運動反射体の速度を検出す
   る超音波ドプラ診断装置において、 同一方向に向け周波数の異なる複数の超音波パ
   ルス波を繰返し周期の整数倍の時間ごとに時分割
   して発生させこの時分割の超音波パルス波を順に
   方向を変えて被検体に送受信するとともに時分割
   された超音波パルス波の受信ドプラ信号を複素基
   準信号と混合検波して複素信号に変換する送受信
   手段と、 この送受信手段から得られた微小の放射角差を
   有する第１及び第２の複素信号からラジアル速度
   成分と接線速度成分を演算する速度成分演算手段
   と、を備え、 前記速度成分演算手段は、 前記複素信号に基づいて各複素信号の自己相関
   を演算する複素自己相関器と、 前記自己相関の偏角を求める偏角演算器と、 同一方向に対して送受信される異なる周波数の
   超音波パルス波間の遅延時間分前記偏角を遅延さ
   せる第１の遅延器と、 前記偏角演算器の出力偏角と、前記第１の遅延
   器の出力とを差演算して、同一方向に対する異な
   る周波数の受信信号から得られた偏角差からラジ
   アル速度成分を求める第１の減算器と、 隣接する微小角差をもつた異なる方向へ同一周
   波数の超音波パルス波間の遅延時間分前記偏角を
   遅延させる第２遅延器と、 前記偏角演算器の出力偏角と、前記第２の遅延
   器の出力とを差演算して、同一周波数をもつた超
   音波パルス波の異なる方向に対する受信信号から
   得られた偏角差から接線速度成分を求める第２の
   減算器と、 を含むことを特徴とする超音波ドプラ診断装置。 ２ 特許請求の範囲１記載の装置において、第１
   及び第２の減算器は、複素自己相関の複素出力の
   共役積を演算することを特徴とする超音波ドプラ
   診断装置。 ３ 特許請求の範囲１記載の装置において、ラジ
   アル速度成分と接線速度成分とからベクトル速度
   を求めるベクトル速度演算器を備えたことを特徴
   とする超音波ドプラ診断装置。 ４ 特許請求の範囲３記載の装置において、前記
   ベクトル速度演算器は、ラジアル速度成分の２乗
   と接線速度成分の２乗との和の平方根からベクト
   ル速度の絶対値を演算することを特徴とする超音
   波ドプラ診断装置。 ５ 特許請求の範囲３記載の装置において、前記
   ベクトル速度演算器は、ラジアル速度成分と接線
   速度成分との比の逆正接を求めてベクトル角度を
   演算することを特徴とする超音波ドプラ診断装
   置。 ６ 特許請求の範囲５記載の装置において、前記
   ベクトル角度は、走査角により補正してセクタ走
   査の基準方向に対する角度として演算することを
   特徴とする超音波ドプラ診断装置。